автореферат диссертации по информатике, вычислительной технике и управлению, 05.13.01, диссертация на тему:Помехоустойчивость систем передачи информации с однополосной фазовой манипуляцией

На правах рукописи

Сванидзе Владимир Георгиевич

Помехоустойчивость систем передачи информации с однополосной фазовой манипуляцией

Специальность: 05.13.01 - «Системный анализ, управление и обработка информации (в технике и технологиях)»

Автореферат диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Санкт-Петербург 2004

Работа выполнена в Государственном образовательном учреждении высшего профессионального образования «Санкт-Петербургский государственный университет аэрокосмического приборостроения».

Научный руководитель - доктор технических наук, профессор

Соколов Михаил Александрович

Официальные оппоненты - доктор технических наук, профессор

Макаров Сергей Борисович

- кандидат технических наук

Троц Александр Викторович

Ведущая организация - ОАО «Российский институт мощного

радиостроения»

Защита состоится «30» ноября 2004 г. в 15 часов на заседании диссертационного совета Д 212.233.02 при Государственном образовательном учреждении высшего профессионального образования «Санкт-Петербургский государственный университет аэрокосмического приборостроения» по адресу: 190000, Санкт-Петербург, ул. Б. Морская, 67.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке университета.

Автореферат разослан «_»_2004 г.

Ученый секретарь диссертационного совета

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы. Повышение эффективности информационных систем различного назначения, в том числе систем управления, передачи и обработки информации, было и остается одной из основных задач, стоящих перед современной техникой. Наличие свободных участков радиочастотного спектра, пригодных для использования в системах информационного обмена, многие годы являлось как стимулом, так и непременным условием непрерывного развития систем передачи информации. Однако к настоящему времени значительная часть пригодного для радиосистем диапазона частот перекрыта, а некоторые участки этого диапазона сильно перегружены. В этих условиях на первый план выдвигается задача повышения эффективности использования систем, работающих в хорошо освоенных участках спектра, часто достаточно перегруженных.

Одним из вариантов решения обозначенной проблемы является применение для передачи данных однополосных сигналов. Последние позволяют более рационально использовать частотный ресурс: появляется возможность почти двукратного увеличения числа каналов в заданном диапазоне частот.

К настоящему времени хорошо изучены вопросы передачи непрерывных сообщений посредством однополосных переносчиков. Широко известным является способ передачи одной боковой полосы непрерывного амплитудо-модулированного колебания, недостатком которого является невысокая потенциальная помехоустойчивость. Дальнейшим развитием систем однополосной связи является использование для передачи информации сигналов с непрерывной однополосной угловой модуляцией, помехоустойчивость которых выше, чем у однополосных сигналов с амплитудной модуляцией. Существенная несимметричность спектра сигналов с непрерывной двуполосной угловой модуляцией создала определенные препятствия на этом пути. В результате в 60-70-х гг. было создано несколько методов формирования таких сигналов, различающихся способами преодоления этих препятствий. Впоследствии были вскрыты

РОС НАЦИОНАЛЬНАЯ ' БИБЛИОТЕКА

существенные недостатки, присущие этим методам, что сделало их дальнейшее развитие нецелесообразным.

Волковым А.А. был предложен новый способ формирования сигнала с непрерывной однополосной угловой модуляцией, свободный от этих недостатков. Последний был тщательно исследован в работах Шахмаева М.М. и Смородино-ва А.А.: были предложены различные схемы передачи и приема такого сигнала, оценена помехоустойчивость.

В настоящее время наблюдается тенденция вытеснения аналоговых средств информационного обмена цифровыми. Наиболее ярко это прослеживается в области мобильных систем передачи информации. Цифровая связь имеет ряд важных преимуществ по сравнению с непрерывной: более высокая помехоустойчивость, более гибкие возможности по обработке и др. Несмотря на указанные выше обстоятельства исследование передачи дискретных сообщений посредством однополосных сигналов с угловой модуляцией не проводились.

Решение вопросов, связанных с приемом и передачей сигналов с дискретной однополосной фазовой модуляцией, оказывается весьма актуальным. Активная проработка обозначенной научной проблемы позволит снять вышеуказанные противоречия.

Цель и задачи исследования. Целью исследования является анализ и оценка основных свойств и способов обработки однополосных сигналов с фазовой манипуляцией. Среди основных задач исследования можно выделить: определение спектральных и временных характеристик таких сигналов (а именно, энергетическая ширина полосы, закон убывания спектральной плотности мощности, пикфактор и др.), синтез и оценка помехоустойчивости вариантов приема сигналов с изучаемым видом модуляции (оценка вероятности ложного распознавания, энергетического проигрыша), синтез и определение параметров дискретно-аналогового формирователя однополосных сигналов с фазовой манипуляцией посылками специальной формы (оценка полосы пропускания и порядка восстанавливающих фильтров, удельного числа отсчетов формирователя и др.). Важной задачей оказалось определение места таких сигналов среди ранее известных — сравнение однополосных сигналов с двуполосными аналогами,

а также с классическими фазоманипулированными сигналами, выявление их достоинств и недостатков.

Методы исследования. В диссертационной работе использованы математический аппарат теории вероятностей и математической статистики, теории спектрального и корреляционного анализа, теории электрических цепей и теории комплексной огибающей, общие методы системного анализа, статистической теории передачи сообщений, статистической радиотехники и радиофизики. Для организации машинных экспериментов использовались методы цифрового моделирования. При проведении расчетов активно использовались численные методы, а также средства компьютерного математического моделирования.

Научная новизна. В работе получены новые научные результаты:

1) найдены спектральные и временные характеристики сигнала с однополосной фазовой манипуляцией (энергетическая ширина полосы, закон убывания спектральной плотности мощности, средняя мощность, пик-фактор). Определены математические модели процесса с рассматриваемым видом модуляции в частотной и во временной области для широкого класса модулирующих импульсов;

2) синтезированы структуры алгоритмов когерентного поэлементного приема, когерентного попарного приема, когерентного поэлементного приема с обратной связью по решению, когерентного попарного приема с обратной связью по решению и поотсчетного приема однополосных сигналов с фазовой манипуляцией;

3) определена помехоустойчивость когерентного поэлементного и попарного приема таких сигналов. Найден энергетический проигрыш и оптимальный интервал анализа. Проведен анализ целесообразности применения устройства адаптивной подстройки интервала анализа в указанных приемных структурах;

4) оценена вероятность ложного распознавания, энергетический проигрыш и оптимальный интервал анализа когерентных видов приема од-

нополосных сигналов с фазовой манипуляцией при введении обратной связи по решению;

5) определена помехоустойчивость приема таких сигналов по поотсчет-ной схеме;

6) найдены характеристики дискретно-аналогового формирователя одно-полосньгх сигналов с фазовой манипуляцией импульсами специальной формы.

Практическая ценность работы. В диссертационной работе рассматривался широкий спектр модулирующих импульсов специальной формы. Выбирая ту или иную форму импульса, можно удовлетворить современные требования к закону убывания спектральной плотности мощности, пикфактору и др.

Предложены эффективные алгоритмы приема, для которых определена структура и оценена помехоустойчивость. Таким образом, имеется широкий выбор вариантов приема рассматриваемых однополосных сигналов в зависимости от условий конкретной ситуации, определяющей требования по помехоустойчивости, аппаратной сложности и т.п.

В работе предложено дискретно-аналоговое устройство для формирования однополосных сигналов с фазовой модуляцией импульсами специальной формы и даны конкретные рекомендации по выбору параметров формирователя.

Основные положения, выносимые на защиту.

1) Результаты оценки спектральных и временных свойств однополосных сигналов с фазовой манипуляцией для широкого класса модулирующих импульсов в системах передачи информации.

2) Структуры когерентного поэлементного приема, когерентного попарного приема, когерентного поэлементного и попарного приема с обратной связью по решению, поотсчетного приема таких сигналов.

3) Результаты оценки вероятности ложного распознавания, энергетического проигрыша и оптимального интервала анализа для когерентных видов приема, указанных выше. Результаты оценки вероятности ложного распознавания для поотсчетного приема таких сигналов.

4) Структура и характеристики дискретно-аналогового формирователя однополосного процесса с фазовой модуляцией импульсами специальной формы.

Апробация результатов работы. Результаты работы докладывались и обсуждались на Юбилейной научно-практической конференции «Многофункциональные электронные комплексы перспективных летательных аппаратов» (СПб., Холдинговая компания «Ленинец», 28-30 ноября 2001 г.), на двух семинарах секции «Радиоэлектроника» Санкт-Петербургского Дома Ученых имени М. Горького (16 февраля и 24 мая 2004 г.), на Международном симпозиуме «Аэрокосмические приборные технологии» (СПб., СПбГУАП, 2-4 июня 2004 г.), на Международной научно-практической конференции «Радиоэлектронные системы. XXI век» (СПб., Холдинговая компания «Ленинец», 28-30 июня 2004), на пятой, шестой и седьмой научной сессии аспирантов СПбГУАП, посвященных Всемирному дню космонавтики и авиации (СПб., СПбГУАП, апрель 2002, 2003 и 2004 гг. (соответственно)).

Внедрение результатов исследования. Результаты работы внедрены в разработки ОАО «Российский институт мощного радиостроения».

Публикации. По материалам диссертационной работы опубликованы 10 печатных работ: в том числе две статьи в журнале «Известия вузов России. Радиоэлектроника» (1-й и 2-й выпуски за 2004 г.), четыре статьи в журнале «Проблемы транспорта» (№ 10-й и № 11-й за 2004 г.), четыре статьи в сборниках докладов к аспирантским сессиям, Юбилейной научно-практической конференции и Международному симпозиуму, указанных выше.

Структура и объем диссертации. Диссертационная работа состоит из введения, пяти разделов, заключения, списка литературы из 58 наименований и трех приложений. Диссертация содержит 139 страниц машинописного текста, в том числе 127 страниц основного текста, 37 рисунков, 14 таблиц и 12 страниц приложений.

СОДЕРЖАНИЕДИССЕРТАЦИИ

Во введении обоснована актуальность выбранной темы, определены цели и сформулированы решаемые в работе задачи. Перечислены новые научные результаты, полученные в работе, показаны ее практическая ценность и апробация. Приведены основные положения, выносимые на защиту.

В разделе 1 дано описание основных этапов развития теории однополосной угловой модуляции и определены задачи исследования.

Рассмотрен метод формирования сигнала с непрерывной однополосной угловой модуляцией (НОУМ), построенный на базе аналитического сигнала, К. Пауэрса и Е. Бедросиана. Показаны существенные недостатки этого метода: большая величина пикфактора (ПФ) и значительная ширина спектра, которая в отдельных случаях превышает спектральную ширину сигнала с непрерывной однополосной угловой модуляцией (НДУМ). Проанализирован метод И. Ха-каити и Н. Тайпиро, предложивших использовать в качестве сигнала с НОУМ одну из боковых полос традиционного сигнала с НДУМ: показано, что метод подразумевает ограничения на индекс модуляции, что приводит к низкой помехоустойчивости такого сигнала.

Подчеркнуто, что российским ученым удалось добиться значительных результатов в развитии теории однополосной угловой модуляции. Волковым А.А. предложен свободный от указанных выше недостатков вид сигнала с НОУМ

iW*(0 = А) • {sinlAO]• co4w0/]± tf[sin|/(0]] • sinM}, 0)

где Ао - амплитуда; Wq - несущая частота; //[..] - оператор преобразования Гильберта (ПГ); знак (+) относится к нижней, а знак (-) относится к верхней боковой полосе; /(i) — модулирующая функция: при фазовой модуляции

при частотной - - индексы фазо-

вой и частотной модуляции соответственно, - нормированное сообщение). Показано, что при определенных условиях обобщенный выигрыш системы связи (ОВСС), использующей сигнал (1), может превышать ОВСС с сигналом с НДУМ. Рассмотрены предложенные Шахмаевым М.М. структуры приема и пе-

редачи сигнала (1). Даны результаты анализа помехоустойчивости одной из схем приема для случая воздействия флуктуационной и гармонической помехи. Показано, что качество приема (1) по предложенным структурам не уступает, а в отдельных случаях превосходит качество приема традиционного сигнала с НДУМ по известным схемам приема. Приведены результаты работ Смородино-ва А.А.: им получены выражения ОВСС (использующей (1)) для информационных сообщений различных классов, определены спектральные и временные характеристики (1), синтезированы оптимальные нелинейных устройства приема (1) и проанализирована их помехоустойчивость, методом машинного моделирования проведен анализ помехоустойчивости одного из приемников, предложенных Шахмаевым М.М. Оказалось, что предложенные нелинейные структуры характеризуются качеством приема, близким к потенциальному.

На основании анализа литературы по рассматриваемой тематике сделан вывод о том, что вопросы информационного обмена посредством сигналов с НОУМ изучены хорошо, однако исследования вопросов передачи дискретных сообщений посредством сигналов с однополосной угловой модуляцией отсутствуют, после чего сформулированы задачи дальнейших изысканий.

Раздел 2 посвящен исследованию спектральных и временных свойств сигнала с дискретной однополосной фазовой модуляцией (ДОФМ).

Предлагается следующая форма сигнала с ДОФМ (базирующаяся на определении сигнала (1))

(2)

где модулирующая функция; элементарная

посылка длительностью бинарная кодовая матрица размером

элементы матрицы принимают только два значения: (+1) или (-1); / - номер кодовой последовательности; — номер информационного символа.

Полученное выражение для спектральной плотности мощности сигнала (2) Лф) = у(и>-Х4Г)~У(>с-и>0)|2 (для м»>0) (3)

(где Р(м?) - спектральная п л Цт у(ь) - функция Хэви-

сайда) позволило сделать вывод, что спектральные свойства сигнала (2) можно задавать непосредственно выбором модулирующих импульсов у[/].

Особое внимание уделено рассмотрению современных требований, предъявляемых к переносчикам информации. Требование к уровню внеполосных излучений обязывает применять для передачи данных сигналы, которые формируют малый уровень межканальных искажений. Кроме того, необходимо использовать сигналы с высокой концентрацией энергии около чтобы имелась возможность плотного размещения помехоустойчивых каналов. На величину ПФ, имеющего ряд практических значений, также налагаются строгие ограничения. Подчеркнуто, что наиболее значимым свойством сигналов и средств их обработки является помехоустойчивость.

Руководствуясь упомянутыми требованиями, проведен выбор форм (таблица 1). На основании найденных выражений (3) для каждого модулирующего импульса определен уровень внеполосных излучений сигнала (2) в виде эквивалентной гиперболы, определяющей закон убывания спектральной плотности мощности (ЗСПМ) при удалении от (6-я графа таблицы 1). Проведено вычисление средней мощности (СМ) процесса (2). Энергетическая ширина полосы (ЭШП) (2) Аи^ найдена как корень уравнения

е0 = | +АКе° I £ М(и->/и| • 100%,

где е0 - энергетический уровень. Из таблицы 1 видно, что импульсы в различной степени обеспечивают удовлетворение обозначенных требований, поэтому при выборе для использования на практике необходимо учитывать условия конкретной ситуации, определяющей приоритетность требований.

Для различных у[/] построены кривые ПФ, определенного в виде отношения ¡^ЭФФ ' УРовень> вероятность превышения которого равна - эффективное значение огибающей). Нахождение осу-

ществлялось посредством машинного моделирования реализаций сигнала (2), с использованием выведенных выражений для ПГ у|/].

Таблица 1—Модулирующие импульсы. Параметры сигнала сДОФМ

Идентификатор, наименование ЭШП для уровней во см ЗСПМ

88.05% 95.28% 98.99%

«81», синусоидальный 2.319 2.896 3.707 0.125 \liw-

«82», синус-квадратный 2.835 3.540 4.422 0.094 1/(*>-щ)6

«83», синус-кубичный 3.301 4.138 5.199 0.078

«Т1», трапецеидальный (длительность фронта 8 = 0) 2.230 7.193 30.926 0.250 !/(">-м>0)2

«Т2», трапецеидальный (длительность фронта 8 = Г/6) 2.200 3.451 6.744 0.194 1/0-М>0)4

«ТЗ», трапецеидальный (длительность фронта 8 = Г/3) 2.356 2.954 3.945 0.139

«Т4», трапецеидальный (длительность фронта 8 = Г/2) 2.532 3.181 4.075 0.083

«К1», синус-квадратный с прямоугольной частью (длительность фронта 5 = Т/6) 2.281 4.940 9.235 0.197

«К2», синус-квадратный с прямоугольной частью (длительность фронта 8 = Г/3) 2.494 3.190 6.550 0.145

«01», 1-й импульс Гуревича (параметримпульса К = 2) 2.000 2.728 12.076 0.178 1/(и--и>0)2

«02», 2-й импульс Гуревича (параметр импульса К = 2.6) 2.033 2.600 7.149 0.154 \liw-WQ)2

«ОЗ», 3-й импульс Гуревича (параметр импульса К = 3.5) Примечание - ЭШП указываете? 2.177 в едини 2.722 цах К = 3.500 *т/2,а 0.128 У1-ве 1/(*>-и>0)2 2 диницах

Анализ ¿»(ег) показал, что ПФ процесса (2) имеет небольшую величину,

для большинства модулирующих импульсов варьирующуюся в пределах [147;1.82] для вероятностного уровня Е2=0.01. Сравнительный анализ позволил выявить, что сигналов (2) может быть как больше, так и меньше ¿»(о) двуполосных аналогов. Подчеркнуто, что наименьшие значения ПФ наблюдаются у сигнала (2) при модуляции узкими которым соответствует меньший уровень внеполосных излучений.

В разделе 3 осуществлен синтез когерентных устройств приема сигнала с ДОФМ: когерентный поэлементный прием (КЭП), КЭП с обратной связью по решению (ОСР), когерентный попарный прием (КПП), КПП с СЮР. Проведен анализ их помехоустойчивости в форме вероятности ложного распознавания (ВЛР) и энергетического проигрыша (ЭНП). Найдены кривые оптимального интервала анализа (ОНА) и проведена оценка целесообразности применения устройств автоматической подстройки интервала анализа (АПИА).

Особенность приема сигнала (2) заключается в наличии межсимвольной интерференции (МСИ). Поэтому в приходящую на вход приемного устройства смесь входит не только принимаемый в данный момент (полезный) сигнал и белый гауссовый шум но и мешающие сигналы и

от комбинации предшествующих и комбинации последующих информационных символов соответственно, образующих МСИ:

где р. — масштабный множитель; Т)^] — ПГот у[<]; и — бинарные матрицы размером соответственно.

Предложены подоптимальные решающие правила, которые реализованы в когерентных структурах, упомянутых выше. Правила построены в соответствии с критерием максимального правдоподобия с учетом МСИ. Синтезированы структурные схемы когерентных приемных устройств.

Подоптимальное решающее правило для КЭП сигналов (2): регистрируется символ Л (Л = 1,2), если выполняется неравенство

где и А1Х{() - синфазная и квадратурная амплитуды соответствен-

но; Та - интервал анализа, симметричный относительно t = T|2. В случае введения ОСР в структуру КЭП, последнее выражение преобразуется к виду

Ц|.а 4.ЛМФ' + [а ЛЛ'Ы'Ц > \ и в(- Л + ^ + 1),

где

В{к2)= г фц(+к2ф, \а

п

оценка номера комбинации предшествую-

щих символов. При введении ОСР появляется возможность принимать решение о передаваемом символе с учетом ранее переданных, таким образом нейтрализуется помеха - общий уровень МСИ снижается.

Подоптимальное решающее правило для КПП (2): регистрируется парный символ /1 (г"1 = 1,4), если для всех И Ф /1 (¿2 = 1,4) выполняется неравенство

где

интегрирование ведется по интервалу Переход к приему

парной посылки также является одним из способов борьбы с МСИ. В случае введения ОСР в структуру КПП выражение (4) преобразуется к виду

Для каждого вида приема найдено аналитическое выражение для ВЛР: последняя находится как вероятность невыполнения неравенства решения (для КЭП и КЭП с ОСР) или системы неравенств решения (для КПП и КПП с ОСР) в случае передачи символа Л, усредненная по всем /1, ¡а и ц (для структур с

13

ОСР проводится усреднение и по /0), приходящаяся на один бит передаваемого

сообщения. Приведены графики ВЛР от параметра — ) (где

- односторонняя спектральная плотность мощности шума) для Та=-Т. Для сравнения качества приема графики включают кривую ВЛР поэлементного приема классических фазоманипулированных сигналов (КФМС) половинной мощности (КФМС - двуполосные сигналы с прямоугольными импульсами).

Из анализа кривых ВЛР следует, что помехоустойчивость сигналов (2) определяется двумя факторами: мощностью (2) и уровнем МСИ. Первый фактор является доминирующим, поэтому в общем более помехоустойчивыми оказываются однополосные сигналы с фазовой манипуляцией %/[/], форма которых близка к прямоугольной (импульсы «Т1», «Т2», «К1» и «К2»). Однако малый уровень МСИ соответствует узким импульсам («82», «83» и «Т4»): наличие второго фактора в основном приводит к тому, что разница в качестве приема между сигналами (2), модулированными широкими и узкими сокращается.

Сравнение помехоустойчивости двуполосных и однополосных сигналов удобно проводить посредством ЭНП относительно КФМС: ЭНП приема, характеризующегося вероятностью ошибки для заданного вероятност-

ного уровня р определяется так

соответст-

где - функции обратные

венно. Анализ показал, что переход от сигналов с дискретной двуполосной фазовой модуляцией (ДЦФМ) к однополосным аналогам сопровождается некоторым ухудшением помехоустойчивости, которое зависит от формы вероятностного уровня и алгоритма приема (таблицы 2 и 3). При указанном переходе наименьшие приращения ЭНП наблюдаются для наиболее узких импульсов что обусловливается тем, что им соответствует меньший уровень МСИ. Уменьшение уровня вероятности ошибки р сопровождается увеличением

при малых р отличие применявшихся подоптимальных правил решения от оптимальных становится наиболее существенным. Наихудшее качество приема наблюдается при КЭП. Введение ОСР позволяет повысить помехоустойчивость за счет снижения интерференции символов. Существенно повышается качество приема при переходе к алгоритмам КПП и КПП с ОСР.

Таблица 2 ~ ЭНП при КЭП и КЭП с ОСР

Особое внимание в текущем разделе уделено исследованию ОИА Таопт для упомянутых когерентных видов приема. Существование оптимального значения интервала анализа обязано наличию двух противоположных факторов: если выбрать Та сравнительно малым, то значительная часть энергии полезного сигнала, распределенная за пределами интервала анализа не будет учтена -ВЛР будет большой, выбор Та сравнительно большим приведет к значительному уровню МСИ, что также ведет к ухудшению помехоустойчивости.

В работе осуществлен поиск зависимостей Талпт = Тах)пт{Ъо). Последние имеют убывающий характер: с ростом влияние МСИ на ВЛР увеличивается - необходимо уменьшать интервал анализа. При переходе от КЭП к КПП, при введении в структуры приемников ОСР значения ОИА увеличиваются.

Исследован вопрос введения устройства АПИА в структуры упомянутых приемников. Устройство осуществляет подстройку значения интервала анализа до оптимального для измеряемого значения Построены графики помехоустойчивости когерентных структур, включающих устройство АПИА. Показано, что применение данного устройства может приводить к снижению вероятности ошибки на десятки процентов.

При современном технологическом уровне реализации радиотехнических устройств создать приемник, использующий сравнительно сложный алгоритм КПП с ОСР, для которого проведен рациональный выбор интервала анализа, не является проблемой, поэтому общий вывод раздела такой: двукратный выигрыш в полосе, связанный с переходом от сигналов с ДЦФМ к сигналам с ДОФМ, сопровождается малой «платой», заключающейся в незначительном ухудшении помехоустойчивости.

В разделе 4 проведен синтез приемного устройства сигналов (2), построенного по поотсчетному алгоритму, и оценена его помехоустойчивость теоретическими и экспериментальными методами.

Структура поотсчетного приема синтезирована путем модификации одного из приемных устройств сигнала (1) Шахмаева М.М. для приема дискретных сообщений. Поотсчетный алгоритм подразумевает использование только синфаз-

ной составляющей сигнала с ДОФМ, которая содержит последовательность не-интерферирующих посылок, поэтому имеется возможность принимать решение о передаваемом символе в условиях отсутствия МСИ. Подразумевается, что однополосный сигнал передается вместе с несущей составляющей.

В устройстве поотсчетного приема (УПП) входной сигнал сначала подвергается стандартной обработке: частотной селекции, усилению и преобразованию частоты. С помощью системы блоков, состоящей из двух фильтров (настроенных соответственно на несущую составляющую и однополосный сигнал) и перемножителя с низкочастотной селекцией, формируется сигнал синфазной составляющей процесса (2). Блок компрессора предназначен для поддержания амплитуды последней постоянной. Блок преобразования арксинуса осуществляет извлечение сигнала модулирующей функции из-под знака синуса. Блок решения реализует наиболее важную функцию УПП - принимает решения о передаваемых символах по правилу поотсчетного алгоритма.

Для определения помехоустойчивости УПП синтезирована эквивалентная (в смысле помехоустойчивости) структура приема (ЭПП). ЭПП содержит блоки, которые осуществляют над входным сигналом такие преобразования, которые определяют помехоустойчивость УПП (частотная селекция, преобразование арксинуса, принятие решение о передаваемом символе). Функции, не влияющие на качество приема (преобразование частоты), исключены из ЭПП.

Входным сигналом ЭПП является смесь сигнал на входе блока ре-

шения - е6 р(^):

где и^) - коррелированный гауссовский шум. Ввиду того, что ^.Дм") представляет собой сложную смесь сигнала и предложено в качестве статистического набора, на основании которого проводится решение о передаваемом

символе, использовать множество отсчетов сигнала е^Дм) размером Л^, взятых на интервале анализа Та~Т (отсюда и название алгоритма). Решающее правило УПП построено в соответствии с критерием максимальной апостериорной вероятности: регистрируется символ /1 (¿1 = 1,2), если для И^й выполняется неравенство

г|1(«|Я)>г||(и|й), (5)

где ги (и | ¿) - Л^ -мерная функция плотности вероятности отсчетов и^ (г5 = 1,2. .Л^ ) процесса ('>')> определяемая по выражению

- полоса пропускания проходной частотной характеристики линейной части УПП; с1 = 0.5тг/А:^ (все вектора размером , матрицы - Л^ х Л^).

Для случаев N¡¡=2 и ЛГ, = 3 конкретизированы выражения (5): правила решения оформлены в виде таблиц областных неравенств решения.

Оценена помехоустойчивость УПП в форме ВЛР. Последняя определена теоретическим (для Л^ =2) и экспериментальным (для N¡—2 и N¡=3) методами. Теоретическим методом получено аналитическое выражение для вероятности ошибки, равной вероятности невыполнения (5) в случае передачи символа /1. Экспериментальный метод предполагал формирование машинной (компьютерной) модели ЭПП: моделировалась обработка в ЭПП сигнала модулированного детерминированной информационной последовательностью

символов, при этом вероятность ошибки оценивалась в форме частоты принятия неверных решений. По результатам изысканий построены кривые ВЛР.

Проведен анализ кривых помехоустойчивости УПП с использованием понятий вероятностного тела и поверхности решения. Под вероятностным телом понимается фигура в мерном пространстве отсчетов ограниченная

замкнутой поверхностью постоянного вероятностного уровня zu(a\il)=const; поверхность решения представляет собой поверхность, задаваемую уравнением zM(u|il)=zu(u|i2). Показано, что ВЛР определяется следующими факторами: шириной вероятностного тела, взаимным расстоянием и ориентацией вероятностного тела и поверхности решения. Определено, что помехоустойчивость УПП определяется амплитудным уровнем отсчетов сигнала и уровнем шума, которые осуществляют комплексное влияние на упомянутые факторы.

В разделе 5 рассмотрен дискретно-аналоговый формирователь (ДАФ) сигнала (2) с манипуляцией импульсами специальной формы (таблица 1). Определены характеристики формируемого однополосного процесса и выработана методика выбора параметров ДАФ.

Задача формирования однополосного сигнала (2) с модуляцией импульсами 4] таблицы 1 успешно решена посредством дискретно-аналогового метода. Структура ДАФ состоит из двух ветвей, формирующих синфазную и квадратурную составляющие однополосного

процесса (каждая ветвь содержит дискретный формирователь амплитуд, сглаживающий низкочастотный фильтр Баттерворта порядка % с частотой среза wc и перемножитель с опорным колебанием); блок сумматора завершает процедуру формирования однополосного сигнала

где /¿(иЦХ^М тО-№ *('); еж O^ZW' - 0' -1 № *('); }= 1 j=1 Nd 0.5(VlK>+l

Ud{t,i) = 1д (t, Ocosfwo?] - Qd (t, /)sin[w0/],

(6)

N

i

id =-0.5(^-1^+1

г, [\ /е[0;Лг]

= [О'Д/]"" элементаРныи прямоугольный импульс; Щ) - импульсная

характеристика фильтров; Л^ - число отсчетов амплитуд на интервале Г; А1 = Т/М^ - интервал времени между взятием отсчетов; ® - символ свертки; Ь^ - число интервалов Т, в течение которых существует т^ЭД.

Спектральная плотность мощности сигнала (6) определяется выражением

с(и>) — функция знака; я/(и>) — интегральный синус; — мнимая единица.

Анализ выражений (2), (6) и (3),(7) показал, что между «идеальным» сигналом с ДОФМ (2) и формируемым процессом существуют отличия. Данное обстоятельство потребовало определиться с критериями различия сигналов (2) и (6) и выработать методику выбора параметров ДАФ, которая позволит сформировать однополосный сигнал с искажениями, находящимися в пределах нормы, определяемой упомянутыми критериями. Различия (2) и (6) оценивались раздельно в занимаемой полосе и за ее пределами: критерий отличия в полосе задается коэффициентом декорреляции

в полосе ^¿[»'^к'о + уРз] сравнивались ЗСПМ процессов (2) и (6). Считается, что искажения находятся в пределах нормы, если — пороговое значе-

ние) и огибающая М^ы) оказывается не выше огибающей М(м) при и>>\93и не выше зеркального отражения последней (относительно

Предложенная методика содержит конкретные рекомендации по выбору параметров wc, N^ и L^, Показано, что % следует выбирать исходя из

ЗСПМ процесса (2), а для wc существует оптимальные значения. Определено, что для идеализированного случая достаточно выбр ь ( в н е за-

висимости от формы импульсов) для удовлетворения требования q < 0.2 -г-0.3%. Показано, что ограничение L^ приводит к росту коэффициента

декорреляции: для обеспечения q < 0.2 4- 0.3% необходимо увеличивало 7 -г 11, а .Ц выбирать равным не меньше 50 -г- 70.

В заключении перечислены основные результаты, полученные в диссертационной работе.

В приложениях приведены выражения для (3) однополосного сигнала с фазовой модуляцией импульсами специальной формы (таблица 1). Дан вывод выражений для ПГ от импульсов v[t] таблицы 1. Приведен вывод формулы для ВЛР при КПП сигналов (2).

ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ ДИССЕРТАЦИИ

1) Математические модели однополосного сигнала с фазовой манипуляцией посылками специальной формы во временной и частотной областях.

2) Оценка энергетической ширины полосы (для различных энергетических уровней), закона убывания спектральной плотности мощности, средней мощности и пикфактора однополосного сигнала с фазовой манипуляцией. Определено, что пикфактор такого сигнала по вероятностному уровню

может быть как больше, так и меньше пикфактора двуполосного аналога, и имеет значения близкие к 1.6.

3) Структуры когерентного поэлементного приема, когерентного попарного приема, когерентного поэлементного приема с обратной связью по решению, когерентного попарного приема с обратной связью по решению, по-отсчетного приема однополосного сигнала с фазовой манипуляцией.

4) Аналитические выражения для вероятности ложного распознавания и энергетического проигрыша когерентных видов приема такого сигнала, упомянутых выше. Оценка вероятности ложного распознавания для по-отсчетного приема рассматриваемых сигналов теоретическими и экспериментальными методами. Выявлено, что переход от двуполосного сигналов к однополосному аналогу сопровождается небольшим ухудшением качества приема: при когерентном поэлементном приеме указанное ухудшение, выраженное в форме приращения энергетического проигрыша, для большинства модулирующих импульсов и вероятностных уровней диапазона [ю~6;10~3], находится в пределах [0.7;2.2})2>, а в случае введения обратной связи по решению Можно существенно улучшить качество приема, если использовать схему когерентного попарного приема: так указанное обобщенное приращение энергетического проигрыша сосредоточено в интервале [0.5;1.б]<М>, а в случае использования обратной связи по решению

5) Аналитические выражения для функции оптимального интервала анализа для когерентных видов приема такого сигнала. Показано, что при определенных условиях устройство адаптивной подстройки интервала анализа позволяет уменьшить вероятность ложного распознавания на десятки процентов.

6) Математические модели однополосного сигнала с фазовой манипуляцией, реализуемого дискретно-аналоговым формирователем, во временной и частотной областях. Структура и методика выбора параметров упомянутого формирователя, позволяющая реализовать однополосный процесс с искажениями, находящимися в пределах нормы, определяемой предложенными критериями различия.

Приведенные результаты диссертационной работы доказывают перспективность применения однополосных сигналов с фазовой манипуляцией на практике. Результаты исследований могут быть непосредственно использованы для построения современных систем передачи дискретных сообщений.

СПИСОК ОПУБЛИКОВАННЫХ РАБОТ

1. Сванидзе В.Г., Соколов М.А. Временные и частотные свойства сигналов с дискретной однополосной угловой модуляцией// Многофункциональные радиоэлектронные комплексы перспективных летательных аппаратов: Сб. докл. науч.-практ. конф. 28-30 ноября 2001 г. - СПб., 2001.-С. 119-125.

2. Сванидзе В.Г., Соколов М.А. Потенциальная помехоустойчивость приема по двухотсчетной схеме сигналов с дискретной однополосной угловой модуляцией//Проблемы транспорта. - 2004. - № 10. - С. 192198.

3. Сванидзе В.Г., Соколов М.А. Определение характеристик однополосного сигнала с угловой манипуляцией, формируемого из двуполосного с различными формами элементарных посылок//Пятая научная сессия аспирантов ГУАП: Сб. докл./ СПБГУАП. - СПб., 2002. - С. 148-153.

4. Сванидзе В.Г. Потенциальная помехоустойчивость когерентного поэлементного приема по подоптимальной схеме сигналов с дискретной однополосной угловой модуляцией//Известия вузов России. Радиоэлектроника. - 2004. - № 1. - С. 35-42.

5. Сванидзе В.Г. Оптимизация интервала анализа при когерентном поэлементном приеме по подоптимальной схеме сигналов с дискретной однополосной угловой модуляцией//Известия вузов России. Радиоэлектроника. - 2004. - № 2. - С. 53-60.

6. Сванидзе В.Г., Соколов М.А. Определение вероятности ложного распознавания при приеме по двухотсчетной схеме сигналов с дискретной однополосной угловой модуляцией на основании машинного модели-рования//Проблемы транспорта. - 2004. -№ 10. - С. 202-205.

7. Сванидзе В.Г., Соколов М.А. Определение вероятности ложного распознавания при приеме по трехотсчетной схеме сигналов с дискретной однополосной угловой модуляцией на основании машинного модели-рования//Проблемы транспорта. — 2004. - № 10. - С. 224—229.

8. Сванидзе В.Г., Соколов МА Когерентный прием однополосных сигналов с фазовой манипуляцией//Седьмая научная сессия аспирантов ГУАП: Сб. докл./ СПбГУАП. - СПб., 2004. - С. 128-132.

9. Сванидзе В.Г. Выбор параметров дискретно-аналогового устройства формирования однополосных сигналов с фазовой манипуляци-ей//Аэрокосмические приборные технологии: Сб. докл. Межд. науч. симп./ СПбГУАП. - СПб., 2004. - С. 148-153

10. Сванидзе В.Г. Соколов М.А. Оценка искажений, возникающих при дискретно-аналоговом методе формирования однополосных сигналов фазовой манипуляцией//Проблемы транспорта. - СПб., 2004. -№11.

Р2 0 6 3 4

Формат 60x84 1/16. Бумага офсетная. Печать офсетная. Тираж 100 экз. Заказ № 422

Отдел оперативной полиграфии ГОУ ВПО «СПбГУАП» 190000, Санкт-Петербург, ул. Б. Морская, 67

411

Обозначения и сокращения.

Введение.

1. Основные этапы развития теории однополосной угловой модуляции. Постановка задачи исследования.

1.1. Первый этап развития теории однополосной угловой модуля- 17 ции.

1.1.1. Работы, основанные на предложениях К.Х. Пауэрса и Е. Бедросиана.

1.1.2. Исследования, основанные на предложениях И. Хакаити и

H. Тайпиро.

1.2. Второй этап развития теории однополосной угловой модуляции

I.2.1. Работы А.А. Волкова и М.М. Шахмаева.

1.2.2. Исследования А.А. Смородинова.

1.3. Постановка задачи исследования.

2. Характеристики однополосных сигналов с фазовой манипуляцией

2.1. Временное и спектральное представление однополосных сигналов с фазовой манипуляцией. Выбор формы модулирующих импульсов

2.2. Средняя мощность и пикфактор однополосных сигналов с фазовой манипуляцией импульсами специальной формы.

2.3. Выводы.

3. Помехоустойчивость когерентного приема однополосных сигналов с фазовой манипуляцией.

3.1. Помехоустойчивость когерентного поэлементного приема

3.1.1. Математическая модель принимаемого сигнала. Алгоритм поэлементного приема.

3.1.2. Помехоустойчивость поэлементного приема.

3.1.3. Оптимизация интервала анализа при поэлементном приеме

3.2. Помехоустойчивость когерентного приема парной посылки

3.2.1. Математическая модель принимаемого сигнала. Алгоритм попарного приема.

3.2.2. Помехоустойчивость попарного приема. —

3.2.3. Оптимизация интервала анализа при попарном приеме.

3.3. Помехоустойчивость когерентного приема с обратной связью по решению.

3.3.1. Алгоритм поэлементного и попарного приема с обратной связью по решению.

3.3.2. Помехоустойчивость поэлементного и попарного приема с обратной связью по решению.

3.3.3. Оптимизация интервала анализа при поэлементном и попарном приеме с обратной связью по решению.

3.4. Выводы.

4. Помехоустойчивость приема однополосных сигналов с фазовой манипуляцией по поотсчетному алгоритму.

4.1. Поотсчетный алгоритм приема.

4.2. Теоретическое определение помехоустойчивости приема однополосных сигналов с фазовой манипуляцией по двуотсчетному алгоритму

4.3. Экспериментальное определение помехоустойчивости приема однополосных сигналов с фазовой манипуляцией по трехотсчетному алгоритму.

4.4. Выводы.

5. Дискретно-аналоговый метод формирования однополосного сигнала с фазовой манипуляцией.

5.1. Алгоритм дискретно-аналогового метода формирования однополосного сигнала с фазовой манипуляцией. Модели формируемых однополосных процессов.

5.2. Спектральные характеристики однополосного сигнала с фазовой манипуляцией, формируемого дискретно-аналоговым методом

5.3. Выбор параметров дискретно-аналогового формирователя однополосного сигнала с фазовой манипуляцией. Критерии выбора.

5.4. Выводы.

Актуальность темы. Повышение эффективности радиотехнических систем различного назначения, в том числе систем управления, передачи и обработки информации, было и остается одной из основных задач, стоящих перед современной радиоэлектроникой. Наличие свободных участков радиочастотного спектра, пригодных для использования в системах информационного обмена, многие годы являлось как стимулом, так и непременным условием непрерывного развития радиосистем передачи информации. Однако к настоящему времени значительная часть пригодного для радиосистем диапазона частот перекрыта, а некоторые участки этого диапазона сильно перегружены. В этих условиях на первый план выдвигается задача повышения эффективности использования систем, работающих в хорошо освоенных участках спектра, часто достаточно перегруженных [1].

Одним из вариантов решения обозначенной проблемы является применение для передачи данных однополосных сигналов. Последние позволяют более рационально использовать частотный ресурс: появляется возможность почти двукратного увеличения числа каналов в заданном диапазоне частот [2].

К настоящему времени хорошо изучены вопросы передачи непрерывных сообщений посредством однополосных переносчиков [3 и др.]. Широко известным является способ передачи одной боковой полосы непрерывного ам-плитудо-модулированного колебания [4, 5 и др.], недостатком которого является невысокая потенциальная помехоустойчивость [6]. Тем не менее, отдельные виды однополосных амлитудо-модулированных сигналов рекомендуются Международным консультативным комитетом по радио (МККР) для решения проблемы тесноты в полосах частот сухопутной подвижной радиосвязи [7], а на Всемирной административной радиоконференции по высокочастотному радиовещанию в 1987 г. было принято решение о подготовке к переходу на однополосное радиовещание в срок до 31 декабря 2015 г. [8].

Дальнейшим развитием систем однополосной связи является использование для передачи информации сигналов с непрерывной однополосной угловой модуляцией (НОУМ), потенциальная помехоустойчивость которых выше, чему у однополосных сигналов с амплитудной модуляцией [9]. Существенная несимметричность спектра сигналов с непрерывной двуполосной угловой модуляцией (НДУМ) [10] создала определенные препятствия на этом пути. В результате было создано несколько методов формирования сигналов с непрерывной однополосной угловой модуляцией [И, 12, 13], различающихся способами преодоления этого противоречия.

Два первых метода [11, 12] имеют значительные недостатки, в результате чего индекс модуляции практически ограничен величиной близкой к единице. В [11] Волковым А.А. предложен новый способ формирования сигнала с непрерывной однополосной угловой модуляцией. Последний был тщательно исследован в работах Шахмаева М.М. [14] и Смородинова А.А. [3]: были предложены различные схемы приема такого сигнала, оценена помехоустойчивость.

В настоящее время наблюдается тенденция вытеснения аналоговых средств информационного обмена цифровыми. Наиболее ярко это прослеживается в области мобильных систем передачи информации [15]. Цифровая связь имеет ряд неоспоримых преимуществ по сравнению с непрерывной: более высокая помехоустойчивость, более гибкие возможности по обработке, возможность использования компьютерных технологий для передачи информации и др.

Несмотря на указанные выше обстоятельства исследования передачи дискретных сообщений посредством однополосных сигналов с угловой модуляцией не проводились.

Решение вопросов, связанных с приемом и передачей сигналов с дискретной однополосной фазовой модуляцией (ДОФМ), оказывается весьма актуальным. Активная проработка обозначенной научной проблемы позволит снять вышеуказанные противоречия.

Объект исследования. Объектом исследования являются сигналы с дискретной однополосной фазовой модуляцией и способы их обработки.

Предмет исследования. Предметом исследования являются спектральные и временные свойства сигналов с дискретной однополосной фазовой манипуляцией, характеристики приема (помехоустойчивость) и формирования указанных сигналов.

Цель и задачи исследования. Целью исследования является оценка и анализ основных свойств сигналов с дискретной однополосной фазовой модуляцией и способов их обработки. Среди основных задач исследования можно выделить: определение спектральных и временных свойств таких сигналов (а именно, энергетическая ширина полосы (ЭШП), закон убывания спектральной плотности мощности (ЗСПМ), пикфактор (ПФ) и др.), синтез и оценка помехоустойчивости различных вариантов приема сигналов с изучаемым видом модуляции (нахождение вероятности ложного распознавания (ВЛР), энергетического проигрыша (ЭНП)), синтез и определение параметров дискретно-аналогового формирователя однополосных сигналов с фазовой манипуляцией посылками специальной формы (оценка полосы пропускания и порядка восстанавливающих фильтров, удельного числа отсчетов формирователя и др.). Кроме того, не менее важной задачей оказалось определение места таких сигналов среди ранее известных — было необходимо провести сравнение сигналов с однополосной фазовой манипуляцией с двуполосными аналогами, а также с классическими фазоманипулированными сигналами (КФМС), подчеркнуть их достоинства и недостатки.

Методы исследования. В диссертационной работе широко использован математический аппарат теории спектрального анализа [16 и др.], теории корреляционного анализа, теории комплексной огибающей [17 и др.], теории вероятностей и статистической радиотехники [18 и др.], теории электрических цепей [19 и др.]. Для организации машинных экспериментов использовались методы цифрового моделирования [20 и др.]. При проведении расчетов активно использовались численные методы [21 и др.], а также средства компьютерного математического моделирования: прикладной пакет Mathcad 2001 Proffessional [22] и интегрированная среда Borland С++ версия 5.01 [23].

Научная новизна. В работе получены следующие новые научные результаты:

1) найдены спектральные и временные характеристики сигнала с однополосной фазовой манипуляцией (энергетическая ширина полосы, закон убывания спектральной плотности мощности, средняя мощность, пикфактор). Определены математические модели процесса с рассматриваемым видом модуляции в частотной и во временной области для широкого класса модулирующих импульсов;

2) синтезированы структуры алгоритмов когерентного поэлементного и попарного приемов, когерентного поэлементного и попарного приема с обратной связью по решению, поотсчетного приема сигналов с дискретной однополосной фазовой манипуляцией;

3) определена помехоустойчивость когерентного поэлементного и попарного приема сигналов с исследуемым видом модуляции. Найден энергетический проигрыш и оптимальный интервал анализа (ОИА);

4) оценена вероятность ложного распознавания, энергетический проигрыш и оптимальный интервал анализа когерентного поэлементного и попарного приема с обратной связью по решению сигналов с однополосной фазовой манипуляцией;

5) определена помехоустойчивость приема таких сигналов по поотсчет-ной схеме;

6) найдены характеристики дискретно-аналогового формирователя (ДАФ) однополосных сигналов с фазовой манипуляцией импульсами специальной формы.

Практическая ценность работы. В диссертационном исследовании рассматривался широкий спектр модулирующих импульсов специальной формы. Выбирая ту или иную форму импульса, можно удовлетворить современные требования к закону убывания спектральной плотности мощности, пик-фактору и др.

Кроме того, предложены эффективные алгоритмы приема (когерентный поэлементный и попарный прием, когерентный поэлементный и попарный прием с обратной связью по решению, прием по поотсчетной схеме), для которых определена структура, оценена помехоустойчивость и найден оптимальный интервал анализа. Таким образом, имеется широкий выбор вариантов приема рассматриваемых однополосных сигналов в зависимости от условий конкретной ситуации, определяющей требования по помехоустойчивости, аппаратной сложности и т.п.

Необходимо также отметить, что в диссертационной работе предложено дискретно-аналоговое устройство для формирования однополосных сигналов с фазовой модуляцией импульсами специальной формы и даны конкретные рекомендации по выбору параметров формирователя: частоты среза и порядка восстанавливающих фильтров нижних частот, удельного числа отчетов формирователей квадратур и др.

Основные положения, выносимые на защиту.

1) Результаты оценки спектральных и временных свойств сигналов с дискретной однополосной фазовой модуляцией для широкого класса модулирующих импульсов в системах передачи информации.

2) Структуры когерентного поэлементного и попарного приема, когерентного поэлементного и попарного приема с обратной связью по решению, поотсчетного приема сигналов с однополосной фазовой манипуляцией.

3) Результаты оценки вероятности ложного распознавания, энергетического проигрыша и оптимального интервала анализа для когерентного поэлементного и попарного приема, когерентного поэлементного и попарного приема с обратной связью по решению сигналов с однополосной фазовой манипуляцией. Результаты оценки вероятности ложного распознавания для поотсчетного приема сигналов с однополосной фазовой манипуляцией.

4) Структура и характеристики дискретно-аналогового формирователя однополосного процесса с фазовой модуляцией импульсами специальной формы.

Апробация результатов. Результаты работы докладывались и обсуждались на Юбилейной научно-практической конференции «Многофункциональные электронные комплексы перспективных летательных аппаратов» (СПб., Холдинговая компания «Ленинец», 28—30 ноября 2001 г.), на двух семинарах секции «Радиоэлектроника» Санкт-Петербургского Дома Ученых имени М. Горького (16 февраля и 24 мая 2004 г.), на Международном симпозиуме «Аэрокосмические приборные технологии» (СПб., СПбГУАП, 2—4 июня 2004 г.), на Международной научно-практической конференции «Радиоэлектронные системы. XXI век» (СПб., Холдинговая компания «Ленинец», 28-30 июня 2004), на пятой, шестой и седьмой научной сессии аспирантов СПбГУАП, посвященных Всемирному дню космонавтики и авиации (СПб., СПбГУАП, апрель 2002,2003 и 2004 гг. (соответственно)).

Внедрение результатов работы. Результаты работы внедрены в разработки ОАО «Российский институт мощного радиостроения».

Публикации. По материалам диссертационной работы опубликованы 10 печатных работ: в том числе две статьи в журнале «Известия вузов России.

Радиоэлектроника» (1-й и 2-й выпуски за 2004 г.), четыре статьи в журнале

Проблемы транспорта» (№ 10-й и № 11-й за 2004 г.), четыре статьи в сборниках докладов к аспирантским сессиям, Юбилейной научно-практической конференции и Международному симпозиуму, указанных выше.

Основные результаты работы по теме данного раздела нашли свое отражение в статьях [54,55].

Заключение

Рассмотрим основные результаты диссертационного исследования.

В разделе 2 были исследованы спектральные и временные свойства однополосных сигналов с фазовой манипуляцией. Было выяснено, что правый участок спектральной плотности мощности сигнала с дискретной однополосной фазовой модуляцией пропорционален энергетическому спектру моделирующего импульса при и^е^ц;«))" (2.7) (подразумевается передача информации посредством правой полосы двуполосного сигнала (1.12)). Данное обстоятельство позволило задавать спектральные характеристики однополосного сигнала с фазовой манипуляцией в соответствии с современными требованиями, предъявляемыми к переносчикам информации, непосредственно через выбор соответствующих форм модулирующих импульсов (таблица 2.1). При исследовании энергетических свойств однополосных сигналов с фазовой манипуляций было выяснено, что средняя мощность последних пропорциональна средней мощности модулирующего импульса (2.8). При исследовании пикфактора однополосных сигналов с фазовой манипуляцией было определено, что последний имеет небольшую величину, изменяющуюся для различных импульсов около 1.6 с небольшой амплитудой для вероятностного уровня 82 = 0.01 (рисунок 2.2), а так же выяснено, что пикфактор однополосного процесса с фазовой манипуляцией может быть как больше, так и меньше такового двуполосного процесса с фазовой манипуляцией (таблица 2.2).

В разделе 3 были синтезированы когерентные приемники однополосных сигналов с фазовой манипуляцией со следующими видами приема: поэлементный, попарный, поэлементный с обратной связью по решению и попарный с обратной связью по решению. При анализе помехоустойчивости упомянутых устройств было выяснено, что переход от двуполосных сигналов к однополосным аналогам сопровождается небольшим ухудшением помехоустойчивости, которое зависит от формы модулирующей посылки, вероятностного уровня и алгоритма приема. Оказалось, что более узким модулирующим импульсам (а значит, менее мощным) соответствует меньший уровень межсимвольных искажений, однако доминирующее влияние мощности сигнала на помехоустойчивость его приема приводит к тому, что, за редким исключением, более широким модулирующим импульсам соответствует меньшая вероятность ложного распознавания. При когерентном поэлементном приеме указанное ухудшение качества приема, выраженное в форме приращения энергетического проигрыша, для большинства модулирующих импульсов и вероятностных уровней диапазона [ю-6;10-3] находится в пределах а в случае введения обратной связи по решению — (таблицы 3.1 и 3.3). Можно существенно улучшить качество приема, если использовать схему когерентного попарного приема: так указанное обобщенное приращение энергетического проигрыша сосредоточено в интервале [0.5;1.б]д/>, а в случае использования обратной связи по решению — [0.4;1.2]д/> (таблицы 3.2 и 3.4). Также в указанном разделе исследовался вопрос выбора оптимального интервала анализа: оказалось, что в общем случае он отличен от периода повторения импульсов. Для каждого из предложенных алгоритмов приема были построены кривые зависимости оптимального интервала анализа от параметра : последние имеют убывающий характер (рисунки 3.6, 3.11, 3.17 и 3.18). Было выяснено, что значения упомянутого интервала увеличиваются при использовании более сложных алгоритмов приема, что обусловливается тем, что последние позволяют снизить уровень межсимвольной интерференции. Кроме того, исследовался выигрыш в помехоустойчивости при введении в схему приема устройства автоматической подстройки интервала анализа: было выяснено, что последний может достигать десятков процентов.

В результате работы по теме раздела 4 был синтезирован алгоритм по-отсчетного приема сигналов с дискретной однополосной фазовой модуляцией- Для двуотсчетного способа приема было осуществлено определение помехоустойчивости посредством теоретических методов (рисунок 4.3). На основании сформированной компьютерной модели поотсчетной схемы приема было реализовано определение помехоустойчивости посредством машинного моделирования для трехотсчетного алгоритма (рисунок 4.4). Было определено, что вероятность ложного распознавания приема по поотсчетной схеме сложным образом определяется амплитудным уровнем отсчетов незашум-ленного сигнала и полосой пропускания проходной частотной характеристики посредством комплексного влияния на расстояние от центра масс вероятностного тела до поверхности решения, на ориентацию и ширину упомянутого тела. Было выяснено, что помехоустойчивость приема, построенного по трехотсчетной схеме, лучше таковой приема, построенного по двуотсчетному алгоритму.

Работа по теме раздела 5 была направлена на решение проблемы формирования сигналов с дискретной однополосной фазовой манипуляцией- Сущность проблемы заключается в том, что существует ряд трудностей, связанных с формированием таких сигналов при модуляции импульсами специальной формы (таблица 2.1) посредством традиционных аналоговых методов. Тогда для реализации указанных сигналов был предложен дискретно-аналоговый формирователь (рисунок 5.1). Было найдено аналитическое выражение для правого участка спектральной плотности мощности формируемого процесса (5.5), показано отличие последнего от такового «идеального» однополосного сигнала с фазовой манипуляцией. На основании проведенного анализа была выработана методика выбора параметров дискретно-аналогового формирователя, позволяющая реализовать сигнал с дискретной однополосной фазовой манипуляцией с искажениями, находящимися в пределах нормы, определяемой предложенными критериями. Составленную на основе указанной методики (для случая ^=00) таблицу 5.1 можно непосредственно использовать на практике, задаваясь определенным уровнем искажений. Посредством графика рисунка 5.6 можно осуществлять выбор конечного .

1. Макаров С.Б., Цикин И.А. Передача дискретных сообщений по радиоканалам с ограниченной полосой пропускания. — М.: Радио и связь, 1988.-304 с.

2. Сванидзе В.Г., Соколов М.А. Потенциальная помехоустойчивость приема по двухотсчетной схеме сигналов с дискретной однополосной угловой модуляцией//Проблемы транспорта. — 2004. — № 10. — С. 192— 198

3. Смородинов А.А Потенциальная помехоустойчивость систем связи с однополосной угловой модуляцией: Дис. канд. техн. наук. — СПб., 1998.- 124 с.

4. Верзунов М.В. Однополосная модуляция в радиосвязи. М: Воениз-дат, 1972.-360 с.

5. Верзунов М.В., Лобанов И.В., Семенов A.M. Однополосная модуляция. — М.: Связьиздат, 1962. — 299 с.

6. Зюко А.Г. Помехоустойчивость и эффективность систем связи. — М.: Связь, 1972. 360 с.7 899 отсчет МККР, XV Пленарная Ассамблея. Женева, 1982 - Т. 8.

7. Вербанский А. Организация мирового радиовещания// Радио. — 1991. № 6. - С.35-39

8. Волков A.A. Потенциальная помехоустойчивость систем связи с однополосной угловой модуляцией//Изв. вузов. Радиоэлектроника. — 1985.-№3.-С. 35-39.

9. Картьяну Г. Частотная модуляция. — Изд-во академии Румынской народной республики, 1961. — 580 с.

10. Патент 3.054.073 (США)/К.Н. Powers, September, 1962.

11. Патент 32284 (Япония). Однополосная система связи на базе угловой модуляции/Исигами Хакаити, Найкоми Тайпиро, 12.09.1971.

12. A.C. 792526 (СССР). Устройство формирования однополосного сигнала с угловой модуляцией/А.А. Волков. Опубл. В БИ. -1980. — № 48.

13. Шахмаев М.М. Однополосная угловая модуляция в радиосвязи. — Казань: Изд-во Казан, ун-та, 1991. — 149 с.

14. Бабков В.Ю., Вознюк М.А., Дмитриев В.И. Системы мобильной связи/Под ред. М.А. Вознюка. Спб.: Изд-во СПб ГУТ, 1999. - 331 с.

15. Гуревич М.С. Спектры радиосигналов. — М.: Связьиздат, 1963. — 321с.

16. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. для вузов по спец. «Радиотехника». — 2-е изд., перераб. и доп. — М.: Высш. шк., 1988.-448 с.

17. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. — 2-е изд., перераб. и доп. М.: Радио и связь, 1982. - 624 с.

18. Лэм Г. Аналоговые и цифровые фильтры/ Под. ред. И.Н. Теплюка; Пер. с англ. М.: Мир, 1982. - 592 с.

19. Быков В.В. Цифровое моделирование в статистической радиотехнике.- М.: Изд-во Советское радио, 1971. — 328 с.

20. Хемминг Р.В. Численные методы/ Под. ред. P.C. Гутера; Пер. с англ.- М.: Наука, 1972. 401 с.

21. Дьяконов В.П. Mathcad 8/2000. СПб.: Питер, 2000. - 592 с.

22. Подбельский В.В. Язык Си++: Учеб. Пособие. — 5-е изд. — М.: Финансы и статистика, 2002. — 560 с.

23. Bedrosian Е. The analytic signal representation of modulated wave forms// Proc. IRE. 1962. - Vol. 50, October. - P. 2071-2076.

24. Назаров M.B., Кувшинов Б.И., Попов O.B. Теория передачи сигналов.- M.: Связь, 1970. 368 с.

25. Kahn R.E., Thomas J.B. Bandwidth properties and optimum demodulation of single-sideband FM//IEEE Trans. 1966. - Vol. COM-14, № 2. - P. 113-117.

26. Mazo J.E., Salz J. Spectral properties of single-sideband angle modulation/ЛЕЕЕ Trans. 1968. - Vol. COM-16, № 1. - P. 52-62.

27. Кувшинов Б.И. Потенциальная помехоустойчивость систем связи с однополосной угловой модуляцией//Радиотехника. — 1970. — Т. 25. -№2.-С. 100-105.

28. Couch L.W. Signal-to-noise ratio out of ideal FM detector for SSB FM plus Gaussian noise at the input//IEEE Trans. (Concise Papers). — 1969. — Vol. COM-17, № 5. P. 591-592.

29. Snider A.J., Shilling D.L. The response of a quasi-SSB-FM system to noise/ЯЕЕЕ Trans. 1970. - Vol. COM-18, № 6. - P. 763-772.

30. Шахмаев M.M. К теории передачи информации однополосным сигналом с угловой модуляцией//Радиоэлектронные устройства. Межвузовский сборник. Казань. — 1978. — Вып.2. - С.91—93.

31. Шахмаев М.М. Система связи с однополосной частотной модуляцией/Радиотехника. 1991. - № 8. - С. 35-39.

32. Шахмаев М.М Помехозащищенность приемника с однополосной частотной модуляцией//Радиотехника. — 1992. № 9. — С. 12-15.

33. Шахмаев М.М Помехозащищенность приемника сигналов с однополосной частотной модуляцией//Радиотехника. — 1996. — № 6. — С. 3940.

34. Шахмаев М.М. Проблема порога в приемнике сигналов с однополосной частотной модуляцией//Радиотехника. 1992. — № 10-11. — С. 3840.

35. Шахмаев М.М. Приемник сигналов с однополосной фазовой модуляцией при индексах Р«0.5л рад//Радиотехника. — 1996. № 1. — С. 11-13.

36. Смородинов А.А. К вопросу о потенциальной помехоустойчивости систем связи с однополосной угловой модуляцией. Санкт-Петербург, 1996. — 11с. — Рукопись предоставлена Санкт

37. Петербургской государственной академией аэрокосмического приборостроения. Деп. в ВИНИТИ 20 ноября 1996, № 3372-В96.

38. Тихонов В.И., Кульман Н.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. — М.: Сов. Радио, 1975. — 704 с.

39. Градпггейн И.С., Рыжик И.М. Таблицы интегралов, сумм, рядов и произведений. — М.: Наука, 1971. — 1108 с.

40. Князев А.Д. Элементы теории и практики обеспечения электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств. — М.: Радио и связь, 1984. 336 с.

41. Финк JI.M. Теория передачи дискретных сообщений. — 2-е изд., пере-раб. и доп. М.: Советское радио, 1970. — 728 с.

42. Коржик В.И. и др. Расчет помехоустойчивости систем передачи дискретных сообщений: Справочник/В .И. Коржик, Л.М. Финк, К.Н. Щелкунов: Под ред. Л.М. Финка. М.: Радио и связь, 1981. - 232 с.

43. Банда Б. Методы оптимизации. Вводный курс/Пер. с англ. — М.: Радио и связь, 1988. 128 с.

44. Кловский Д.Д. Передача дискретных сообщений по радиоканалам. — 2-е изд., перераб. и доп. — М.: Связь, 1979. 252 с.

45. Сванидзе В.Г. Потенциальная помехоустойчивость когерентного поэлементного приема по подоптимальной схеме сигналов с дискретной однополосной угловой модуляцией//Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2004. - № 1. - С. 35-42.

46. Сванидзе В.Г. Оптимизация интервала анализа при когерентном поэлементном приеме по подоптимальной схеме сигналов с дискретной однополосной угловой модуляцией//Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2004. - № 1. - С. 53-60.

47. Гмурман В.Е. Теория вероятностей и математическая статистика. — 5-е изд., перераб. и доп. — М.: Высш. шк., 1977. 479 с.

48. Сванидзе В.Г., Соколов М.А. Определение вероятности ложного распознавания при приеме по двухотсчетной схеме сигналов с дискретной однополосной угловой модуляцией на основании машинного мо-делирования//Проблемы транспорта. — 2004. -№ 10. — С. 202-205

49. Сванидзе В.Г., Соколов М.А. Определение вероятности ложного распознавания при приеме по трехотсчетной схеме сигналов с дискретной однополосной уголовой модуляцией на основании машинного моделирования//Проблемы транспорта. 2004. - № 11. - С. 224—229

50. Цикин И.А. Дискретно-аналоговая обработка сигналов. — М:. Радио и связь, 1982. 160с.

51. Сванидзе В.Г. Соколов М.А. Оценка искажений, возникающих при дискретно-аналоговом методе формирования однополосных сигналов с фазовой манипуляцией//Проблемы транспорта. — СПб., 2004. — № 11.

52. Сванидзе В.Г. Выбор параметров дискретно-аналогового устройства формирования однополосных сигналов с фазовой манипуляци-ей//Аэрокосмические приборные технологии: Сб. докл. Межд. науч. симп./ СПбГУАП. СПб., 2004. - С. 148-153.

53. Харкевич А.А. Спектры и анализ. М.: Государственное изд-во технико-теоретической литературы, 1953. — 216с.

54. Теряев Б.Г. Исследование свойств сигналов с изменением фазы по треугольному закону//Радиотехника. — 1985. № 9. — С. 12-17.

55. Гуткин Л.С. Теория оптимальных методов радиоприема при флуктуа-ционных помехах. 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Советское радио, 1972.-448с.