автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.01, диссертация на тему:Однополосная угловая модуляция в радиосвязи

КАЗАНСКИЙ ПВУМРСГВЕНИЙ УНИВЕРСИТЕТ ям.В,И.УЛЬЯНОВА-ЛЕНИНА

о п

На правах ргукопйси УДК 621.376.326

ШАМАЕВ МАРАТ МУХАМЕГОВИЧ

ОдКОДОЛОСНАЯ УГЛОВАЯ ЫОДУЛЯВДЯ

ь радиосвязи

Спештзяьноста 05.12.01 - теоретические основы радиотехники

АВТОРЕФЕРАТ

диссертация на соискание ученой степени до«тора фдзййо-ыатвмаглчвскйх наук

Казань 1994

Работа выполнена в Казанском Государственном техническом университете им. А.Н.Туполева

Официальные оппоненты

доктор физико-математических наук, в.н.с. Минуллин Р.Г.

член-корреспондент АШ РФ, доктор технических.наук,

" ' ' * профессор Трофимов А.Т.

доктор технических наук, профессор Судаков Ю.И,

Ведущая организация: НИИ Радиоэлектроники, г.Казань.

/ / / ' ' ''/ /

Защита состоится 'ЧУ."; //' -• УУ; >:, 1994г. в /¿/ часов на заседании специализированного Совета д. ОоЗ. 29. 06. при Казанском государственном университете им. В.И.Ульянова -Ленина "по "адресу,:' ' ' '' '

42000В, г.Казань, ул.'Ленина, 18.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке университета. Автореферат разослан Сг'Ле/У&Ч г.

Ученый секретарь

специализированного совета, ——---

кандидат технических наук —> Бухмин B.C.

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Диссертация представляет собой монографию "Однополосная угловая модуляция в радиосвязи" , опубликованную в 1991 году, где в систематизированном виде представлены работы автора.

Эти работы, начатые в 1976 году, направлены на решение проблемы уменьшения полосы частот, занимаемой каналом связи, не повывая нелинейных искажений и не сникая помехозащищенности его.

Актуальность . Угловая (частотная, фазовая) модуляция благодаря своей повышенной помехозащищенности и малым нелинейным искажениям вызывает повышенный интерес у специалистов в области радиосвязи, радиовещания и многоканальных систем;'-, связи с частотным уплотнением (телеметрия, космическая связь, радиорелейные линии).

Однако,при угловой модуляции соотношения сигнал-шум и ширина полосы частот, занимаемая радиолинией, пропорциональны индексу модуляции. В связи с бурным ростом средств связи в последнее время стала наблвдаться перегрузка (теснота) эфира, что накладывает ограничения на ширину полосы (на величину индекса модуляции). Особенно сильно это ощущается в системах космической (спутниковой) связи. Поэтому в космических системах связи,для оценки эффективности использования полосы частот

канала, вводится понятие эффективность

/= £

где С - скорость передачи информации, Г7„ - ширина спектра сигнала.

Согласно этой формулы та система связи будет эффективнее.

у которой ширина спектраП6 меньше, при всех остальных равных параметрах, так как при этом увеличивается число каналов связи.

В настоящее время благодаря высокой помехозащищенности получают развитие и цифровые методы связи. Однако известно, что цифровые системы связи, хотя и имеют большую помехозащищенность, но занимают полосу частот во много раз большую, чем аналоговые. Кроме того, аналоговые системы связи значительно дешевле, чем цифровые.

Разработка систем связи с однополосной угловой модуляцией уменьшает полосу частот,занимаемую каналом связи," примерно, в два раза и повывает помехозащищенность.

Фазовая модуляция, обладая более высокой помехозащищенностью, чем частотная, не находит применения в радиосвязи. Это объясняется тем, что известные методы демодуляции фазово-моду-лированных сигналов не совершенны - им присущи больаие. нелинейные исканения, зависящие от величины индекса модуляции. Поэтому фазовая модуляция могла быть использована в радиосвязи только при индексах модуляции.примерно 0.25 радиан. Разработанные методы демодуляции однополосного сигнала с фазовой модуляцией работают при любых величинах индексов модуляции с допустимой величиной коэффициента нелинейных исканений, и таким образом, позволяют использовать фазовую модуляции в радиосвязи.

Выделение одной боковой полосы у сигнала с угловой модуляцией на передающем конце не вызывает принципиальных затруднений, при любых величинах индексов модуляции. Однако формирование на приемном конце подавленной боковой полосы из рабочей (переданной), как при однополосной амплитудной модуляции, не представляется возмоаным, т.к. в верхней и нивней боковых полосах нечетные спектральные составляющие спектра противофазны , а четные - синфазны и спектр не симметричен. Восстановление сигнала информации из одной боковой полосы.при индексах модуляции больвих единиц^, не дают удовлетворительных результатов из-за больших искажений в демодулированном сигнале. Причина этого ясна: изменение частоты или фазы в одной боковой полосе сигнала с угловой модуляцией не соответствует закону модулирующего сигнала.

Цель работы заклинается в уменьшении полосы частот, занимаемой каналом связи с угловой.модуляцией, не уменьяая помехозащищенности его, то есть состоит в выборе нового вида сигнала.с однополосной угловой модуляцией (ОП-УМ), • из которого моано было бы восстановить сигнал информации при любой величине индекса модуляции. Кроме того, энергетические показатели сигнала ОП-УМ доланы быть удовлетворительными, . то есть пик-фактор его должен быть небольшим. Зтот сигнал должен достаточно просто демодулироваться, то есть долннн быть разработаны. приемные устройства сигнала ОП-УМ,оценены помехозащищенность их и нелинейные искажения, возникавшие при.демодуляции.

Д.Б.разработаны способы формирования сигнала ОП-УМ. с малыми нелинейными искажениями информационного сигнала, в передатчике.

Поставленная цель достигается, если в качестве ОП-УМ выбрать только четвертую часть спектра сигнала с двухполосной угловой модуляцией(ДП-УМ)«

Научная новизнаработы .Разработкой однополосных систем связи с угловой модуляцией занимались в Японии, США и в СССР.

В Японии разработана система связи с однополосной угловой модуляцией при индексах, не привыващих .0,2. рад. При дальнейшем увеличении индекса модуляции возникают большие нелинейные искажения . В США разработана система связи,подобная однополосной угловой модуляции,где индекс модуляции мо«ет быть любой величины . Б этом методе формируется однополосный сигнал благодаря экспоненциальной амплитудной модуляции колебания.с угловой модуляцией . В японском методе помехозащищенность канала связи оказывается не выше, чем при использовании, однополосного сигнала.с амплитудной модуляцией, а в американском - неприемлемые энергетические характеристики ограничивают индекс модуляции уЗ< 1р0д.

В СССР авторами Гофман Г.М., Иац В.З., Добченко В.Г.. был разработан способ приема частотно-модулированных.сигналов с одной боковой полосой частот. Зтот способ работает при тех ае . индексах модуляции, что и японский. Отличается от первого только тем, что подавление амплитуды несущей в два раза, с

целью увеличения индекса модуляции, осуществляется в приемнике, а в японском это осуществляется в передатчике.

Волковым А.А. был разработан способ формирования однополосного сигнала с угловой модуляцией, но способа демодуляции этого сигнала не предложено.

Диссертантом предложен новый вид сигнала с однополосной угловой модуляцией. Этот вид сигнла свободен от недостатков известных. В нем излучается только четвертая часть спектра сигнала с угловой модуляцией.

Для нового вида сигнала-с однополосной угловой модуляцией разработаны методы и исследовании характеристики, представляемые к зашито:

1. Методы формирования сигналов с однополосной угловой модуляцией:

- Формирование однополосных сигналов с фазовой и частотной модуляциями при индексах модуляции 0,51/с,;

- Формирование однополосных сигналов с фазовой и частотной модуляциями при ]$7 0,5!Ярй§ : . .

- Исследованы модуляторы и подмодуляторы для систем связи с однополосной угловой модуляцией;

- Исследованы искажения информации при формировании однополосного сигнала.

2. Методы умножения и деления частоты на основе однополосного сигнала:

- Умножение частоты большой кратности:

- Широкополосного квазиидеального удвоения частоты;

- Широкополосного деления частоты на два.

3. Энергетические характеристики однополосного сигнала с угловой модуляцией

- Средняя мощность однополосного сигнала за период высокой частоты;

- Средняя мощность однополосного сигнала за бесконечно большой промежуток времени;

- Пик-фактор однополосного сигнала.

4. Методы демодуляции однополосных сигналов с угловой модуляцией;

- Демодуляция однополосного сигнала с фазовой модуляцией при р4>С,5Хрв§\

- Демодуляция .однополосного сигнала с фазовой модуляцией

при

- Демодуляция однополосного сигнала с частотной модуляцией при &

- Демодуляция однополосного сигнала с частотной модуляцией при ¡Ъ>0,5Жра$ с подавлением помех в каналах знаков производных.

~ Демодуляция однополосного сигнала с частотной модуляцией при Р^ЦЗЯрвд.

5. Помехозащищенность приемников сигналов с однополосной угловой модуляцией при 0,5Жрс$;

- Помехозащищенность приемников с однополосной фазовой модуляцией;

- Помехозащищенность приемника сигналов с однополосной частотной модуляцией при уровне помех значительно меньших уровня сигнала:

- Помехозащищенность приемника сигналов с однополосной частотной модуляцией при помехах сравнимых с сигналом:

- Проблема порога в приемниках сигналов с однополосной угловой модуляцией.

Практическая значимость работы состоит в,том, что полученные результаты позволяют:

1.Разрабатывать и создавать системы связи с однополосной фазовой и частотной модуляциями.

2.Существенно повысить помехозащищенность канала связи при помехах, сравнимых с сигналом, в отличии от канала связи с двухполосной частотной модуляцией..

3.Уменьшить полосу частот, занимаемую каналом свази, примерно в два раза, не ухудшая помехозащищенность и тем самым увеличить число каналов связи.

йпробация'работы .Основные положения работы докладывались на всесоюзном симпозиуме по вопросам широкополосного усиления высоких и сверхвысоких частот (Новосибирск.

19??), на научно-технической конференции Ульяновского политехнического института С9льяновск. 1978). на научно-практической конференции "Проблемы и пути совершенствования подготовки радиоинженеров и инженеров электронной техники (Томск,1986)" ,на всех научно-технических конференциях Казанского Авиационного института по итога« работы за год (Ка-зань,19??-1992),а такие на НТС кафедр РРУ. РЭНИ и РЭКЭ КАИ.

Достоверность результатов диссертационной работы .Теоретические результаты получены на базе фундаментальной теории с использованием апробированных моделей, адекватно отражавших реальные процессы и подтверждены экспериментально. Результаты экспериментальных исследований приведены в приложении к монографии "Однополосная угловая модуляция в радиосвязи". /

Внедрение результ а т ов работы. Основные результаты работы изложены в монографии "Однополосная угловая модуляция в радиосвязи". Внедрены в КГТН в учебных дисциплинах: "Радиотехнические цепи и сигналы", "Радиопередаи-щие устройства" , "Радиоприемные устройства" , а также на предприятии.

Вклад автор а.Научные результаты, изложенные в диссертации, получены лично автором. При написании заявок на изобретения привлекались и соавторы, но доля их вклада не превышает 152, что задокументировано в материалах заявок.

Положения и выводы, выносимые на защиту, принадлежат автору.

Структура и объем работ ы. Диссертационной работой является монография объемом 8,83 печатных листов, которая состоит из введения, восьми разделов и списка использованных источников. Список использованной литертуры на стр. содержит 60 наименований.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Введение. Дано обоснование актуальности работы, связав ее с эффективностью использования полосы частот канала

передачи информации, помехозащищенностью и нелинейными искаяе-ниями.

Описаны недостатки известных систем связи с однополосной дгловой модуляцией. Показано, что требования, предъявляемые к каналам связи, ставят научную проблему разработки нового вида сигнала; передатчиков, формирующих эти сигналы, и приемников демодулирующих их.

Первый и второй разделы являются обзорными, где описаны принципы работы японской и американской систем связи с однополосной угловой модуляциями(ОП~УМ),но дополненные исследованиями автора. В автореферате в этих разделах приводятся результаты авторских исследований.

В первом разделе исследованы нелинейные искажения и помехоустойчивость приемников с ОП-НМ при индексах модуляции ß^O/2, рад.Однополосные системы связи с такими индексами модуляции были предложены в Японии.

При модуляции моногармоническим сигналом и принятой величине индекса модуляции выполняются примерные равенства

COS(p9in S?t) ъ /; sln(ßSin.S?£J*ß senS)t

С учетом этих равенств записано выражение для однополосного сигнала с угловой модуляцией С ОП-НМ )

и - ин [л cos art+0,5fi Cos(a/^s¿)t]=JfA COS(wt + Wtj)

где U) , Si -круговые частоты несушего и модулирующего колебаний соответственно; ft-козффициент подавления амплитуды несущей; ^/¿j-Фаза результирующего колебания, которая определяется вы-рашением

<H(í) - circtQ £ Sensit a, sw'¿№+

Для того чтобы проявились достоинства систем свази с угловой модуляцией, необходимо в приемнике из однополосного сигнала сформировать двухполосный и демодулировать его угловым детектором. При формировании в приемнике двухполосного сигнала из ОП-НМ возникают нелинейные искааения,. связанные с несимметричностью спектра колебания с угловой модуляцией. При принятой величине индекса модуляции коэффициент нелинейных искажений при частотной модуляциии ñ примерно в два раза больше коэф-

Фициента нелинейных искажений при фазовой модуляции , т.е.

Из ОП-УМ разработчики узкополосной системы связи предлагают формировать ДП-УМ четырьмя способами:

1.Сигнал ОП-УМ с нормальной несущей подать на амплитудный ограничитель.

2.Сигнал ОП-УМ с подавленной в два раза несущей подать на амплитудный ограничитель.

3.Сигнал ОП-УМ с нормальной несущей разлонить на составляющие - несущая и рабочая боковая полоса. Из рабочей боковой полосы сформировать подавленную в передатчике боковую полосу и просуммировать ее с сигналом ОП-УМ.

4.Сигнал ОП-УМ с подавленной в два раза несущей разлояить на составляющие - несущая и рабочая боковая полоса. Из рабочей боковой полосы сформировать подавленную в передатчике боковую полосу и просуммировать ее с сигналом ОП-УМ.

При формировании ДП-УМ предлоаенными методами полезные девиации фазы опредшшются вырааениями соответственно

Для всех вышеперечисленных четырех типов приемников определены коэффициенты нелинейных искажений фазы.возникающие при Формировании сигнала ДП-УМ из ОП-УМ. При условии модуляции гармоническим колебанием коэффициенты нелинейных искажений фазы равны соответственно: _, 0 „,

гдер - индекс фазовой модуляции.

Анализ вышеприведенных выражений показывает, что минимальные нелинейные искааения-у третьего приемника.

Анализ помехоустойчивости канала связи с ОП-ЧМ проведен при условии, ,что помеха значительно меньше колебания несущей. Оценка отношения сигнал-помехана выходе приемни-

ка проведена для всех вышеперечисленных четырех видов приемников, где порядковый номер п соответствует порядковому номеру приемника в вывеприведенном списке.

Эффективное значение напряжения помех определяется на выходе Чй демодулятора при воздействии Флуктуационной помехи в присутствии немодулированного несущего колебания (в перерывах модуляции).

Полагая демодулятор идеальным.и переменную часть напряжения на выходе демодулятора пропорциональной изменению мгновенной частоты, учитывая, что полоса пропускания усилителя низкой частоты равна максимальной частоте модуляции , эффективное значение напряжения помехи на выходе приемника. Формирующего сигнал ДП-ЧМ ограничением амплитуды ОП-ЧН. равно

1/

Эффективное значение напряжения помехи на выходе приемника, формирующего двухполосный сигнал с частотной модуляцией методом востановления подавленной боковой полосы, равно

2 ~ I/ ~2 >

у зи%

где -дифференциальное сопротивление частотного детектора.

Эффективное значение напряжения полезного сигнала на выходе ЧМ приемника, соответствующее частотному отклонению Лf . равно

Отношения сигнал-помеха на выходе соответствующих приемников приведены низе

С

Вы к

П бы

Уз* ин£> , ¡0^1 = & инр

* ~ з1/гмТа ' 1 1/ла7Ж

¡£±2*. 1 « ^инА

где 1ЛН- амплитуда несушей, -индекс частотной модуляции,

Д/ - квадрат эффективного значения помех на выходе приемника. соответстувщего полосе частот, ширина которой равна единице.

Из вышеприведенных выражений видна, что отношение сигнал - помеха на выходе приемников с подавленной несущей (приемники 2 и 4) в два раза выше.

Во второй разделе исследована. ширина спектра однополосного сигнала с амплитудно-угловой модуляцией, предложенной в СЙА.. Здесь ширина спектра оценивается вторым. моментом энергетического спектра МШг], центрированным к частоте несущего колебания, причем для двухгголосного- сигнала момент М[Я2] находится для одной боковой полосы, а ширина спектра всего сигнала определяется как две ширины .одной боковой полосы.Сравнение моментов проводится при условии равенства средних мощностей боковых полос. Показано, что для узкополосной угловой модуляции 0) применение ОП-Уй позволяет сократить ширину спектра по сравнения с ДП-УМ в два раза; для широкополосной УМ 0-*оо) выигрыш в ширине спектра сокращается до/2. Для индексов модуляции/Э >1 среднее сужение спектра примерно 1/3.

В третьем разделе выбран новый вид однополосного сигнала с угловой модуляцией. Так как сигнал с угловой модуляцией . разлагается на два составляющих

и,=а н cosjtt} cos сю t и uz sin fit) sen m,

где j(i) -полезная девиация фазы,пропорциональная модулирующему сигнала , то одна боковая полоса любого из них может быть использована как однополосный сигнал с угловой модуляцией (ОП-ЗЙЗ. Спектры сигналов tl, и(1гсимметричны, поэтому подавленная боковая полоса их легко восстанавливается в приемнике.

Найдены средние мощности одной боковой полосы за период высокой частоты сигналов tif и (¿г., соответственно

^--—[f+ccszm], 9?-~[i-cosm;]

и усредненные за бесконечно большое время (Т-*^)

Для техники связи,кроме энергетических характеристик, важен и производный параметр, называемый пик-фактором . который представляет собой отноиение максимального значения амплитуды к ее эффективному значению. Пик-факторы сигналов Ufи Uz соответственно имеют вид

Показано, что наиболее предпочтительной для связи является одна боковая полоса сигнала^, поэтому в приемнике сначала выделяется модулирунщая Функция Sitlj-ft) . из которой в дальнейаем выделяется модулирующий сигнал f(i). При фазовой модуляции ¿(-6) выделяется обратным тригонометрическим преобразованием _ , , 7

fit) = arc SC/Ъ [ stnjcu]

При частотной модуляции, для выделения модулирующего сиг-кала, формируется двухполосный сигнал с ЧН. Для этого сначала Формируют квадратурнув модулирунщей функции

UH COSfft) = ¡/¿¿1-сс2н sin^fti

После чего умножая модулирующую функцию и квадратурнуи модулирующей Функции на гарманические колебания, сдвинутые по фазе на 90,и суммируя их, формируют ДП-SfM

yuful scnz№}coswi+u«sinfH)smwt » ин eosfat-fa]

Известно, что arcsin определяется однозначно только в области главного его значения,т.е.в интервале изменения аргумен-

~0,5 Та, frv^ 0,вЖ

Как видно из выражения, для определения квадратурной модулирующей функции COSfCi) , она определяется с точностью до знака тоже в интервале - O^sJc^ fCiJ ^ 0,5Ж .

В связи с вышесказанным, для того, чтобы восстановить сигнал информации при любых величинах индекса модуляции, необходим специальный "ключ". В качестве "ключа" может служить знак производной сигнала ЗШ ,

Модулирующая функция Siflffe} легко востанавливается в приемнике при лвбой величине индекса модуляции. Продифференцировав ее. имеем

~[sen. fCt)]-= COS f{t) ^

II

При индексах модуляции fi >0,5^1^знак производной передается вместе с сигналом информации, поэтому считаем его известным. В этом случае знак COS fft) определяется из знака производной модулирующей функции

COS ffr )

■+

Разработаны схемы приемников сигналов- с;.однополосной фазовой и частотной модуляциями для индексов модуляции А <£> 5Жи ___ А>с,£3с/>л$

В приемниках ОП-ФМ при А <-ОД\рад детектирование осуществляется аналоговое, при рад - цифровое.

В приемниках ОП-Чй при уЗ^^Х/Град необходимо' присваивать знак квадратурной модулирующей функции. Разработана схема присвоения ей знака. .

В четвертом разделе исследуется помехозащищенность приемников с однополоской Фазовой и частотной модуляциями при помехах значительно меньше уровня сигнала и сравнимых с ним.

Наиболее распространенной оценкой помехоустойчивости приема аналоговых сообщений в теории связи является величина среднеквадратичной ошибки, которая представляет собой средний квадрат разности переданного и принятого сообщений, т.е. средняя мощность помехи на выходе приемника. Обычно, в качестве меры точности воспроизведения, берут отношение эффективных значений напряаений сигнала к помехе. С целью возмокности сравнения полученных результатов с параметрами двухполбеной угловой модуляции."предполагается, что средние мощности сигналов на выходах передатчиков ОП-НМ и ДП-НМ равны.

При принятом условии аддитивная смесь однополосного . сигнала, и помехи на входе приемника, имеет вид

сю

-~= TJm-f(P)CC>s[tu+((in-t]Z>tt+Un{t)

Vi-J<,(Zfl) п./ где Un(t) помеха на входе приемника ОБП-НИ сигналов.

После линейного преобразования спектров сигнала и помехи, получают

tl,(t) - Sen Hi) + fit), где f(tj = act) и^

aft) - помеха после преобразования спектра в области низких частот, - сигнал, пропорциональный модулирующему.

При ОП-ФМ сигнал llr(i) подают на вход нелинейного устройства, имеющего характеристику арксинуса. Тогда на выходе его нмевт

lit) -i- §'(t) - arc sin (x+у)>

где X = sen -f it): У -

arcstrL(x -f-y) - arcscn к + urcst/ъ

откуда^

x+y = x+ VlKУ) f{~x1'

Решая последнее уравнение получаем ^{Xji/)^ При условии модуляции гармоническим сигналом на выходе его получают tf2SCLl-6) /-_'

(¿г It) ~ ft ^¿П - Vf-I0C2jZ)

Из Uzit) отношение средних мощностей сигнала и помехи на выходе ОП-ФМ приемника Smcy* определяется выражением:

поум 3j2[f-T0mjfVFm или через отношение сигнал-помеха на входе приемника ^'сул? получаем : г

О —

¿¡п.сум - з,п[1-г0{гр)7

Б этих выражениях Fm - полоса пропускания усилителя низкой частоты,/*/ - спектральная плотность мощности помехи,

Z( коэффициент, учитыващий превышение ширины

полосы частое высокочастотного тракта приемника по сравнения с ?т .

Из (Лс№) эффективное значение напряжения полезного сигнала на выхода приемника

эсрср = ]/2" ■

Эффективное значение напряжения помехи при воздействия флуктуационного щуыа ._^

(¿п^рср = А/Гт

Тогда отношение сигнал-помеха на выходе ОП-ФЫ приемника

¿¿С ?<рср _ _ СС^Р _

ип Ш ]/П-Х(2/е>)]^

Так как при индексах модуляция ув £ад для извле-

чения информации из ОП—без наружная, передается и знак производной сигнала т^у . Предложено использовать зная про-язеодной для подавления помах е приемнике. Разработана

схема полдЕлвняя помех. Физический принцип подавления помах в этом случае основан на поддержании знака производной аддитивной смеси сигнала и помехи, совпадающей со знаком производной сигнала информации. Для случая гармонической помах» проведены расчеты подавления помах. Показано, что величина подавления возрастает с увеличением амплитуды помехи и увеличением отличия частоты колебания помехи от частоты колебания сигнала.

Исследована помехоустойчивость приемника сигналов ОП-ЧМ прй уровнях помех значительно меньших сигнала. Для упрощения задача эффективное значение напряжения помехи ССпщ*Р определяется в паузах модуляции, где функция О Тогда сформированный в приемнике ДП-Щ сигнал принимает вид

где флуктуация фазы

ait)

ш) = are to —j=~

Так как

/ аиЛ « Я у тс % ft;« аш/м.

Тогда эффективное значение напряжения помехи на выходе

приемника

u„.9fP - zfi^j/W/l/IF

где A- Uu/ //-Tc(2fi)

Так как эффективное значение напряжения полезного сигнала на выходе приемника равно ¿¿с — Je üf

то отношение сигнал-помеха на выходе ОП-ЧМ приемника ¿¿с. эуф _ &

Un:*** /Ztffíl И'

Известно, что отношение сигнал-помеха для приемника ДП-ЧМ при тех se условиях

Сб-с. ? <рф i/3

Urt.9fp ~ i/E \/Гм7Ц

Исследована помехоустойчивость приемника сигналов с ОП-ЧМ при флуктуационных помехах, сравнимых с сигналом. Тогда

Аи)п/ - of%U)¡ dt = - f'Y-éJ/l/F^JW,

где

Так как f (-¿)zf по условна, то при этом

' /->/ с

Для количественной оценки предположим, что помеха гармоническая. Тогда „ . , ,

- Jj(t)

\¡!-fzao$c¿tt)

г / Scnd-C-t)

при /./ ,

Как видно из последнего выражения входная гармоническая

помеха на выходе переходит к "квадратурной волне". В этом случае эффективное значение напряжения помехи на выходе частотного детектора определяется выражением

ип

При условии сохранения неизменной формы помехи на выходе ЧД. эффективное значение напряжения помехи ttn-wi определилась бы формулой ,

7/ - 0 ä-

Показано, что при воздействии гармонической помехи,уровень которой значительно меньше уровня сигнала,форма помехи на выходе также гармоническая.С ростом относительной величины помехи вершина становится более плоской,а скаты более крутыми. При равенстве относительной величины помехи единице, входная гармоническая помеха переходит к "квадратурной волне". Таким образом. эффективное значение помехи возрастает только b/<F раза, Зто означает, что отношение сигнал-помеха уменьшается ъ{2 раза.

Изучена проблема "порогового" явления в приемнике сигналов с однополосной частотной модуляцией.

Явление "порога" проявляется в резком ухудшении приема при достижении отношения сигнал-помеха на входе приемника "пороговой" величины (равенства единице). Это явление свойственно для систем связи с двухполоской частотной модуляцией, но неизвестно в случае систем связи с ОП-ЧМ.

Двухполосный Чй сигнал, сформированный из ОП-ЧМ, поступающий на вход частотного детектора, имеет вид

УЙГ-7инaoscot -

- CUMS¿n^HM)J Sin eut - Jü CCS( íi>t +VJ где амплитуда результирующего колебания -fin равна

А'- +[иныим+ы*дг - и*

В двухполосном ЧМ сигнале, сформированном из ОП-ЧМ, помеха на амплитуду не воздействует. Известно, что а ДП-ЧМ резкие "броски" фазы происходят в момент,когда амплитуда результирующего колебания стремиться к нули, В нашем случае амплитуда Л а постоянна и равна СС ц ,

оыла построена векторная диаграмма, для сформированного в приемнике ДП-ЧМ сигнала, откуда получена зависимость результи-рунщей Фазы V от полезной девиации <f-Hi) и Фаза помехи oi,/ , которая имеет вид ■ ,, .. ,

У~зГ TT"" -jr-lv "/JsUf///

+ (¿j+riTfJL „ J- f^izü i * / s-f L к № ' <¿,+/7 J

Откуда видно, что фаза результирующего вектора зависит почти линейно от фазы сигнала и помехи. Зто означает, что частота колебаний будет зависеть тоже линейно от частоты сигнала и помехи, т.е. "пороговые" явления отсутствуют.

Пятый раздел работы посвящен формировании однополосного сигнала с угловой модуляцией С ОП-УМ

Выие было показано, что спектр сигнала с ДП-9М является несимметричным относительно несущей частоты и поэтому, если передать одну боковую полосу такого сигнала, то из нее невозможно сформировать в приемнике, в общем случае, подавленную боковую полосу. Это выполнимо только при jö<<1. Поэтому предложено в качестве сигнала ОП-УЙ использовать одну боковую полосу составляющей ДП-УМ, - т.е.

£&, Ä ¿¿/у Cosftö COS tot LCZ = UH Sin -fM • Scn. wc

Сопоставлением энергетических характеристик сигналов ¿¿/, Ui , вирины их рабочих боковых полос и способов формирования квадратурной модулирующей функции, показано, что предпочтительной является одна боковая полоса сигнала^- Наиболее это очевидно в системах связи с индексами модуляции ß<0,^ÜL рад.

При использовании одной боковой полосы Uz, для восстановления информации без нарушения, нужно передавать сигнал о знаке производной i'(t) только в системах связи с индексами модуляции jß >0,5i/t рад.

Для формирования моделирующей функции Si/if(if необходимо иметь два колебания

UnSmCw/t+iU)^] и uHcos(u!zt+4>z)'

Перемножая эти сигналы между собой,и с помощью фильтра

подавив высокочастотную составлявшую, получи*

Um Stn[(tOf

Откуда видно, что для получения модулирующей функции вида $c/Z f(t) необходимо выполнение следующих условий:

Wf-afji, ^ о;

При не выполнении этого условия с течением времени модулирующая функция $lflj({) будет переходить в CDS f(i) . Этот переход в первую очередь будет сопровождаться изменением спектрального состава. Но более серьезным недостатком будет то, что знак производной модулирующей функции будет зависеть не только от /ft) , но и от значения разности и време-

ни, т.е.

sen [(<ю,-cojt+m =

- ео5[(Щ ~a)J t +//Ф if- - *

Что в дальнейшем приведет к искажению сигнала информации ffl(f). Наиболее резко этот недостаток будет выражен, когда колебания с частотами 10/ и U)j, генерируются различными генераторами. Поэтому для формирования модулирующей функции нужно использовать фазовые модуляторы, которые модулируют проходящий сигнал.

Разработаны структурные схемы передатчиков для систем связи с ¿tQJSJc рад без передачи сигнала о знаке производной ■f'(t) и с ]Ь > 0^!Я-рад — с передачей информации о знаке производной f'(t) •

При передаче информации о знаке производной -fit) , полоса частот, занимаемая каналом связи с ОП-ЧМ, становится больше половины полосы сигнала ДП-ЧМ. Однако максимальное расвирение может быть, в худшем случае, равно максимальной частоте модулирующего сигнала •

Тогда полоса частот, занимаемая радиолинией с ОП-ЧМ определяется выражением

Проведена оценка нелинейных искажений, возникающих при Формировании модулирующей функции. Показано, что в передатчи-

ках с ОП-НМ нелинейные искавения возникавт из-за нелинейности, модуляционной характеристики углового модулятора и за счет паразитной амплитудной моддляции сигнала с угловой модуляцией, из которого формируется модулирущая функция зтШи).

Исследованы величины нелинейных искаяений, к которых приводит паразитная амплитудная модуляция модулирующей функции в приемниках сигналов с однополосной фазовой и частотной модуляциями .

В приемниках сигналов с ОП-ФЙ, коэффициент нелинейных искаяений, внзванннй паразитной амплитудной модуляцией модули-рукщей функцйи, на выходе демодулятора будет

где Л7'1/т/ин- коэффициент амплитудной модуляции, ^пч - функция Бесселя первого рода С 2п-1) порядка..

В приемниках сигналов с 9П-ЧМ сформированный двухполосный сигнал с ММ из-за паразитной амплитудной модуляции модулирующей функции будет иметь вид

где -Фаза результирующего колебания,зависящая от паразитной амплитудной модуляции. Предполагая, что перед Ч& используется амплитудный ограничитель, так что влияние на выходной сигнал амплитудной модуляции исключается и выходное напряжение обуславливается только ЧМ результирушщего колебания

и** « \1гЖ1'е[гт~ Щ)]

•Из последнего выражения с учетом известного правила, что квадрат эффективного значения величины, которуа можно разложить в ряд Фурье, равен сумме квадратов эффективных значений ее гармонических составляющих, запишем

Как видно из последнего выражения искажения будут тем больше, чем глуб«е паразитная амплитудная модуляция. Поэтому перед формированием модулирущей функции у сигнала с ДП-ЧМ необходимо убрать паразитнуя ЙМ.

Вестой раздел работы посвящен разработке и исследованию умножителей и делителей частоты на основе однополосной модуляции.

Схемы умножителей частоты действуют согласно алгоритму -колебание с угловой модуляцией перемножается с гармоническим колебанием и с помощъш фильтра выделяется колебание с разностной частотой

и = C0s[p sin (nt+¡Pu)+(?- VJ

У и У начальные фазы перемножаемых колебаний. Спектральный состав колебания № зависит~от разности начальных фаз (Л- V, При У-Ч^-О колебание^ разлагается в ряд Фурье по четным гармоникам. При {P-H'ztO,S% - по нечетным гармоникам. Расстояние между спектральными линиями равно удвоенной величине умножаемой частоты J2 . При больших величинах индекса модуляции амплитуды всех спектральных составляющих равны между собой и отсутсвует паразитная амплитдная модуляция. Поэтому на этом принципе могут быть созданы умножители частоты большой кратности.

На основе этого метода также разработана схема "чистого" умножения, когда в спектре отклика умножителя отсутствуют или очень слабо выражены побочнйе гармоники. В этом случае умножители могут быть выполнены без селективных цепей, т.е. они являются широкополосными.

Известно, что функция

t¿„ eos [ft Sin (S2t + %.)]

разлагается в ряд Тейлора в виде

// /-/- ^¿HÉÍSÍl^l + Os¿ .'.i

Uní! O i ~"'J

9 t '

При все члены ряда, начиная с третьего, пренеб-

режимо малы. При выполнении этого условия на выходе будет присутствовать только вторая гармоника умножаемой частоты. При конечной величине индекса модуляции в спектре выходного колебания будут содержаться побочные гармоники. Тогда коэффициент нелинейных искажений будет определяться выражением

Оценены нелинейные искажения в широкополосном удвоителе частоты. Показано, что при /5Щ? рад коэффициент нелинейных искажений / % .

Предложены схемы широкополосных делителей частоты на два. Принцип действия их основан на суммировании колебаний двух частот с равными амплитудами. Одно из колебаний является одной боковой частотой сигнала с амплитудной модуляцией, второе -колебанием несущей частоты. Результирующее колебание имеет вид:

Разработаны схемы выделения сигнала COS из

амплитуды и фазы результирувщего колебания.

Исследованы нелинейные искажения, возникающие при выделении колебания с поделенной частотой.

В седьмом разделе выводятся аппроксимирующие выражения для эквивалентной емкости встречно-последовательно соединенных (ВПС) емкостей р-п-переходов. которые используются при формировании модулирующей функции для получения колебания с угловой модуляцией.

Барьерная емкость р-п-перехода лучше всех известных электронно-управляемых реактивных элементов (реактивные лампы и транзисторы, вариконды и ферравариокетры) удовлетворяет требованиям, предъявляемым к ним. Барьерной емкости присущ и недостаток, который является зависимость ее or мгновенного значения высокочастотного напрянения . Это приводит к нелинейному смещении средней частоты, что в свою очередь при формировании модулирующей Функции приводит к последовательному переходу sin(f(t)) в cos(f(t)) и наоборот, в конечном счете - к искажения информации при демодуляции. Поэтому зависимость барьерной емкости от необходимо убрать или хотя бы ослабить.

Берман Л.С. дает аппроксимацию барьерной емкости отдельного р-п-перехода выражением:

г IJ^uZfrf^W

где Со* —] ~ емкость р-п-перехода в рабочей точке:

С<,н - емкость р-п-перехода при Е=0 ; - контактная раз-

ность потенциалов; Е - напряжение смещения на р-п-переходе;

мгновенное значение высокочастотного напряжения на р-п-переходе; Г ~ коэффициент, зависящий от технологии изготовления р-п-переходов..

При БПС емкостей р-п-переходов и условии подачи управляющего напряжения в общую их точку через сопротивление, позволяющее пренебречь ответвлением переменного тока в цепь управляющего источника, зависимость эквивалентной емкости от мгновенного значения высокочастотного напряжения резко ослабляется. В настоящее время выпускаются емкости р-п-переходов с Г =1/3; Г =1/2 и Г= 1.

Получены аппроксимирующие выражения эквивалентной емкости ВПС запертых р-п-переходов для перечисленных значений Г . Для этого из аппроксимации барьерной емкости выражается мгновенное значение высокочастотного напряжения на отдельной емкости^, где ¿=1;2. ,

а "Г-с-ч(е+%).

При ВПС двух запертых р-п-переходов и пренебрежении ответвлением переменного тока в цепь источника смещения, выполняются условия:

% ' ^ в Ч и и, + и,2 - и

где#/ . Чг и ¿¿..¿^заряды и напряжения на соответствующих ем-^костях р-п-переходов, & - мгновенное значение высокочастотного напряжения на эквивалентной емкости ВПС р-п-переходов.

При Г =1/2 мгновенное значение высокочастотного напряжения и. на эквивалентной емкости ВПС р-п-переходов с учетом вышеприведенных условий определяется

Сс чыс с;

Из последнего выражения

С(и)

ыг ' Со

** [1+и/(£+¥«)]т/г

ГАе С0~ Сог Се г /(Се, * Ссг); К +Ссг)((аГСог}

при г = 1/3 „

« у ; ■ .. Х*(с1+с>г) ^ ^(Сог-СЪ)

* 6МС " Ь</(Сс,+Ссг)5 * ¿1б(Со,+С,г)*~'"

где Ч/Со (£+¥«)

Для получения аппроксимации необходимо выразить X из вы-иеприведенного ряда. Из этого ряда X невозмовно выделить. Поэтому существувщий ряд заменяется другим рядом

£+¥>* б^с ?УЛ/ег ¿КАК

Новый ряд отличается от исходного, начиная с третьего члена. Однако отличие их не превышает 0.5 У. при х=1 и 2.1 У. при х=2.

Иэ вспомогательного ряда получена апроксимация БПС емкостей плавных р-п-переходов

с (и)* Оо/УТГмкТТ^

При Г =1 получена апроксимация для случая Са,- Ссг в виде

йОг) =

Восьмой раздел работы посвящен анализу подмодуляторов систем связи с однополосной угловой модуляцией.

Проведен анализ частотно-модулированного автогенератора (ЧМ-АГ), где модулятором является ВПС емкости плавных или резких запертых р-п-переходов. Записано дифференциальное уравнение, описывавщее процессы в ЧМ-ЙГ, которое имеет вид

где у - мгновенное значение относительного высокочастотного напряжения; - медленное время; и)Ю - мгновенное значение частоты автоколебания ЧМ-ЙГ.

Вышеприведенное уравнение является нелинейным с переменными коэффициентами, точное ревение которого не может быть найдено. Построено его решение методом Ю.й. Нитропольского. Получены выражения для:

- относительной величены нелинейного смещения средней частоты зависящей от амплитуды высокочастотного напряже-

ния

- нелинейного смещения центральной частоты &е, зависящей от относительной амплитуды модулирующего напряжения Кт

,2

^ ~ С + С» I Я /6 СС^Сс) -> Д/>

/7 - у

- относительной величины полезной девиации частоты О* г

2(С+С0)

- относительных величин амплитудных значений гармоник девиации частоты (Хх. И СЬз

- коэффициента нелинейных искажений

Проведен анализ модуляционной характеристики дифференциальной схемы частотной модуляции. Получены выражения для тех же параметров, что и у ЧМ-ЙГ соответственно

Сравнение результатов показывает, что в дифференциальной схеме нелинейные искажения уменьшаются на 1,5-2 порядка, полезная девиация при этом возрастает в 1,5-2 раза, нелинейные смещения средней частоты, зависящие от амплитуд высокочастотного и модулирующего колебаний могут быть сделаны сколь угодно малыми.

С- дополнительная емкость, вклвчаемоя в контур; , С(/ег. --средние круговые частоты частотно-модулированных автогенераторов; СО&- круговая частота кварцованного автогенератора.

Исследована упрощенная дифференциальная схема ЧИ, состоящая только из двух модулируемых в противогазе ЧМ-АГ и смесителя, Для которой получены;

Исследованы технические флуктуации средней частоты в дифференциальной схеме частотной модуляции по методике А.Н. Малахова. Найдена спектральная плотность частотных флуктуаций.

S%(S2h(Mi +S2M}/7Ч,л-S2Mr,2)2Svi$) *Mv -МгА-

Ms,z) ZSTa (S?) +(MZV +Ms,2 SjfS2) +

+{Mh + Mil +n2MrlJSe ^^ -

-J2Mm)%{8) +(M(,t +SlMf2tt~^2 SlM^zfSrJSl),

где №n j ~ коэффициенты, зависящие от параметров противофазно модулируемых ЧМ-АГУ Srfa), S^W, $¿{$2),

5те С&-У ~ спектральные плотности флуктуаций напряжения смещения V(~k) на управляющем электроде активного элемента СЙЗ), температуры Та (t) , нестационарного воздействия избыточного шума тока У ft) , контурной емкости CfiJ , напряжения смешения электронно-управляемой реактивности, температуры емкости контура Hit) соответственно.

Из выражения для S%($i) видно, что при питании обеих ЧМ-ЙГ дифференциальной схемы от одного источника и помещении их в идентичные температурные условия стабильность средней частоты исследуемой схемы близка к стабильности кварцевого автогенератора.

Проведен анализ мостовых схем фазовых модуляторов с емкостью р-п-перехода и полевым транзистором. Записаны выражения для их модуляционных характеристик, определены коэффициенты нелинейных искажений. Показано, что схема с полевым транзистором по сравнении со схемой с емкостью р-п-перехода при одинаковых нелинейных искааениях обеспечивает девиацию фазы, примерно, на'порядок больше.

Проведен анализ фазово-нмпульсного модулятора, который обеспечивает девиаций фазыДУ. =( 140-160 при приемлемых величинах нелинейных искажений. Получены формулы для оценки коэффициента нелинейных искажений, соотношение частот модулирующего сигнала и частоты следования импульсов, в функции до-

пастилой величины коэффициента нелинейных искажений. Получены ограничения на длительность импульсов, при которых паразитная амплитудная модуляция оказывается минимальной.

Исследована модуляционная характеристика дифференциальной схемы фазового модулятора. Показано, что при оптимальном выборе Фазойых модуляторов, включаемых по дифференциальной схеме, все четные гармоники компенсируйся. Получены выражения для модуляционной характеристики и коэффициента нелинейных искажений.

В прилокении к монографии,.Однополосная угловая модуляция в радиосвязи" приведены осциллграммы. таблицы и графики экспериментальных проверок теоретических результатов.

Описана новая схема приемника сигналов с однополосной частотной модуляцией при индексах модуляции /3 у 0,5¡$o

При fi>fAЖ^.^т присвоения знака модулю квадратурной (GOS-fífl) модулирующей Функции StflfM используются знак производной lit) и знак производной модулирующей функции. Знак модулю квадратной модулирующей функции присваивается по следующему правилу: если знаки производных -f'fi) ¡л ISCtt-jft)]' одинаковы, то модулю присваивается знак "плюс", если знаки производных различны, то модулю присваивается знак "минус".

В реальных случаях для присвоения знака модулю используются знаки производных аддитивных смесей помехи и моделирующей Функции и модулирующего сигнала. При нарушении помехой одного из знаков производных модулю квадратурной модулирующей функции будет присвоен неверный знак. "Путание" знака приводит к броскам фазы на 180 сформированного ЛП-ЧЙ сигнала, что в свою очередь приводит к броскам частоты. Таким образом, на выходе демодулятора будут помехи.

В новой схеме приемника помехи, наловившиеся на знаки производных, не могут изменить знак квадратурной до тех пор, пока модуль квадратурной не достигнет уровня порога. Поэтому помехи, наловившиеся на знаки производных, не проходят на выход приемника.

Исследована помехозащищенность приемника сигналов с ОП-ЧИ при воздействии гармонической помехи в присутствии полезного гармонического сигнала, В этом случае двухполосный сигнал, сформированный в приемнике из однополосного будет иметь вид

1// -[нп -аа)]г' - ер$Ш

0-Ш~Д15СПШп± -помеха: ///; -р -полезный сигнал.

Так как у технического устройства извлечение корня квадратного при отрицательном подкоренном выражении выходной сигнал равен нулю, то и при расчете АУ , при отрицательных значениях подкоренного вырааения, принимаем ¿1^=0 . С учетом этого условия проведен расчет спектра функции щ на ПЭВМ "ИСКРА" с использованием стандартной программы быстрого преобразования Фурье по 64 отсчетам . вычисленным по выражении для йЦ .С учетом спектра функции ду вычислено мгновенное значение депиации частоты, вызванное помехой, и найдены эффективные значения напряжений помехи,, сигнала и отношение сигнал/помеха для приемника сигнала ОП-ЧЫ.

I ия.9<р<р1М-ЧН П,

Известно? что отношение сигнал/помеха на выходе приемника с ЛП-ЧМ при воздействии гармонической помехи имеет вид

\U-c- 9-}>ср_ 7 _ [ т-ч/ч П'

где ТЬ~ Л/ ООн -относительная амплитуда помехи.

Из последних выражений видно.что помехозащищенности приемников ОП-ЧМ.и ДП-ЧИ при наличии полезных сигналов примерно равны.

Заключение содержит основные результаты и выводы.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Одним из условий, способствующих экономическому, политическому и культурному развитии страны является более полное удовлетворение народного хозяйства и населения в услугах связи. Для выполнения этой задачи должно быть осуществлено дальнейшее развитие всех средств связи. Это повышает требования к объему, а также к надежности и точности обмена информацией.

Для удовлетворения _ этих требований на магистральных многоканальных радиотелефонных, космических и т.д: линиях связи наряду с другими способами увеличения объема передаваемой по ним информации необходимо применять системы с однополосной угловой модуляцией (СП-УМ). Эти системы не только эффективнее систем с двухполосной угловой модуляцией (ДЛ-ЧМ), но и обеспечивают более высокое качество обмена информацией.

Основным .научным результатом диссертации является разработанные системы связи с однополосной фазовой и частотной модуляциями, устойчиво работавшими при любых величинах индексов модуляции. Однако имеется критическая величина индекса модуляции при которой в принципах демодуляции однополосного сигнала происходят изменения. Этой величиной является 0.5^Град. При демодуляции однополосной ФМ эта величина индекса модуляции является границей интервала главной ветви арксинуса, где значение ее определяется однозначно. При демодуляции сигнала с однополосной ЧН при индексах модуляции А квадратурная модулирующей функции формируется точно. При знак формируемой в приемнике квадратурной модулирующей функции теряется, который нужно восстанавливать'.

Частными результатами диссертации являются следующие:

1.Предложен новый вид сигнала с однополосной угловой модуляцией, содержащий только четвертую часть спектра двухполосного сигнала, исследованы его энергетические характеристики. Показано, «/то средняя мощность сигнала ОП-УЙ зависит от величины индекса модуляции, но эта зависимость слабая. Средняя мощность сигнала ОП-УМ, примерно, в четыре раза меньше средней мощности сигнала ДП-УМ. Пик-фактор сигнала ОП-УМ зависит от величины индекса модуляции, однако отклонения от среднего значения, равного двум, незначительные. Поэтому можно считать, что пик-фактор равен двум.

2.Разработаны принципы демодуляции предложенного сигнала: - в приемниках сигналов с ОП-ФЙ при /¡> й. 0,55Г рад и в

приемниках сигналов с ОП-ЧИ, при любых величинах индекса модуляции демодуляция осуществляется аналоговыми методами. В приемнике сигналов с ОП-ФМ при /3 > 0,5^ рад демодуляция возможна цифровым методом.

3.Разработано устройство подавления помех в приемнике.

Произведена оценка помехозащищенности: .

• - приемника сигналов ОП-ЧМ при уровне помех значительно меньших уровня сигнала. Показано, что помехоустойчивость приемников ОП-ЧМ и ДП-ЧМ равны,

- приемника' сигналов ОП-ЧМ при флуктуационных помехах, сравнимых, с уровнем сигнала. Помехоустойчивость приемника ОП-ЧМ выше чем ц приемника с ДП-ЧМ.

- исследована проблема "порогового" явления в приемнике ОП-ЧМ. Показано, что в приемнике ОП-ЧМ "пороговые" явления отсутствуют. При помехах, сравнимых с сигналом, в приемнике ОП-ЧМ отношение сигнал-помеха уменьшается, примерно, в/2" раза.

• 4.Разработаны принципы формирования однополосного сигнала с угловой модуляцией и оценены нелинейные искажения, возникающие при этом,Показано. что перед формированием модулирующей Функции необходимо убрать паразитную амплитудную модуляцию у сигнала ДП-УМ. •

5.На основе однополосной модуляции разработаны широкополосные умножители и делители частоты на два.- Показано, что в широкой полосе частот коэффициенты нелинейных искажений

6.Получены аппроксимации для встречно-последовательно соединенных плавных, резких и сверхрезких р-п-переходов. Для плавных р-п-переходов погрешность аппроксимации меньше 27.. Для резких р-п-переходов аппроксимация получена точная. Для сверхрезких р-п-переходов получена аппроксимация для случая равенства емкостей ВПС р-п-переходов в рабочей точке.

Показано, что зависимость эквивалентной емкости ВПС р-п-переходов от мгновенного'значения высокочастотного напряжения на ней резко ослабляется.

?.Разработана теория подмодулятора для передатчиков с однополосной-угловой модуляцией:

-мостовых схем Фазовых модуляторов с емкостью р-п-• перехода, с полевым транзистором и фазово-импульсного модулятора. При одинаковых нелинейных искажениях мостовая схема ФМ с полевым транзистором обеспечивает девиацию фазы, примерно;, на порядок больше, чем мостовая схема ФН с емкостью р-п-перехода. Фазово-импульсный модулятор обеспечивает девиацию фазы, примерно, в 5-6 раз больше, чем мостовая схема с полевым транзистором:

-дифференциальной схемы угловой модуляции. Показано, что нелинейные искажения в дифференциальной схеме ЧМ; примерно, на полтора порядка меньше, чем в ЧМ-АГ. Нелинейные смещения сред-

ней частоты, вызванные изменением амплитуд высокочастотного и модулирующего напряжений на полтора-два порядка меньше, чем в ЧМ-АГ;

- при питании Чй - автогенераторов от одного источника питания и помещение их .в идентичные температурные условия, спектральная плотность технических флуктуаций частоты (соответственно и дисперсия) резко уменьшается, стабильность средней частоты становится одного порядка со стабильностью кварцованного автогенератора.

Основное содержание работы изложено в следующих публикациях :

I.Однояолоспая угловая модуляция в радиосвязи. - Казань: КГН. 1991 - 150с.

2.К теории передачи информации однополосным сигналом с угловой модуляцией//Радиоэлектронные устройства. - Казань: 1978 - вып.2-е.91-93.

3.0 ширине спектра сигнала с однополосной угловой модуля-цией//Межвузовский сборник. Сверхвысокочастотные устройства изучения и обработки радиосигналов. - Казань: 1979 с.57-60./Б соавт. с Б.К. Раскиным/.

4.Ширина спектра сигнала с однополосной угловой модуляцией//^.вузов.Радиоэлектроника. - 1980 - N4 -с.106-107. /В соавт. с Б.К. Раскиным/.

5.Система радиосвязи с однополосной угловой модуляци-ей//йвт.св, СССР N1566494, кл.НОЧ В 7/00, 1990. Бюл.ШЭ./В соавт. с Б.В. Болозневык/.

6.Устройство подавления помех//йвт.св. СССР N1443181. кл.НОЧ В 1/10. 1988, Бвл.Н45./В соавт. с P.M. Валишевым/.

7.Подавление помех в приемнике сигналов с однополосной угловой модуляцией//йзв. вузов, Радиоэлекторника. - 1990 -Н9.-С.75-76.

8.Система связи с однополосной частотной модуляцией//Ра-диотехника. -1991 -N8.-c.6-9.

9.Помехозащищенность приемника с однополосной частотной модуляцией //Радиотехника.-1992.-N9.-с.12-15.

10.Проблема порога в приемнике сигналов с однополосной частотной кодуляцией//Радиотехника.-N10.92/11.92.-с.38-40.

II.Приемник однополосного сигнала с угловой'модуляцией для систем связи с передачей знака производной полезного сиг-

пала//Пвт. св.СССР N1734214. кл.НОЧ В 1/06.-1992. Бал.N18./В соавт. с Б.К. Михайловым/.

12.Приемник однополосного сигнала с угловой модуляцией.содержащей информацию о производной модулирующего сигнала. /йвт. св. СССР N1741273 кл. НОЧ В 1/06. 1992. Бил.N22./.

13.Анализ работы автогенератора в режиме частотной модуляции с управляемой емкостью встречно-последовательно соединенных р-п-переходов//Труды КАЙ. Радиотехника и электроника.-1970.-вып. N104.-0.38-43,

14.Получение изохронных колебаний в контуре с нелинейной емкостью р-п-перехода//Изв.вузов. Радиоэлектроника. -1973. -N5. -с .86-89.

15.Теория и расчет мостовой схемы фазовой модуляции с помощью емкости р-п-перехода//Изв.вузов. Радиоэлектроника. -1973. N5. -с.37-41./В соавт. с ft.il. Трефиловым/.

16.Возбудитель ЧМ колебаний с линейной модуляционной характеристикой. //Изв.вузов. Радиоэлектроника.-1975.-N8. -с.100-102.

17.Аппроксимация эквивалентной емкости встречно-последовательно соединенных запертых р-п-переходов//Изв.вузов. Радиоэлектроника. -1975. -N11.-с.116-118.

18.К теории дифференциальной схемы фазовой модуляции//Ра~ диотсхника -1976.-Н8.-с.84-86.

19.Теория дифференциальной схемы частотной модуля-ции//Изв.вузов, Радиоэлектроника.-1976.-N9.-с.75-77.

20.Флуктуации в дифференциальной схеме частотной модуля-ции//Казань. Межвузовский сборник.-1977.-Вып.1.-с.94-99.

21.Широкополосный удвоитель частоты//Изв.вузов. Радиоэлектроника. -1983.-N12.-с.62-63./В соавт. с В.К. Раскиным/.

22.Делитель частоты на два./йвт.св. СССР N1322405 кл.НОЗ В 19/00. 1987. 5юл.Н25/В соат. с В.В. Болозневым, З.И. Хаби-буллиным/.

23.Делитель частоты на два./йвт.св. СССР N1510065 кл.НОЗ В 19/00, 1989. ЕюлЛЗЗ/В соавт. с ft.fi. Алексеевым/.

24.Делитель частоты//Радиотехника. -1989.-N10.-с.101-104.

25.Теория.и методы расчета дифференциальных схем частотных и фазовых модуляторов. - Казань.:НМ, 1979 - 66с.

26.Прнло£ение к монографии "Однйполосная угловая модуляция в радиосвязи".