автореферат диссертации по информатике, вычислительной технике и управлению, 05.13.17, диссертация на тему:Исследование методов формирования и обработки однополосных сигналов

Министерство Путей Сообщения РФ Московский Государственный Университет Путей Сообщения (МИИТ)

Г Г" п п

' ^ На правах рукописи

Нгуен Фи Хунг

УДК 621.395.44

ИССЛЕДОВАНИЕ МЕТОДОВ ФОРМИРОВАНИЯ И ОБРАБОТКИ ОДНОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ

0R.13.17 - Теоретические основы информатики

Автореферат диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Москва - 1997

Работа выполнена в Московском государственном университете путей сообщения (МИИТ).

Научный руководитель Официальные оппоненты

<\

- Доктор технических наук, профессор Волков. А. Л.

- Действительный член Международной Академии информатизации, доктор технических наук, профессор Венедиктов. М. Д.

- Канд. Техн. Наук

доцент Таиыгин. Ю. И.

Ведущее предприятие

- ЦСС МПС

. г

Защита диссертации состоится "

1997 г.

61?

в "/// - часов на заседании диссертационного совета К. 114.05.10 при Московском государственном университете путей сообщения (МИИТ) по адресу: 103055, г. Москва, А-55, ГТС, ул. Образцова, 15, ауд. I)

\

С диссертацией можно познакомиться в библиотеке МИИТа. Автореферат разослан "л Г" ЙИ^С,_1997 г.

Ученый секретарь диссертационного совета К 114. 05. 10 д.т.н., профессор

Хохлов. Ю. А.

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы.

Исследования и практические разработки, повышающие частотную эффективность передачи информации, являются традиционными. Однако в последнее время интерес к ним резко возрос, т.к. увеличилась потребность в числе каналов.

В связи с этим появились рекомендации МККР о переходе с двухполосного радиовещания на однополосное, о переходе с ЧМ на компандированиую однополосную модуляцию в подвижной радиосвязи. В общеевропейском цифровом сотовом стандарте GSM, принятом в России в качестве федерального, используется однополосная передача цифровых сигналов. Последний планируется окончательно реализовать в России в 2010 году.

В печати появляются сомнения о возможности решения первой рекомендации МККР из-за различных технических причин, в том числе и из-за проблем формирования и обработки однополосных сигналов вещания. Недостаточно исследованы формирователи цифровых однополосных сигналов, которые обычно выполняются на сложных трансверсальных фильтрах.

Проблемам однополосной передачи цифровых и аналоговых сигналов посвящены фундаментальные работы Е. Г. Момота, В. А. Котелышкова, К. Шеннона, Д. В. Агеева и др. Теоретические и . прикладные исследования Пирогова А. А., Вёлкера Г., Верзунова М. В., Данилова Б. Д., Штейнбпка М. Г., Бухвинера В. Е., Бенедиктова М. Д., Волкова А. А., Горелова Г. В., Неймана В. И., Фомина А. Ф. и др.

Цель и основные задачи исследования .

Реферируемая работа направлена на повышение пропускной

способности систем цифровой и аналоговой передачи информации, создание методики оценки качества этой передачи. Метод исследования.

При решении поставленных задач использованы теория функции комплексного переменного, теория аналитического сигнала, преобразования Гильберта и Фурье, теория вероятностей и функциональный анализ. Результаты аналитического исследования подтверждены расчетами на ЭВМ и экспериментальными данными.

На защиту выносятся следующие основные положения и результаты исследовании.

1. Свойства однополосных цифровых и широкополосных аналоговых сигналов.

2. Исследование нового метода формирования однополосного цифрового и шумоподобного (ШПС) сигналов,

широкополосного аналогового сигнала вещания, и связи.

3. Исследование методов демодуляции однополосных сигналов.

4. Исследование формирователей и демодуляторов ОБП АМ с управляемым слоговьм командированием.

Научная новизна.

В диссертации находит развитие теория методов формирования и обработки однополосных сигналов, методика и математический аппарат аналитической оценки качества работы устройств, реализующих эти методы, их анализ и синтез. Практическое значение работы.

Предложенные и исследованные фазофильтровой и фазовой методы формирования и обработки однополосных сигналов легче реализуются на практике, обеспечивают лучше качество передаваемой информации по сравнению с фильтровым методом, используемым в известных системах. Они также позволяют

уменьшить габариты аппаратуры, её стоимость, вес и увеличить в 2 раза пропускную способность канала связи в силу однополосности. Апробация работы.

Основные положения и результаты исследования обсуждались и одобрены на заседании кафедры "Радиотехника и Электросвязь" МГУ ПС.

Публикации.

Основные результаты диссертации изложены в шести опубликованных работах. Перечень их представлен в конце автореферата.

Структура и объем работы.

Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы и двух приложений. Работа изложена на 144 страницах машинописного текста, содержит 38 рисунков, 2 таблицы, 32 литературных источника, 12 страниц приложений.

ОСНОВНОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ Во введении обосновывается актуальность темы диссертации со ссылками на рекомендации МККР.

Сформулирована цель исследования и показана проблематичность её задач.

Первая глава посвящена обзору и анализу методов формирования и обработки однополосных сигналов. На основе этого обзора и анализа сформулированы основные задачи исследования:

1. Свойства однополосного цифрового сигнала и сигнала вешания что необходимо для решения последующих задач.

2. Качество однополосного сигнала, сформированного новыми методами: фильтрофазовым и аналитическим (фазовым), защищенными авторскими свидетельствами на изобретения.

3. Свойства нового преобразователя Гильберта - основы аналитического метода формирования и демодуляции ОБП АМ сигналов вещания и связи, что является особо трудно реализуемой задачей.

4. Новые методы формирования опорного колебания для демодуляции однополосных сигналов, защищенные авторскими свидетельствами на изобретения.

5. Управляемое слоговое компандирование (УСК) сигналов ОБП АМ, рекомендованное МККР, позволяющее решить ряд проблем ОБП АМ.

Вторая глава посвящена исследованию формирователя цифрового однополосного колебания.

Она начинается с исследования свойств цифрового однополосного сигнала, так как в литературе описаны свойства только аналоговых однополосных сигналов, и то не все. Вот результаты этого исследования:

1. Процесс формирования однополосного сигнала сводится к линейному сдвигу первичного (модулирующего) сигнала вверх по оси частот на величину несущей частоты со0:

;/„(() - кии(1)со5[со0( + <р(1)], (1)

т.е. полосы частот модулирующего и однополосного сигналов совпадают между собой.

2. ОБП АМ (1) есть амплитудно-фазовая модуляция, причём огибающая Щ1) повторяет огибающую модулирующего сигнала

с точностью до постоянного множителя ки, а фаза ф(Ъ) изменяется по закону фазы этого сигнала. Функция корреляции (автокорреляции) однополосного сигнала

Ва(т) = к2и2и{1)110 + т)со5[со0т + <р{1 + т)-<р{1)) отличается от функции корреляции модулирующего сигнала

дополнительным слагаемым co„t н аргументе косинуса и постоянным множителем kU2.

3. Цифровой однополосный сигнал (ЦОС) представляет собой одну боковую полосу частот колебания с фазовой манипуляцией (ОБП ФМ„) на 100".

4. Полоса частот цифрового сигнала в п раз больше полосы частот исходного аналогового сигнала, где п- разрядность кодового слона.

5. ОБП ФМц и ОБП ЛМ имеют синфазную и квадратурную • составляющие:

".,(')= "(О eos«,,Г Т н(г) sin ioJ ,

где ;/(/)- преобразованный по Гильберту

модулирующий сигнал l(l). Каждая из этих составляющих представляет собой сигнал балансной модуляции, которая является прямой и линейной, что позволяет применять методы прямых систем к исследованию помехоустойчивости ОБП ЛМ, считающейся непрямой линейной.

6. Помехоустойчивость приёма цифровых однополосных сигналов при действии флуктуационных помех такая же, как и помехоустойчивость двухполосных цифровых сигналов, равная помехоустойчивости ФМц на 180", т.е. является максимально возможной.

/

7. Межсимвольные искажения в приёмнике однополосных сигналов не более, чем в приёмнике двухиолосных сигналов, что следует из условия явления нормализации случайного процесса:

Aflv={2 + 6Wc ,

где ¿У -полоса частот приёмника (индекс пр) и сигнала (индекс с) Предложено формировать цифровой однополосный сигнал (ЦОС)

формирователем, основу которого составляют типовые узкополосные фильтры, а не трансверсальные.

В нём однополосный сигнал при формировании расфильтро-вывается на части, которые затем при когерентной демодуляции преобразуются в синфазные и квадратурные низкочастотные составляющие, дающие в сумме исходный модулирующий сигнал и его квадратуру для формирования полного ЦОС фазовым методом.

Основой данного формирователя является фильтро-фазовый метод, структурная схема которого показана на рис. 1. На этом рисунке обозначено: Г- генераторы, П- перемножители, ПФ-полосовой фильтр, У- усилитель, ФВ- фазовращатель на 90°, сумматор. Пунктирными линиями обведены: Ф1- первичный (фильтрой) формирователь ОБП; КД- когерентные детекторы; Ф2-вторичный (фазовый) формирователь ОБП.

Качество работы формирователя оценивается степенью подавления нерабочей боковой полосы:

а = 20 Ig

+ а

у]а '~ - 2a cos&tp + 1

дБ (2)

где а - отношение амплитуд модулирующего сигнала и его квадратуры (а > 1);

Д<р - погрешность фазового сдвига сигнала на 90°;

Зависимость a=f(А<р) при а = const показана на рис. 2. Из этого рисунка следует, что при а = 1 и А<р=2' степень подавления нерабочей боковой полосы составляется 71 дБ, что на 11 дБ больше чем при фильтровом методе формирования, являющемся основным в настоящее время. При этом разброс элементов формирователя должен быть 5 %, в противном случае их надо подбирать.

Ф1

кд

Ф2

Рис. 1. Структурная схема формирователя фильтро-фазовым методом.

•и Ы- азт^

60 5&

30 20 Ю

А

\

" г | ¡г- 1-1 1 1 ■ | • I I / 1 1 1 1 1

Рис. 2. Графическая зависимость а=С(Лф) при а=сопя1 и а=Г(а) при Лф-сопя1.

Определены основные источники погрешностей а и ¡Sip этого формирователя:

1. первичный (фильтровой) формирователь - когерентный детектор;

2. ФНЧ когерентного детектора;

3. погрешность фазового сдвига на 90° опорного колебания когерентного детектора и колебания несущей частоты второго (фазового) формирователя ЦОС.

Недостаточно подавленная нерабочая боковая полоса является помехой другому каналу, расположенному на её месте.

В работе исследован метод дополнительного, адаптивного подавления нерабочей боковой полосы и колебания несущей частоты, что даёт дополнительный выигрыш до 26 дБ. Результирующая степень подавления нерабочей полосы составляет 71+26=97 дБ, что на 17 дБ превосходил избирательность по соседнему и зеркальному каналу в современных радиоприёмниках.

Полученные результаты позволяют переносить информацию шумоподобных сигналов (ШПС) на рабочую частоту передатчика не путём балансной модуляции (БМ), как это делается, а путём однополосной модуляции. В диссертации показано, что в этом случае выигрыш в помехоустойчивости возрастает в 2 раза. Промежуточным вариантом между модулированным сигналом на гармонической несущей и ШПС является двойная последовательная модуляция, причём, первой ступенью является аналоговая, но постоянной амплитуды, как например ЧМ или компрессированная ОБП AM, а второй ступенью - дискретная фазовая, т.е. манипуляция (ФМц)- В работе рассматривается этот вид двойной модуляции и показано, что при нём не только мощность, приходящаяся на один канал, но и помехоустойчивость приёма такая же высокая как и при однократной аналоговой

модуляции с постоянной амплитудой сигнала. Несколько сложным и необычным оказался метод разделения аналогового и дискретного сигнала, который защищен авторским свидетельством на изобретение.

В конце второй главы представлена принципиальная схема разработанного макета формирователя цифрового однополосного сигнала фильтрофазовым методом. В качестве полосового использован электромеханический фильтр (ЭМФ), а в качестве наиболее ответственного узла - фазовращателя на 90° опорного колебания демодулятора использован кольцевой счетчик на IIMC К155 ТМ2, обеспечивающий погрешность фазового сдвига на У О" порядка 1'.

Третья глава посвящена исследованию формирователя однополосного сигнала вещания. Показано, что фильтровым или фильтрофазовым методом невозможно сформировать однополосный сигнал вещания, т.к. разнос по частоте его боковых полос на выходе перемножителя составляет всего 2Fmin=100 Гц, а не 600 Гц, как для речевого сигнала, а полоса частот сигнала вещания в 3,3 раза больше полосы последнего. Это можно сделать только фазовым методом. Однако последний не используется даже в связи, поскольку в нём погрешность фазового сдвига на 90° составляет более 1° (2-3°) и то в узкой полосе - полосе речевого сигнала (300 -3400 Гц). Этой погрешности соответствует степень подавления нерабочей боковой полосы согласно формуле (2) и рис. 2 не более 40 дБ, что меньше на 20 дБ по сравнению с фильтроым методом и что не устраивает практику. Поэтому был разработан новый метод полосового фазового сдвига сигнала на 90° с погрешностью в 2 , что вполне устраивает практику. Этот метод можно назвать методом фазовой модуляции - демодуляции с квадратурным опорным.

колебанием. Его суть определяет структура ФМ колебания: "фм(0 = Ш„(т)со&((ои1 + рн) + ./,(ст)со5[лу + "¥>(') + 9>,/] +

и I

+ (т)со8[(ю0/ - »?»(/) + ] (3)

где «7п(т) " функция Бесселя первого рода,

п-го порядка от аргумента, ш - индекса ФМ. При этом предлагаются гармоническими модулирующий сигнал

и(1) = и(1)51П<р(1) и модулируемый инМ = исо5(и01+фн). При когерентном детектировании Чфм(1) по опорному колебанию

и „ , квадратурному колебанию несущей частоты ин(1;), имеем: "(О = и\ ¿Л («) С05(и^/) - 90° \ + £ (-\YJSm) соф;^) + 90" ][ =

1/И »1 )

= 0.5UUllJ^2Ju,l{m)s^ш[(2n-\)<p(t)]=0.5UUнsin[ms^^nnl-] - (4) »и

Если же ФМ колебание (3) пропустить через фазовращатель на 90",

а затем также когерентно продетектировать по 1/// другим детектором, получим

ио:(/) = O.ЯШll'¡EtJв^m)[cosn<p(t)-^-\)•' соз«<р(0] =

П = 1

= »£ 2^г..1(т)сов[(2в - 1)9(0] ' (5) те. имеем

Я- I

тоже нечетные гармоники, но квадратурные гармоники (4).

На рис. 3. показана зависимость отношения самой мощной (3-ей) гармоники к первой от индекса ФМ т. При т=0.5 значение Л3/Л! составляет всего 1% и поэтому 3-ей гармоникой и выше можно пренебречь. Величина т=0.5 обеспечивается фазовым модулятором

Рис. 3. Зависисость (J j/Jj) от индекса ФМ т.

на одиночном контуре с варикапом.

Демодулятор, выполняется на кольцевом балансном модуляторе (диодном) с ФНЧ на его выходе. И модулятор и демодулятор могут работать от единиц Гц до сотен КГц, что с запасом перекрывает диапазон вещания 50 Гц - 5 КГц.

По выражению (4) и (5) построена векторная диаграмма, показанная на рис. 4. Из этого рисунка следует, что погрешность Дф фазового сдвига на 90° опорного колебания Чц^) совершенно не влияет на фазовый сдвиг 90° сигнала на выходе фазового детектора. Амплитуда этого сигнала и122=2иШьсоБДф тоже остаётся неизменной, т.к. Дф порядка минут. Даже при Аф=10° значение сои10°=0.985 ~ 1.

Следовательно, разработанный полосовой фазоврвращатель на 90° (преобразователь Гильберта) является наилучшим из известных, т.к. он обеспечивает наименьшую погрешность этого сдвига и в очень широкой полосе частот модулирующего сигнала. Этот ПФВ открывает возможность практического использования фазового метода формирования однополосного сигнала, фазового метода его демодуляции, подавления зеркальной помехи в преобразователе, передачу двух боковых полос, каждая из которых несет разную информацию.

Полная схема формирователя ОБП сигнала вещания фазовым методом показана на рис. 5., где обозначено: Г- генератор несущей; П- перемножитель сигналов, ФВ- фазовращатель на 90° колебания несущей частоты, ФИ- фазоинвертор, Х- сумматор.

Если сигнал с Г1 подается на сумматор через блок ФИ, то имеем место верхняя боковая полоса, а если - непосредственно, то нижняя боковая полоса.

ОБП ЛМ

Рис. 5. Структурная схема формирователя ОБП сигнала вещания фазовым методом.

ФД Р

Рис. 6. Структурная схема оптимального приёмника однополосных цифровых сигналов.

Фазовый метод демодуляции реализуется этой же схемой на рис. 5, но с подключением ФНЧ после перемножителей П и переключением блока ПФВ со входа П2 на его выход через ФНЧ2.

Для передачи двух боковых полос, несущих различную информации Ui(t) и u2(t) надо на н. ч вход П1 подать сумму uj(t) + U2(t), а на н. ч вход П2 - их разницу Ui(t) - u2(t).

Проше всего это сделать с помощью двух трансформаторов.

В 3-ей главе исследуются нелинейные искажения в формирователях однополосного сигнала. Показано, что они минимальны при фазовом методе формирования и определяются комбинациями частот <а ± nil, где п- нечетное число.

Четвертая глава посвящена исследованию методов демодуляции однополосных сигналов.

Показано, что в оптимальном приемнике двоичных сигналов ОБП ФМН на180° вероятность ошибки приема элементарного символа рп = 0.5[1 - Ф(л/2/?)1 ,

к спектральной плотности мощности No флуктуационных помех. Выражение Р0 совпало с вероятностью ошибки приёма двоичных сигналов с ФМн на 180°, являющейся минимально возможной.

детектор; Р- регенератор; ИОК- источник опорного колебания; И- цифровой инвертор; Т-ИБ- триггер; МТИ - источник тактовых импульсов.

Сформулированы требования к относительной нестабильности

где

- интеграл вероятностей;

h2 - отношение энергии посылки

На рис. 6. Показана схема оптимального приёмника

однополосного цифрового сигнала, где обозначено: ФД- фазовый

опорного колебания, исходя из допустимого асинхронизма Д^речи 10 'Гц, дискретной информации 1-2 Гц и т. д. Для передающей и отдельно для приёмной стороны относительная нестабильность

гпи

Показано, что целесообразно опорное колебание формировать на приёмной стороне, а не передавать его вместе с сигналом ОБП.

Показано также, что при детектировании сигнала ОБП АМ+ асинхронная несущая большого уровня детектором огибающей асинхронизм влияет также, как и в синхронном детекторе.

Рассмотрен дискретный метод синхронного детектирования однополосного цифрового сигнала, основанный на том, что последний состоит из синфазной и квадратурной составляющих.

Исследован метод формирования опорного колебания из ОБП АМ с полностью подавленной несущей, защищенный авторским свидетельством на изобретение, который рекомендуется использовать.

Этот формирователь состоит из амплитудного ограничителя АО, частотного детектора ЧД и синтезатора частоты СЧ, причём, выход АО подключен к входу ЧД и в.ч. входу СЧ, к н.ч. входу (управителю) которого подключен выход ЧД через - инвертор. С выхода генератора, управляемым напряжением (ГУН), снимается опорное колебание.

Алгоритм работы этого формирователя описывается выражением

"„„(О = 11 соб

= и СО5(0,.1

при К,)Д.К=1.

Пятая глава посвящена исследованию компандированной ОБП АМ Так как компандер-нелинейное устройство, то в нём имеет

место эффект подавления слабого сигнала сильным. Это значит, что компандер дополнительно подавляет нерабочую боковую полосу и колебание несущей частоты.

В работе исследуется управляемое слоговое командирование (УСК) речевого сигнала не прямо, как рекомендовано МККР, а через однополосное колебание, сформированное по данному речевому сигналу. Это позволяет уменьшить нелинейные искажения, увеличить, средний кпд передатчика и помехоустойчивость связи. УСК увеличивает помехоустойчивость ОБП ЛМ при воздействии мультипликативных, импульсных и флуктуационных помех в среднем на 5 дБ согласно экспериментальным данным МККР. Частотный выигрыш по сравнению с ЧМ такой же, как и при обычной ОБИ АМ, в п=2(1+т+.ч//й) раз, где т - индекс ЧМ.

Именно поэтому МККР рекомендовал перейти с ЧМ на компандированную ОБПК АМ в подвижной радиосвязи, где ш=1.5 и следовательно, п=7.5 раза.

УСК однополосного сигнала, исследованного в диссертации, осуществляется иначе, чем что.рекомендовано МККР.

Входной речевой сигнал ограничивается по полосе частот сверху до 2750 Гц, после чего по нему формируется однополосный сигнал. Последний поступает на один в.ч. вход компрессора непосредственно и на его н.ч. вход - через детектор огибающей слогов речи. Компрессия осуществляется по закону этой огибающей, сигнал которой занимает полосу частот . 0-10 Гц. Чтобы на приёмной стороне осуществить обратный процесс -экспандирование (расширение) уровня по этому же закону, огибающую слогов передают с помощью двойной .модуляции ЧМ-ОБП АМ, причём, ЧМ осуществляется на иоднесущей 1"П=2Й50 Гц, а

ОБП ЛМ на той же несущей, которая использовалась для передачи речевого сигнала. Полоса частот ЧМ колебания составляет 180 Гц и оно помещается на месте сокращенной части полосы речевого сигнала и так, что результирующее колебание не выходит за стандартную полосу речевого сигнала 300-3400 Гц.

Показано, что пикфактор результирующего сигнала

1+дг*

где х - отношение амплитуды ЧМ колебания к амплитуде компрессированного речевого сигнала.

В рекомендованной МККР системе ОБПК АМ х=0.5 и, следовательно, К * =2 • 1,86>^п11=2, отчего средний кпд Т1ср меньше

максимального Птах : % = Птх = 0.747тах

В работе оптимизирована модернизированная система ОБПК АМ по критерию максимума среднего кпд.

Оптимизация свелась к раздельному усилению однополосных колебаний, сформированных по речевому сигналу и ЧМ колебанию, с последующим их линейным -сложением и соблюдением оптимального Хопт = 1/т-ДЗ. В каждом усилители мощности пикфактор сигнала АТ;=2=тш и поэтому г|ср = г)тох . Те- Пер увеличился на 26 %. При этом решается проблема мощного усиления сигнала ОБП АМ, когда можно использовать режим колебаний 2-го рода. В данном случае формирователь представляет собой передатчик сигналов ОБПК АМ. На приёмной стороне после детектора компрессированный речевой сигнал и ЧМ колебание расфильтровиваются.

В рекомендованной МККР системе речевой сигнал постоянного

уровня через АРУ подается на один вход экспандера, на другой вход которого поступает огибающая слогов с выхода частотного детектора ЧМ колебания. Однако экспандирование - тоже нелинейный процесс и поэтому появятся нелинейные искажения. Во избежание последнего надо экспандировать но речевой, а сформированный по нему однополосный сигнал, после чего последний надо когерентного продетектировать .

Показано, что обобщенный выигрыш, характеризующий помехоустойчивость такой 'системы, существенно возрастает с 0.6 до 0.97 при максимально возможном значении, рапным единице. При этом использована методика систем с поднесущими, но с учётом коррекции УСК.

Показывается, что известное определение обобщенного выигрыша g для ОБПК АМ противоречит практике, т.к. й = 1, независимо ни от пикфактора, ни от мощности входного сигнала. В таком случае комиандирование ничего не даёт.

Поэтому в диссертации использовано новое определение g, свободное от указанных недостатков, согласно которому

где И- амплитуда сигнала ОБП АМ; и.,- амплитуда сигнала ОБП АМ эталонной системы, у которой пикфактор К; —2

Хотя нелинейные искажения и уменьшаются при компан-дировании однополосного сигнала, но не до конца. Поэтому их надо оценить. Наиболее общий случай такой оценки - корреляционный.

Функция корреляции на выходе любого нелинейного устройства

(6)

где К(г)- функция (коэффициент) корреляции входного сигнала;

а2 = ж0) - Л(оо) дисперсия входного сигнала; ач+2г~ коэффициенты полинома, которым аппроксимируется характеристика нелинейного устройства.

В работе предложена новая аппроксимация характеристики двустороннего компрессора и экспандера

ф(х) = ж\еkd'= жЬ - й+ Йг- и

2 f 1 (7)

Г 3.2.1! + 5.2 2 2 ( 7.2\3!+'j

Как видно коэффициенты этого ряда при чётных степенях равны нулю, а при нечетных - резко убывают.

Можно ограничиться полиномом 3-ей степени, т.к. тогда а3=-1/6. В работе принят полином 5-ой степени, после чего по известной методике определяются относительные величины мощностей нелинейных и переходных искажении (по отношении к первой гармонике). Предложенная аппроксимация существенно упростила определение нелинейных искажений.

Показано, что УСК можно использовать и при цифровой передаче речи. При этом сокращение полосы частот речевого сигнала не требуется. ЧМ колебание, занимающее полосу частот в 180 Гц, располагается рядом с речевым сигналом, в результате чего максимальная частота суммарного колебания всё равно меньше 4 Кгц, так что условие теоремы Котельникова выполняется.

В приложении 1 рассмотрены нелинейные искажения ЦОС от несогласованности сопротивлений фидера и антенны.

В приложении 2 определяется влияние опор контактной сети на это рассогласование. Правда, детально рассмотрено только диаграмма направленности, по которой следует определить наведённый в опоре ток и затем - рассогласование.

22

Заключение

Выполнено исследование и оптимизация методов формирования

и обработки однополосных цифровых и шумоподобных сигналов,

сигналов вещания и связи. Такие формирователи позволяют

увеличить в 2 раза пропускную способность систем связи без

уменьшения их помехоустойчивости. В настоящее время

формирователи для однополосной передачи цифровых сигналов

\

используются в сотовых системах радиосвязи (цифровой стандарт GSM), в проводных каналах и др. Что касается однополосного вещания, то оно, хотя также рекомендовано МККР, пока ещё находится на стадии разработок, поскольку там имеют место серьёзные проблемы, в том числе по формированию и демодуляции однополосных сигналов.

Конкретно в работе выполнено следующее

1. Исследованы свойства и особенности цифровых и аналоговых однополосных сигналов, что необходимо для решения ряда задач

по формированию, демодуляции и передачи однополосных сигналов.

2. Предложено формировать однополосный цифровой сигнал с помощью узкополосных, а не трансверсальных фильтров, что

существенно упрощает формирователь. В основе такого формирования лежит фильтрофазовый метод, подробно исследованный в данной работе.

3. Исследовано влияние всех источников уменьшения степени подавления нерабочей боковой полосы и показано, что в фильт-рофазовом методе нерабочая боковая полоса подавляется больше, чем в фильтровом, являющимся основным в настоящее время.

4. Исследован новый, широкополосный фазовращатель на 90° по методу фазовая модуляция - демодуляция с квадратурным

опорным колебанием для формирования однополосного сигнала . Показано, что:

- рабочий частотный диапазон фазовращателя простирается от единиц Гц до сотен кГц;

- частотная и фазовая нестабильности опорного колебания не влияют на его выходной сигнал;

- фазовращатель позволяет полностью подавлять зеркальную помеху непосредственно в детекторе;

- фазовращатель позволяет передавать информацию двух каналов по двум боковым полосам АМ колебания без несущей.

5. Исследованы новые методы формирования опорного колебания для демодуляции однополосных сигналов и рекомендован один из них.

6. Оптимизирован формирователь сигналов ОБП с управляемым слоговым компандированием (УСК) по критерию максимума среднего кпд передатчика и минимума нелинейных искажений, что повышает средний кпд на 26 %, а обобщённый выигрыш- на 5 дБ.

7. Предложена новая аппроксимация характеристики компандера, упрощающая определение нелинейных искажений однополосного сигнала на его выходе.

8. Показано, что новое определение понятия "обобщённый выигрыш" свободно от противоречий для однополосного сигнал.

9. Показано, что при однополосной передаче цифрового сигнала с УСК полоса частот исходного аналогового сигнала не сокращается.

Основные положения диссертации опубликованы в следующих работах

1. Волков А.А.,Нгуен Ф. Х.Рогацкий А.И. Особенности одкополосного цифрового сигнала. Тезис доклада на 6-ой межрегиональной конфе-

ренции "Обработка сигналов в системах двусторонней телефонной связи". Московское НТО РЭС им A.C. Попова. 1996.-е 141-145.

2. Волков A.A., Нгуен Ф. X, Рогацкий А.И. Методы увеличения качества цифровых однополосных сигналов. Тезисы на 6-ой межрег. конф. "Обработка сигналов в системах двусторонней

телефонной связи". Моск.НТО РЭС им A.C. Попова. 1996.-е 136-140.

3. Волков A.A., Нгуен Ф. X. Метод увеличения дальности индуктивной связи. Тезисы доклада на 3-ой межрег. конф. "Обработка сигналов в системах двусторонней телефонной связи". Моск. НТО РЭС им A.C. Попова. 1994.-е 155-157.

4. Волков A.A., Нгуен Ф. X. Метод определения влияния металлических предметов зоны индукции на антенно-фидерный

, тракт подвижного объекта. Тезисы доклада на 4-ой межрег. конф. "Обработка сигналов в системах двусторонней телефонной связи". Моск. НТО РЭС им A.C. Попова. 1995.-С.54-56.

5. Волков A.A., Нгуен Ф. X. Диаграмма направленности локомотивной антенны вблизи опоры контактной сети//Сб. науч. тр./МИИТ- 1996.- Вып 585 "ЦСИО".-с 56-58.

6. Волков A.A., Нгуен Ф. X. Влияние опор контактной сети на диаграмму направленности локомотивной антенны//Автоматика, телемеханика и связь, № 4, 1997.-е 37-38.

Формат бумаги 60x90 1/16. Объем 1,5 п. л. Заказ£У£тираж. 100 экз.

Нгуен Фи Хунг

"Исследование методов формирования и

обработки однополосных сигналов" 05.13.17- Теоретические основы информатики.

Сдано в набор . Подписано к печати ¿ft ОА. У/,

Типография МИИТ , 101475 , Москва А- 55, ул. Обрацова, 15.