автореферат диссертации по информатике, вычислительной технике и управлению, 05.13.17, диссертация на тему:Компандирование спектра речевого сигнала на основе его огибающей и фазы

На правах рукописи

Кузнецов Сергей Николаевич

КОМПАНДИРОВАНИЕ СПЕКТРА РЕЧЕВОГО СИГНАЛА НА ОСНОВЕ ЕГО ОГИБАЮЩЕЙ И ФАЗЫ

05.13.17- Теоретические основы информатики

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Москва-2006

Работа выполнена в Государственном образовательном учреждении высшего профессионального образования «Московский государственный университет путей сообщения» (МИИТ) на кафедре «Радиотехника и электросвязь».

Научный руководитель: доктор технических наук,

профессор Волков A.A.

Официальные оппоненты: доктор технических наук,

профессор Зыков В.И. кандидат технических наук, Пчелинцев A.B.

Ведущая организация: Российский научно-исследовательский

институт автоматизации и связи Министерства путей сообщения России (ВНИИАС МПС России)

Защита состоится 24 мая 2006 г. в_ч._мин. на

заседании диссертационного совета Д218.005.04 в Московском государственном университете путей сообщения (МИИТ) по адресу: 127994, г. Москва, ул. Образцова, д. 15, ауд. 4518.

С диссертацией можно ознакомится в библиотеке МИИТа. Автореферат разослан «_» апреля 2006 г.

Ученый секретарь диссертационногбх ,

совета Д218.005.04 к.т.н., доцент \д\ / Казанский H.A.

2 ЧУ

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы. Дефицит частотного ресурса был и остается главной проблемой в радиосвязи. Особенно она обострилась в последнем десятилетии в связи с переходом в радиосвязи на цифровые широкополосные (шумоподобные (ШПС)) сигналы. Системы связи с ШПС являются наиболее перспективными, но их внедрение сдерживается дефицитом частот. Эту проблему стали решать еще в 20-е годы прошлого столетия путем сокращения полосы частот передаваемого сигнала, за счет чего увеличили число каналов в заданном частотном диапазоне. В начале это был переход с двухполосных на однополосные аналоговые системы. Затем для этого стали использовать сжатие сигналов по частоте. Наиболее эффективными устройствами такого сжатия считаются вокодеры (кодеры голоса) с линейным предсказанием. Такие вокодеры используются в цифровых системах подвижной связи стандартов 08М-Я, ТЕТЯА, 1МТ-2000, которые рассматриваются на предмет использования их для железнодорожного транспорта России. Однако эти вокодеры сложны, дороги и качество восстановленной речи не всегда достаточно высокое.

В 1984 году на кафедре «Радиотехника и электросвязь» МИИТа был предложен принципиально иной метод сжатия речи, который заключается в передаче не полного речевого сигнала (РС), а только его параметров - огибающей и частотной составляющей (или фазовой). Каждая из них занимает полосу частот в десятки раз меньшую, чем полный РС, что и определяет степень сжатия РС. При цифровой передаче этих параметров речи названный выигрыш сохраняется.

Основу такого сжатия речи составляет известный метод формирования аналогового однополосного сигнала (метод Верзунова). В этом методе из речевого сигнала (РС) вначале формируется однополосное колебание на низкой вспомогательной несущей частоте. Затем выделяются огибающая и частотная составляющая, из которых синтезируется однополосный сигнал на рабочей (высокой) частоте передатчика.

В предложенном методе сжатия однополосный сигнал

синтезируется не на передающей, а на приемной стороне, что дает основание называть его пространственным синтетическим методом формирования однополосного сигнала или методом компандирования по частоте РС.

До сих пор этот метод не исследован до конца. Особенно это касается теоретической части, хотя и экспериментальная часть требует дополнительных исследований для уточнения качества синтезированной речи. Необходимо разработать помехоустойчивые и частотно-эффективные методы передачи отмеченных выше составляющих речевого сигнала.

Цель работы состоит в разработке основ теории компандирования по частоте передаваемого речевого сигнала, а также повышение помехоустойчивости его приёма.

Реализуется следующая последовательность решения задач диссертационной работы.

1. Аналитическое моделирование огибающей и фазы речевых сигналов.

2. Определение спектральной плотности мощности огибающей и фазы РС.

3. Разработка и исследование выделителей огибающей и фазы РС.

4. Разработка метода и устройства синтеза РС по огибающей и фазе.

5. Обобщение определения аналитического сигнала.

6. Повышение помехоустойчивости приёма огибающей и фазы при цифровом методе их передачи.

7. Изыскание дополнительных методов сжатия передаваемой информации.

Исходная основа диссертации. Реферируемая диссертация основывается на следующих фундаментальных работах:

- теории информации К. Шеннона;

- теории потенциальной помехоустойчивости В.А. Котельникова;

- теории синхронного приема Д.В. Агеева, Б.Р. Левина, Е.Г. Момота, В.И. Пистолькорса, Н.Т. Петровича, Сифорова, А А., Л.М. Финка,, А.Ф. Фомина и др.;

- теоретических и прикладных исследованиях сжатия речевых сигналов И.М. Аладина, Л.А. Баранова, А.А. Волкова, А.И. Величкина, М.В. Верзунова, Г.В. Горелова, И.И. Дежурного, Н.И. Козленко, А.В. Пчелинцева, О.Н. Ромашковой, В.И. Зыкова, и др.

Методы исследования. В работе использованы методы теории вероятностей, математического анализа, функций комплексного переменного, экспериментального и компьютерного моделирования.

Практическая значимость работы заключается в:

- обеспечении возможности сокращения в десятки раз полосы частот передаваемого речевого сигнала, обеспечивающее решение в значительной степени глобальной проблемы дефицита частотного ресурса;

- исключении обратной работы когерентного детектора сигналов с абсолютной фазовой манипуляцией (ФМн) на 180°, что позволяет использовать последнюю на практике вместо относительной (ОФМн). При этом уменьшается вероятность ошибки приёма элементарной посылки в два раза и упрощается аппаратура, а также повышается помехоустойчивость приёма сигналов ОФМн методом сравнения полярностей [2].

Реализация результатов исследования. Результаты исследования, полученные в диссертационной работе, использованы Московской телекоммуникационной корпорацией «КОМКОР», Центральной станцией связи ОАО «РЖД», телефонной компанией «МАСТАК», в учебном процессе кафедр «Радиовещание и электроакустика» Московского технического университета связи и информатики (МТУСИ), «Радиотехника и электросвязь» МИИТа в дисциплинах «Каналообразующие устройства

железнодорожной телемеханики и связи», «Системы связи с

подвижными объектами». Материалы работы вошли в учебное пособие «Управляемое слоговое командирование в системах передачи информации» авторов МИИТа и МТУСИ.

Публикации. По теме диссертации опубликовано 14 работ (5 патентов на изобретения и 9 статей), в которых изложено основное содержание диссертации.

Апробация результатов. Сделано три доклада на международной НТК, два доклада на межрегиональных (всероссийских) НТК НТОРЭС им. A.C. Попова, два доклада на НТК МТУСИ. Итого: 7 докладов.

Структура и объем работы. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы из 68 наименований и приложения. Работа содержит 122 страницы основного текста, 50 рисунков и 3 таблицы.

Положения, выносимые на защиту.

1. Разработанные модели огибающей PC.

2. Обобщённое определение аналитического сигнала.

3. Аналитические и схемотехнические решения выделения огибающей и фазы PC.

4. Синтез PC по его огибающей и частотной составляющей.

5. Три способа формирования опорного колебания, исключающие обратную работу когерентного детектора ФМн и ОФМн сигналов, несущих частотную составляющую и огибающую PC.

Научная новизна.

1. Показано [1], что структура речи определяется обобщённым радиотелеграфным сигналом, у которого огибающая -видеотелеграфный сигнал.

2. Разработана [1] новая модель огибающей PC (клиппированный случайный сигнал) - её теория, по которой определена спектральная плотность мощности (СПМ), хорошо соответствующая экспериментальному значению.

3. Предложено [3] альтернативное определение аналитического (комплексного) сигнала, облегчающее расчёты СПМ.

4. Решена теоретическая задача выделения огибающей и частотной составляющей РС и разработаны схемы выделителей [1].

5. Выполнен [1] синтез РС по его огибающей и частотной составляющей.

6. Показано [2], что приём сигналов и с ОФМн (и ДОФМн) по методу сравнения полярностей сопровождается обратной работой когерентного детектора, приводящей к одиночным ошибкам.

7. Предложены 3 метода устранения обратной работы когерентного детектора ОФМн и ФМн сигналов, новизна которых подтверждена патентами России на изобретения [10,12,13].

8. Предложены [13] дополнительные методы сжатия передаваемого сигнала, новизна которых защищена патентами РФ на полезные модели.

Основное содержание работы.

Во введении обоснована актуальность темы диссертации, сформулирована проблема, цель и задачи исследования.

Первая глава содержит аналитический обзор состояния и тенденции развития методов сжатия по частоте речевых сигналов. Из этого обзора следует, что наиболее эффективными и перспективными устройствами сжатия по частоте речи являются вокодеры (кодеры голоса), аналоговые и цифровые.

В цифровых вокодерах передаётся не исходный речевой сигнал, а параметры его спектра, занимающие меньшую полосу частот, что и определяет сжатие РС по частоте.

В предложенном методе передаётся огибающая и фаза РС, каждая из которых занимает одинаковую полосу частот, в десятки раз меньшую полосы частот РС, что и определяет степень сжатия последнего. Основой предложенного метода является синтетический метод формирования однополосного сигнала. Отличием предложения является то, что синтез РС по фазе и огибающей осуществляется не на предающей, а на приёмной стороне. При этом возможна как аналоговая, так и цифровая передача огибающей и фазы. В любом случае устройство, реализующее данный метод, является более простым

конструктивно и обеспечивает лучшее качество синтезированной речи, чем известные вокодеры.

Вторая глава посвящена решению теоретических задач предложенного метода компандирования по частоте передаваемого речевого сигнала. Сделано обобщение [3] определения аналитического (комплексного) сигнала в связи со следующими обстоятельствами. Основным свойством аналитического сигнала является отсутствие в нём отрицательных частот. Но любой действительный сигнал не имеет отрицательных частот и поэтому данное свойство аналитического сигнала не является индивидуальным. В работе показано, что оно будет индивидуальным только в том случае, если аналитический сигнал получен в результате перевода однополосного колебания

u0(i) = u{t) cos iat - u(i)sin a>t, сформированного

фазокомпенсационным методом по низкочастотному сигналу u(t), на комплексную плоскость. Такой аналитический сигнал

<о—>0 описывает известную квазигармоническую модель передаваемого низкочастотного (видео) сигнала

b(t) = u(t) = Re{5 (t)] = U(t) cos (p{t), которая используется e

данной работе.

Составляющие аналитического сигнала связаны между

собой:

S (t)eJM = u(t)eM + ju(t)eJal = U{t)eJ^e}M в пределе при

А

1

О)

- преобразование по Гильберту сигнала uft);

(2)

- огибающая, а

g>{t) = arctg ^

(3)

фаза модулирующего сигнала u(t).

Интеграл в (1) понимается в смысле главного значения по

Коши.

Особенностью предложенного определения

аналитического сигнала является то, что его проекция на

вещественную ось ¿70(/) = Яе[5 (/)]=£/(/) + #>(/)] имеет

функцию корреляции

В0(т) = и0(()-и0« + т) =

_ _______ (4)

= £/(/) •£/(/ + г)- соэ^г+• соз[<у (/ + т) + (р{г + т)\

где Ви (г) = С/(0 • и{1 + т) - функция корреляции огибающей речевого сигнала;

ВСФ (г) = соз[&Л" + (р{1 + т) - - функция корреляции

косинуса фазы.

Этим свойством не обладает исходный аналитический сигнал. Предложена более компактная запись известной спектральной плотности мощности (СПМ) РС:

. 2 ((I д. Л

0(а>) = — — агс1%х+—

Р4У >

(5)

О) — СОп й) + 0)п

где х =--; у =-2-.

Р Р

Показано, что огибающая РС со СПМ (5) является видеотелеграфным сигналом. Этот сигнал соответствует клиппированному (глубоко ограниченному по амплитуде) случайному сигналу. На этом основании предложена [1] новая модель огибающей РС - модель клиппированного случайного сигнала.

СПМ О(со) огибающей по предложенной модели определяется формулой*', где <7Г2 - дисперсия длительности импульсов и пауз а Т - средний период следования импульсов (сгг « Т). Эта зависимость представлена на рис.1 при ат = ОДТ.

"'Левин Б.Р. Статистическая радиотехника. ч.1 -М.: Сов. радио, 1966

«-•Л с, =0,1 т

as -

а, а

vr.*

го х Рис.2 СПМ огибающей,

с

Рис.1

Она соответствует экспериментальной представленной на рис.2*'*. Что касается СПМ частотной составляющей, то она практически совпадает с СПМ огибающей РС (рис.2, штриховая линия). В диссертации разработан [4] более простой метод определения функции корреляции и СПМ предложенной модели на выходе ограничителя амплитуды случайного сигнала. Он базируется на предложенной аппроксимации амплитудной характеристики (АХ) ограничителя известной функцией распределения вероятностей

•• I1

случайного процесса Ф(х) = |<

-Ля ,

dt =

2JC,(2is:-lX2A'-l)! *

Из формулы следует, что:

- коэффициенты полинома при четных степенях X равны нулю, а при нечетных имеют значения:

1 1 1 . 1

а, =1 =—=—;а7 —--;

13 6 5 40 7 336

- функция корреляции огибающей PC на выходе ограничителя (ограничимся степенью полинома п = 5)

В(т) = (r)jr [an+2r ■ сгя+2гС;+2г (2r-1)!f =

л=0

r=0

**) Величкин А.И. Теория дискретной передачи непрерывных сообщений -М.: Сов. радио, 1970

10

= /г(г)[а,а, +За3сг3 ч-^^сг5]2 +6Л3(г)[а3сг3 +10а5<т5]г + + 120Д5(г)[а5<т5]2,

где i?(r) - функция корреляции сигнала на входе ограничителя;

аг = R(0) - дисперсия входного сигнала;

С* - число сочетаний из п элементов по к.

Ограничители могут иметь различную крутизну восходящей части амплитудной характеристики (АХ), которая может пересекать ось абсцисс не в нуле. Поэтому в выражении Ф(х) производим замену переменной интегрирования:

t = ———, где U0 - точка пересечения оси абсцисс, а 1 / S -S

крутизна АХ. В пределе при S —> 0 выражение Ф(х) -характеристика идеального ограничителя с Г - образной АХ.

В третьей главе исследуются и реализуются схемы выделения огибающей, фазы и её производной по времени -частотной составляющей PC. Выделение может быть бесфильтровым или с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ). Алгоритм бесфильтрового выделения определяется формулами (1), (2) и (3). Преобразование Гильберта (1) эквивалентно прохождению речевого сигнала u(t) через полосовой фазовращатель на 90°. Следовательно, для получения U(t) и <р (t) необходимы широкополосный фазовращатель на 90°, блок извлечения корня квадратного и делитель сигналов.

Разработанная [1] полная схема бесфильтрового выделения огибающей и фазы представлена на рис.3.

I

При бесфильтровом методе выделения частотной составляющей наиболее проблемным является полосовой

фазовращатель на угол (р = 90°. Обычно он выполняется на скрещенных четырехполюсниках, которые обеспечивают погрешность tS.(p > 1° в полосе частот PC. Требуется Дф < 1°. Для решения этой задачи разработан метод точного фазового сдвига на 90° в широкой полосе частот.

Такой фазовращатель представлен на рис.3 первыми блоками до элементов КВ. Работает он следующим образом. По входному речевому сигналу u(t) = U(t) cos (p(t) формируется однополосное колебание блоками перемножения П, полосового фильтра ПФ, генератора Г. Это колебание после усиления в блоке У подается на информационные входы когерентных детекторов КД1 и КД2. С генератора Г колебания вспомогательной несущей частоты uH(t) = U cos cot подается на опорный вход КД1 непосредственно, а на опорный вход КД2 - через фазовращатель ФВ на 90°. Когерентный детектор представляет собой перемножитель с ФНЧ на его выходе. Поэтому на выходе КД1

формируется колебание (*) = 1/(7) сое 0>(О = и(О> а на

выходе КД2 - и (*) = £/(*) соз[^(0 + 90°].

Таким образом, за счет поворота на 90° только фазы колебания несущей частоты (О на этот же угол поворачивается весь спектр речевого сигнала. Погрешность данного поворота фазы может быть очень низкой, вплоть до единиц минут.

Л

Согласно (2) и(1) и и (7) возводятся в квадрат в блоках КВ

и затем складываются в сумматоре 2 . С выхода сумматора сигнал и2(1) поступает на вход блока извлечения корня квадратного, который состоит из операционного усилителя ОУ, аналогового перемножителя сигналов АП, включенного в обратную связь ОУ. Причём, входы X и У блока АП соединены между собой и подключены к выходу ОУ, а инверсный вход ОУ соединен с выходом АП через резистор И2 и с выходом блока

У через резистор Ш. Прямой вход ОУ соединен с "землей"

через резистор ЯЗ.

На инверсном входе ОУ ( в узле "а") сумма токов:

Л, Я.

(6)

где их, иу, иг - напряжения в точках X, У и Ъ схемы соответственно. Так как и]«иг и их , то напряжением III можно

пренебречь. Поскольку ОУ начинается с истокового повторителя,

JR р

иг —— . При —— = 1 значение | кЛ|

1}х — -^и2 =[/(/), что и требовалось получить.

С выхода когерентных детекторов КД сигналы поступают на делитель сигналов, для анализа которого можно

воспользоваться уравнением (6) с заменой в нём 1]\ на их11у.

При тех же допущениях Uх =-= tgç(t). Известно, что

"(О

tgç = <р в радианах, если <р < 10°. В общем случае после ОУ

необходим блок «arctg».

В качестве фильтрового выделителя производной фазы

d(pit) ч „

—-= Lî{t), т.е. частотной составляющей, может быть

dt

стандартный частотный демодулятор (СЧД), у которого крутизна Si детекторной характеристики Utux = <p(f) в

M р

у = —— = 2—— (1 + m + л/т) раз больше, чем при приеме 4M AF F

чс вчс

сигналов с индексом т.

Так для речи верхняя частота FB=3400 Гц, а для её частотной составляющей FB4C=35 Гц, то при т=1,5, что имеет место для ж.д. радиостанций метрового диапазона, значение 100 4=800 раз.

Такую крутизну обеспечивает кварцевый детектор, так как его добротность Qra=105, которая пропорциональна Sa, больше добротности LC-контура QK=70 в 1429 раз.

Колебательная система с большой добротностью Q=103 выполняется также на базе операционного усилителя с двойным Т-мостом, включённым в цепь его отрицательной обратной связи. Оба устройства рассмотрены в диссертации.

В качестве фильтрового выделителя огибающей U(t) можно использовать любой обычный детектор АМ сигналов. При этом во всех детекторах (выделителях) амплитудно частотная характеристика (АЧХ) фильтров нижних частот должны иметь плоскую вершину, параллельную оси абсцисс, начинающуюся с нуля и заканчивающуюся максимальной частотой спектра огибающей или частотной составляющей с тем, чтобы последние не искажались.

Разработанный выделитель позволил записать частотную составляющую речевого сигнала, которая соответствует СПМ частотной составляющей на рис.2.

На приёмной стороне по принятым огибающей и

частотной составляющей восстанавливается (синтезируется)

Л

переданный речевой сигнал. Синтез РС может быть аналитическим или схемотехническим. Аналитический синтез состоит в решении системы уравнений

|^(0</и(/) / Л - и(0</ и(0 / Л

№

(0+и (О

=М)=П(0

Л

«ЧО+и (0=^(0.

эта система сводится к уравнению

_______ й (_

-[и2 (0 - и С) ^ - «Ю ^ С АЛо-г/С) 1 = и2«^)'

которое преобразуется к известному дифференциальному уравнению Риккати:

и(1) = и,+__✓__.„Д-^-^,

[

21/(0

'Л + с

аСи^-начальные условий интегрирования [1 ].

Таким образом происходит аналитический синтез РС и(О=С/(Осов0(О.

Данное решение может быть реализовано средствами вычислительной техники, т.к. оно содержит общеизвестные функции.

Схемотехнический синтез РС определяется схемой, представленной на рис. 4.

В этой схеме вначале частотная составляющая интегрируется по времени в блоке И. С его выхода сигнал ии (*) — К(р{{), где К - константа, осуществляет аналоговую фазовую модуляцию в блоке ФМ колебания несущей частоты ин (?) = и (¿) СОБ Ш с генератора Г. Затем

фазоманипулированное колебание и^ (?) = С/ соз[й# + $>(/)]

(при К=1) поступает на информационный вход когерентного детектора КД, на опорный вход которого подаётся колебание несущей частоты с генератора Г через фазовращатель ФВ на 90°. На выходе КД имеет место РС постоянной амплитуды иад(/) = £/с<юр(0, который перемножается с огибающей £/(/) в блоке П. На выходе перемножителя формируется переданный речевой сигнал переменной амплитуды

Ь(/) = ВД соъфЦ).

В четвёртой главе предлагается повышение помехоустойчивости приема сигналов ДОФМ, используемых для передачи огибающей и частотной составляющей РС.

Показано, что в детекторе ОФМн сигналов по методу сравнения полярности имеет место обратная работа, приводящая к одиночным ошибкам. Для её устранения разработан [10] способ формирования опорного колебания без скачков фазы на 180°.

Способ основан на запоминании фазы отсчётной посылки, представляющей собой немодулированное колебание несущей частоты, которое передаётся в начале сеанса связи при ОФМн. В качестве элемента памяти фазы отсчётной посылки на длительность всего сеанса связи используется параметрон, включённый в опорный канал фазового детектора Пистолькорса. На рис.5 представлена структурная схема формирователя опорного колебания (обведён штриховой линией).

Рис.5

Формирователь состоит из удвоителя частоты (квадратора) - KB, фильтра второй гармоники (Ф), фильтра нижних частот - ФНЧ, усилителя мощности У, электронного ключа - Кл, параметрона П, фазовращателя ФВ.

Способ повышает помехоустойчивость приёма ОФМ„ сигналов. Новизна способа подтверждена патентом РФ на изобретение [13].

Разработан также способ приема сигналов с абсолютной ФМН на угол 140* <2(р< 160*, когда в ФМ„ сигнале присутствует составляющая несущей частоты. Она выделяется фильтром и используется в качестве когерентного опорного колебания, в котором исключены скачки фазы на 180°. Структурная схема, реализующая данный способ, представлена на рис.б.

Работа устройства происходит следующим образом. Входной ФМн сигнал

UoM(t)=Usin[cot+7(t)9]=Ucos[Y(t)9]sin©t+Usin[Y(t)9]cos(ot, где

y(t)=±l поступает через линейную часть (JI4) на информационный вход фазового детектора (ФД) непосредственно, и на опорный вход через последовательно включенные блоки узкополосного фильтра - УПФ, фазовращателя - ФВ на 90°, усилителя-ограничителя амплитуды - УО.

При манипуляции на 2<р=180° колебание несущей частоты (первое слагаемое u®M(t)) отсутствует, а при 2<р# 180° - имеет место. Оно выделяется фильтром УПФ, сдвигается по фазе на 90° в блоке ФВ, усиливается и ограничивается в блоке УО. На выходе блока УО формируется опорное колебание u„(t)= U0coscot, где U0= Ucos<pt. Фазовый детектор (ФД) состоит из перемножителя сигналов и ФНЧ на его выходе.

На, выходе перемножителя сигнал u„(t)=uOM(t)-u0(t)=Usin[cot+7(t)9]-U0coso)t=0,5UU0-sin[Y(^]+0.5UU0 sin[2o)t47(t)<p].

Фильтр нижних частот выделяет первое слагаемое этого выражения, которое представляет собой переданный знакопеременный сигнал.

Помехоустойчивость приема сигнала потенциально максимальна при 2ф=180°. При уменьшении ф уменьшается вероятность ошибки приема элементов двоичного сигнала

рш = F(J—-sin?),

W*

1 00 -iL

где V(x) = —-_fе 2 dt ~ дополнение к интегралу

V27}

вероятностей;

Отношение удвоенного значения энергии посылки к энергии

2 Е ¡2Ё гауссовских помех -=10 или I-=3,15. Произведены

No \No

расчеты увеличения вероятности ошибки Р2((/Р|80о и относительного уровня несущей Uh/U®m=cos9, что представлено в табл.1 и на рис.7 и 8.

Таблица 1

2<р 180° 160° 140° 130° 120°

Рг./Рют 1 1,185 1,883 2,677 3,8792

ин/иФм=со$ф 0 0,1736 0,34 0,42 0.5

Из табл.1 и рис.7,8 следует, что при 2ф=160° значение Р1бо°/Р1«о°=1)185, а ин/иФм=0,1736, т.е. помехоустойчивость практически не уменьшилась, а уровень несущей имеет достаточную величину. При 2ф=140° значение Рио°/Р18о°=1,883<2, как при ОФМн, а уровень несущей ин/иФМ=0,34. Этими значениями и определен диапазон возможных углов манипуляции 140°<2ф<160°, выделенных в табл.1. По данным этой табл. построены графики, представленные на рис. 7 и 8.

Разработан формирователь опорного колебания в демодуляторе сигналов с ОФМн путём сравнения полярностей. Новизна формирователя подтверждена патентом РФ на изобретение [13]. Основой его является коммутатор синусоидальных полуволн с выхода двухполупериодного выпрямителя ФМ сигнала. Поэтому метод формирования назван коммутационным.

Схема данного коммутационного метода представлена на рис.9, а на рис.10 - временные диаграммы, поясняющие его работу.

Демодулятор состоит из двухполупериодного выпрямителя ДВ с активной нагрузкой, блока извлечения квадратного корня V, одновибратора ОВ, делителя ДЧ в 2 раза частоты следования

импульсов, линии задержки ЛЗ, фазоинвертора ФИ, фазового

детектора ФД, узкополосного фильтра УФ, декодера ОФМн ДЕК,

электронного ключа КЛ, цифрового инвертора ЦИ.

Блоки, обведённые на рис.9 пунктирной линией, образуют

формирователь опорного колебания

и„

о ил.

о

и.„

и*

О

Чд,

о

Цуф О

и.л

о

и»,

О

\

V

1 1 1 1 1 1 \

1

( / \ I

_^ к к ^ '

V

Рис.9

Рис.10

Работа схемы поясняется временными диаграммами на рис.10, из которых следует, что скачки фазы на 180° опорного колебания в данном формирователе исключены в принципе. Тем самым устранены одиночные ошибки детектированного сигнала.

Предложено [8] для увеличения качества синтезированного РС по передаваемьм его огибающей и частотной составляющей в условиях сильных акустических шумов (например, в локомотиве шум до ЮОдБ) использовать фильтрующее ортогональное вейвлет-преобразование.

Пятая глава посвящена дополнительным методам сжатия по частоте предаваемого РС. На основании функции комплексной переменной показано, что можно передать только частотную составляющую (без огибающей) и на приёмной стороне по ней синтезировать полный РС. При этом полоса частот канала

сокращается дополнительно в два раза. Скорость цифровой передачи частотной составляющей R = F0« = 800бит/с , где п -разрядность кодового слова: п = 8, как в ИКМ, a Fo - частота её

4,8

дискретизации. Это меньше в у = — = 6 раз, чем в цифровом

0,8

13

кодере CELP стандарта TETRA и чем в в у =-= 16,25 раза, чем

0,8

в кодере (RPE/LTR - LTP) стандарта GSM. Рассмотрены и другие методы сжатия полосы частот PC [13].

Заключение

В заключение сформулируем основные результаты и выводы по диссертации.

1. Предложена [1] цифровая передача частотной составляющей и огибающей речевого сигнала (PC), при которой степень аналогового сжатия сохраняется по сравнению с цифровой передачей полного PC и составляет 31 раз. При использовании для этого двукратной относительной фазовой манипуляции (ДОФМн) полоса частот дополнительно может бьггь сокращена в два раза и достигает полосы частот только частотной составляющей. Скорость её цифровой передачи составляет 800 бит/с, это в 6 раз меньше, чем в кодере CELP стандарта TETRA и в 16,25 раз меньше, чем в стандарте GSM.

2. Теоретически показано [2] что и при приёме сигналов с ОФМн по методу сравнения полярностей имеет место обратная работа когерентного детектора, сопровождающаяся одиночными ошибками. Разработаны [9,10,11] три новых способа формирования опорного колебания когерентного детектора, у которых отсутствуют скачки фазы на 180° и тем самым полностью исключается обратная работа детектора. Новизна способов защищена тремя патентами России на изобретения. Данные способы позволяют вместо относительной (ДОФМн) использовать абсолютную ФМн на 180° (ДФМн), которая обеспечивает в два раза меньшую вероятность ошибки приёма элементарного символа и упрощает аппаратуру. -

3. Разработаны [1] и исследованы схемы выделения огибающей и фазы PC, а также синтез PC по его составляющим. Это позволило записать спектр частотной составляющей реального PC, тем самым экспериментально установить его ширину.

4. Показано [1], что огибающая PC - обобщённый видеотелеграфный сигнал.

5. Предложена [1] и исследована [4] дополнительная модель речевого сигнала - клиппированный случайный сигнал, рассчитанная спектральная плотность мощности которого

соответствует экспериментальной. i,

6. Предложено [3] более общее определение аналитического сигнала, упрощающее анализ разработанного метода сжатия.

В приложении к диссертации приведены документы о внедрении результатов исследования.

Основные положения диссертации опубликованы в следующих работах:

1. Волков A.A., Кузнецов С.Н. Метод уменьшения дефицита частотного ресурса //ВКСС connect ,2006 №2. с45-48.

2. Волков A.A., Миронов К.В., Кузнецов С.Н. Уточнение и устранение обратной работы когерентного демодулятора ОФМн сигналов. Материалы VI Международной НТК «Перспективные технологии в средствах передачи информации», г. Владимир, 2005 с. 129-133.

3. Кузнецов С.Н. Альтернативное определение аналитического сигнала. Материалы 11-й межрегиональной конференции НТК НТО РЭС им. A.C. Попова. «Обработка сигналов в системах телефонной связи и вещания». -М. Пушкинские горы, 2002. С.35-37. f

4. Кузнецов С.Н. Метод определения нелинейных искажений ШПС на выходе спутникового ретранслятора многостанционного

доступа. Материалы 9-й Международной НТК студентов и '

аспирантов "Радиоэлектроника, электроника и энергетика": Тезисы доклада. - М.: МЭИ, 2003 г.

5. Кузнецов С.Н. Преемственность модуляции стандарта GSM. Перспективные технологии в средствах передачи

информации. Материалы 5-й международной НТК г. Владимир,2003. С. 87-91.

6. Волков A.A., Кузнецов С.Н., Нгуен Кань Лам. Еще раз о пороге частотной модуляции. Материалы 11-й межрегиональной НТК НТО РЭС им. A.C. Попова. «Обработка сигналов в системах телефонной связи и вещания». -М. Пушкинские горы, 2002. с.ЗЗ-35.

7. Горелов Г.В., Волков A.A., Кузнецов С.Н.. Метод определения нелинейных и переходных искажений ШПС в спутниковом ретрансляторе многостанционного доступа. Материалы международной НТК «Транссибирская магистраль на рубеже XX-XXI веков». 24-25 апреля 2003г. МИИТ, г. Москва.

8. Кузнецов С.Н., Нгуен Кань Лам. Использование вейвлет-преобразования для фильтрации речевых сигналов от сильных акустических шумов в поезде. Материалы НТК «Неделя науки 2000-2002» .:М. МИИТ, 2003,2С. (ХХ-4 - ХХ-5)

9. Кузнецов С.Н. Аналитическое представление огибающей и фазы однополосного (речевого) сигнала: Сборник трудов Университета г. Жилина Словацкой республики и ИСУТЭ МИИТа от 2005г.

10. Патент РФ на изобретение №2259005. Формирователь опорного колебания для когерентного детектирования сигналов с ОФМн на 180° /Волков A.A., Миронов К.В., Кузнецов С.Н. Приоритет от 9.12.03.

11. Патент РФ на ПМ №47603 Цифровая система связи с фазоманипулированными ШПС. /A.A. Волков, С.Н. Кузнецов, Ю.В. Курганова. Приоритет от 01.04.05

12. Волков A.A., Миронов К.В., Кузнецов С.Н. Приемник сигналов с абсолютной ФМ на угол 140 < 2<р < 160° Решение о выдаче патента на изобретение по заявке №2004105524/09. Приоритет от 26.02.2004.

13. Волков A.A., Кузнецов С.Н. Демодулятор сигналов с ОФМн. Заявка на ПМ №2005140179/22. Приоритет от 23.12.2005

14. Патент РФ на ПМ №37444 Пассивный апериодический фазовый манипулятор на 180°. Волков A.A., Миронов К.В., Кузнецов С.Н., Воривошин A.B. Приоритет от 22.12.03.

II*-785$

Кузнецов Сергей Николаевич

КОМПАНДИРОВАНИЕ СПЕКТРА РЕЧЕВОГО СИГНАЛА НА ОСНОВЕ ЕГО ОГИБАЮЩЕЙ И ФАЗЫ

05.13.17- Теоретические основы информатики

Подписано в печать - /8.04-, 06. Усл. -печ.л. - 1,5

Печать офсетная. Бумага для множит, апп. Формат 60x84 1/16 Тираж 80 экз. Заказ № /

Типография МИИТ, 127994, Москва, ул. Образцова, 15.

ВВЕДЕНИЕ

1. АНАЛИТИЧЕСКИЙ ОБЗОР ИСТОЧНИКОВ ПО МЕТОДАМ

СЖАТИЯ ПО ЧАСТОТЕ РЕЧЕВЫХ СИГНАЛОВ

1.1. Сжатие по частоте аналоговых речевых сигналов

1.2. Сжатие по частоте цифровых речевых сигналов

1.3. Синтетические вокодеры

2. РАЗРАБОТКА МЕТОДОВ ТЕОРЕТИЧЕСКОГО АНАЛИЗА И СИНТЕЗА РЕЧЕВЫХ СИГНАЛОВ

2.1. Уточнение определения аналитического сигнала - основа анализа синтетического метода;

2.2. Следствие уточнения аналитического сигнала

2.3. Связь функций корреляций проекций аналитического сигнала известного и нового определений

2.4. Анализ аппроксимаций экспериментальных кривых спектральной плотности мощности речи

2.5. Модели огибающей речевого сигнала

2.6. Спектральная плотность мощности огибающей речевого сигнала по предложенной модели

2.7. Новый метод определения функции корреляции и спектральной плотности мощности огибающей по предложенной модели

2.8. Математический синтез речевых сигналов по огибающей и частотной составляющим

2.9. Выводы

3. РАЗРАБОТКА, ИССЛЕДОВАНИЕ ВЫДЕЛИТЕЛЕЙ

ОГИБАЮЩЕЙ И УГЛОВОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ PC

3.1. Общий подход к решению данных схемотехнических задач

3.2. Полосовой фазовращатель (ПФВ) на 90° высокой точности - общий блок бесфильтрового выделителя огибающей и фазы PC

3.3. Блок извлечения корня квадратного из квадрата огибающей и его анализ5J.

3.4. Особенности бесфильтрового выделителя фазы PC

3.5. Полная схема бесфильтрового выделителя огибающей и фазы PC

3.6. Особенности фильтрового выделителя частотной составляющей и фазы PC

3.7. Схема синтеза PC по его огибающей и частотной составляющей

3.8. Особенности цифровой передачи огибающей и частотной составляющей PC

3.9. Анализ частотной эффективности предложенного метода компандирования PC

3.10 Выводы

4. ПОВЫШЕНИЕ ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ ПРИЁМА РЕЧЕВЫХ СИГНАЛОВ ПО СИНТЕТИЧЕСКОМУ МЕТОДУ

4.1. Исследование работы когерентного демодулятора ОФМн сигналов

4.2. Исключение обратной работы демодулятора сигналов с ОФМн за счет использования в нём параметрона

4.3. Коммутационный метод формирования опорного колебания для когерентного декодирования ОФМн сигналов

4.4. Исключение обратной работы когерентного демодулятора сигналов с абсолютной ФМн на 180° за счёт изменения угла манипуляции

4.5. Исключение обратной работы фазового детектора на базе делителя фазы входного ФМн сигнала

4.6. Исключение обратной работы когерентного демодулятора сигналов с абсолютной ФМн на 180° за счёт использования ФАПЧ и ЧД

4.7. Компьютерный метод исследования демодуляторов сигналов с ФМн, ОФМн

4.8. Подавление акустических шумов с помощью вейвлет-преобразования

4.9. Разработка пассивного апериодического фазового манипулятора на 180°

4.10 Выводы

5. ДОПОЛНИТЕЛЬНОЕ СЖАТИЕ ПО ЧАСТОТЕ РАДИОСИГНАЛА

ПРИ КОМПАНДИРОВАНИИ СПЕКТРА PC

5.1 Соотношение между огибающей и фазой PC

5.2 Метод дополнительного сжатия спектра частот PC10Z

5.3 Особенности сжатия PC при формировании по нему ШПСШ

Дефицит частотного ресурса был и остается главной проблемой в радиосвязи. Особенно она обострилась в последнем десятилетии в связи с переходом в радиосвязи на цифровые широкополосные (шумоподобные (ШПС)) сигналы. Системы связи с ШПС являются наиболее перспективными, но их внедрение сдерживается названной проблемой. Последнюю стали решать еще в 20-е годы прошлого столетия путем сокращения полосы частот передаваемого сигнала, за счет чего можно увеличить соответственно число каналов в заданной полосе частот. В начале это был переход с двухполосных на однополосные системы аналоговой связи. Сегодня для этого используется сжатие цифровых сигналов. Наиболее эффективным устройством такого сжатия считаются вокодеры (кодеры голоса) с линейным предсказанием. Такие вокодеры используются в цифровых системах подвижной связи стандартов GSM-R, TETRA, IMT-2000, которые приняты в качестве основных для железнодорожного транспорта России. Однако эти вокодеры сложны, дороги и качество восстановленной речи не всегда достаточно высокое.

В 1984 году на кафедре РЭС МИИТа был предложен метод сжатия речи основанный на другом принципе: путем передачи не целиком, а только параметров речевого сигнала - огибающей и частотной составляющей (или фазы). При этом выигрыш в полосе частот составляет десятки раз. При цифровой передачи этих параметров речи названный выигрыш сохраняется.

Основу такого сжатия речи составляет известный синтетический метод формирования аналогового однополосного сигнала (метод Верзунова М.В.). В этом методе по речевому сигналу вначале формируется однополосное колебание на низкой вспомогательной несущей частоте, из которого выделяются огибающая и частотная составляющая и по ним затем синтезируется однополосный сигнал на рабочей (высокой) частоте передатчика.

В предложенном методе сжатия однополосный сигнал синтезируется не на передающей, а на приемной стороне, что дает основание называть его пространственным синтетическим методом формирования однополосного сигнала или синтетическим методом сжатия по частоте передаваемой речи.

Данный метод может быть использован и в вокодерах с линейным предсказанием, что позволяет дополнительно в десятки раз сжать по частоте передаваемый PC. Основанием для такого утверждения является качественное совпадение функций корреляций полного PC, его огибающей и частотной составляющей.

Позже, в 2000 году, этот метод был предложен другими авторами.

Однако, до сих пор он не исследован до конца, хотя были попытки это сделать. Особенно это касается теоретической части, хотя и экспериментальная часть этого требует: необходимо уточнять качество синтезированной речи. Нужно разработать помехоустойчивые и частотно-эффективные методы передачи указанных составляющих речевого сигнала.

Решению этих задач и посвящена данная работа.

Выводы по главе

1. На основании функции комплексной переменной показано, что по переданной частотной составляющей PC (без огибающей) на приёмном конце можно восстановить полный PC. При этом полоса частот канала сокращается дополнительно в 2 раза и составляет AFs35r^. Частота дискретизации частотной составляющей F0 >2AF = \00Гц, что определяет скорость её цифровой передачи R = F0 • п = 800бши/с, где п -разрядность кодового слова: п = 8, как в ИКМ. Это меньше, чем в цифровом кодере CELP стандарта TETRA = 6 раз и чем в

13 кодере (RPE/LTR - LTP) стандарта GSM в у =—= 16.25 раза.

0.8

2. Разработан метод увеличения в 2 раза базы ШПС в заданной полосе частот, что весьма актуально, поскольку частотный ресурс является очень дефицитным. Это позволяет увеличить такие показатели, как помехоустойчивость, число каналов в заданной полосе частот, точность определения параметров движения объекта и другие.

В заключение сформулируем основные результаты и выводы по диссертации.

1. Предложена цифровая передача частотной составляющей и огибающей речевого сигнала (PC), при которой степень аналогового сжатия сохраняется по сравнению с цифровой передачей полного PC и составляет 31 раз. При использовании для этого двукратной относительной фазовой манипуляции (ДОФМн) полоса частот дополнительно может быть сокращена в два раза и достигает полосы частот только частотной составляющей. Скорость её цифровой передачи составляет 800 бит/с, это в 6 раз меньше, чем в кодере CELP стандарта TETRA и в 16,25 раз меньше, чем в стандарте GSM.

2. Теоретически показано что и при приёме сигналов с ОФМн по методу сравнения полярностей имеет место обратная работа когерентного детектора, сопровождающаяся одиночными ошибками. Разработаны три новых способа формирования опорного колебания когерентного детектора, у которых отсутствуют скачки фазы на 180° и тем самым полностью исключается обратная работа детектора. Новизна способов защищена тремя патентами России на изобретения. Данные способы позволяют вместо относительной (ДОФМн) использовать абсолютную ФМн на 180° (ДФМн), которая обеспечивает в два раза меньшую вероятность ошибки приёма элементарного символа и упрощает аппаратуру.

3. Разработаны и исследованы схемы выделения огибающей и фазы PC, а также синтез PC по его составляющим. Это позволило записать спектр частотной составляющей реального PC, тем самым экспериментально установить его ширину.

4. Показано, что огибающая PC - обобщённый видеотелеграфный сигнал.

5. Предложена и исследована дополнительная модель речевого сигнала - клиппированный случайный сигнал, рассчитанная спектральная плотность мощности которого соответствует экспериментальной.

6. Предложено более общее определение аналитического сигнала, упрощающее анализ разработанного метода сжатия.

1. Горелов Г.В., Ромашкова О.Н., Чан Туан А. Качество управления речевым трафиком в телекоммуникационных сетях // Под ред. Горелова Г.В. -М.: Радио и связь, 2001.

2. Калинцев Ю.К. Криптозащита сообщений в системах связи. -М.: МТУ СИ, 2001. 236с. Учебное пособие.

3. Величкин А.И. Теория дискретной передачи непрерывных сообщений. -М.: Сов. радио, 1970, 296с.

4. Быков С.Ф., Журавлёв В.И., Шалимов И.А. Цифровая телефония. -М.: Радио и связь, 2003, 143с.

5. Верзунов М.В. Однополосная модуляция в радиосвязи. -М.: Воениздат, 1972

6. А.С. 1128397. Система связи с однополосной модуляцией сигналов //Волков А.А. приоритет от 12.09.83

7. А.С. 1030979. Система связи //Волков А.А. приоритет от 27.04.83

8. А.С. 1506506 (СССР) МКИ НОЗс 1/52 Формирователь однополосного сигнала / А.А. Волков Приоритет от 10.02.87.

9. Аладин И.М., Дежурный И.И. Есть ли будущее у системы FDMA // 115-й бизнес-форум «Мобильные системы 2000» -М.:2000. Т.2. - с. 152-158.

10. Аладин И.М., Дежурный И.И., Козленко Н.И. Аналоговый вокодер интегрального типа //Электросвязь 2001 №12

11. Волков А.А. Синтетический метод цифровой передачи речевых сигналов //Электросвязь 7/2004; с.36-38.

12. Волков А.А., Миронов К.В., Кузнецов С.Н. Альтернативное определение аналитического сигнала. Материалы 11-й межрегиональной НТО РЭС им. А.С. Попова «Обработка сигналов в системах телефонной связи и вещания». М. -Пушкинские горы, 2002, с.35-37

13. Волков А.А., Кузнецов С.Н. Метод сокращения дефицита частотного ресурса. //ВКСС connect №2 2006. -с. 105-111.

14. Анго А. Математика для электро- и радиоинженеров. -М.: Наука, 1965.

15. Волков А.А. Радиопередающие устройства. -М.:Маршрут,2002.

16. Левин Б.Р. Теоретические основы статистической радиотехники. -М.: Сов. Радио, 1966. ч.1.

17. Игнатов В.А. Теория информации и передачи сигналов. -М.:Сов. радио, 1979.

18. Горелов Г.В., Фомин А.Ф., Волков А.А., Котов В.К. Теория передачи сигналов на железнодорожном транспорте. -М.:Транспорт, 2001.

19. Окунев Ю.Б. Цифровая передача дискретной информации фазомодулированными сигналами. -М.: Радио и связь, 1991, 295 с.

20. Котельников В.А. Теория потенциальной помехоустойчивости-М.: Радио и связь, 1987.

21. Финк Л.М. Сигналы, помехи, ошибки. М.: Связь, 1978. - 273 с.

22. А.С. СССР №1522376, Устройство восстановления несущей частоты из однополосного-модулированного сигнала / Волков А.А., Приоритет от 11.08.1987.23.3юко А.Г., Кловский Д.Д., Назаров М.В., Финк Л.М. Теория передачи сигналов-М.: Радио и связь, 1976.

23. Под ред. Фомина Н.Н., Радиоприемные устройства/ М.: Радио и связь, 1996.

24. Волков А.А., Кузнецов С.Н., Еще раз о пороге ЧМ / 11-ая Межрегиональная конференция МНТОРЭС имени А.С.Попова,-Пушкинские горы, М., 2000.

25. Горелов Г.В., Волков А.А., Шелухин В.И. Каналообразующие устройства железнодорожной телемеханики и связи -М.: Транспорт, 1999.

26. A.C. 1450070 (СССР), МКИ НОЗ с 1/52. Формирователь однополосного сигнала / А.А. Волков. Приоритет от 5.02.87.

27. А.С. 1461356 (СССР), МКИ Н04В 7/00. Система связи / А.А. Волков. Приоритет от 30.10.86.

28. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы М.: Советское радио, 1964.

29. Мандельштам Л.И., Папалекси Н.Д. К теории параметрической генерации переменных токов в системах с малой нелинейностью и произвольной глубиной модуляции. В книге Мандельштам Л.И., Полное собрание трудов, т. 2 М.: АН СССР, 1947г.

30. Васильев Д.В., Витоль М.Р., Горшенков Ю.Н., Самойло К.А. Радиотехнические цепи и сигналы М.: Радио и связь, 1982.

31. Горелов Г.В., Шмытинский В.В., и др. Цифровые телекоммуникационные системы на железнодорожном транспорте. -М.: УМК МПС, 1999.

32. А.С. СССР №146356, МКИ Н04В 7/00. Система связи/ Волков А.А.

33. Каплан А.Е., Кравцов Ю.А., Рылов В.А. Параметрические генераторы и делители частоты М.: Советское радио, 1966.

34. Вишневецкий А.И., Немецкий Г.М. Параметроны и их применение в устройствах связи М.: Связь, 1968.

35. Витерби Э.Д. Принципы когерентной связи М.: Советское радио, 1970.

36. Овчиников A.M. Воробьев С.В., Сергеев С.И. Открытые стандарты цифровой транкинговой радиосвязи М.: Связь и бизнес, 2000.

37. Петрович Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой модуляцией -М.: Советское радио, 1965.

38. А.с. (СССР) 105692. Способ проводной радиосвязи фазоманипулированными колебаниями/ Н.Т. Петрович. Приоритет от 22.2.1954.

39. Громаков Ю.А. Стандарты и системы подвижной радиосвязи М: ЭКО-ТРЕНЗ, 1998.

40. Волков А.А., Миронов К.В., Кузнецов С.Н. Уточнение и устранение обратной работы когерентного демодулятора ОФМн сигналов. Материалы VI Международной НТК «Перспективные технологии в средствах передачи информации» г. Владимир, 2005 с. 129-133.

41. Волков А.А., Кузнецов С.Н. «Преемственность модуляции стандарта GSM». Перспективные технологии в средствах передачи информации. ПТСГТИ 2003 5-я международная НТК г. Владимир. С. 87-91.

42. Нгуен Кань Лам, Кузнецов С.Н. Использование вейвлет-преобразования для фильтрации речевых сигналов от сильных акустических шумов в поезде. Материалы НТК «Неделя науки 20002002» -М.:МИИТ, 2003.

43. Волков А.А., Кузнецов С.Н. Аналитическое представление огибающей и фазы однополосного (речевого) сигнала: Собрание трудов Университета г. Жилина Словацкой республики и ИСУТЭ МИИТа от 2005г.

44. Патент РФ на изобретение №2259005. Формирователь опорного колебания для когерентного детектирования сигналов с ОФМн на 180° /Волков А.А., Миронов К.В., Кузнецов С.Н. Приоритет от 9.12.03.

45. Патент РФ на ПМ №47603 Цифровая система связи с фазоманипулированными ШПС. // Волков А.А., Кузнецов С.Н., Курганова Ю.В. Приоритет от 01.04.05

46. Волков А.А., Миронов К.В., Кузнецов С.Н. Приемник сигналов с абсолютной ФМ на угол 140°< 2ср < 160° Решение о выдаче патента на изобретение по заявке №2004105524/09. Приоритет от 26.02.2004.

47. Под ред. Пирогова А.А. Вокодерная телефония. Методы и проблемы. -М.:Связь, 1974. -536с.

48. Петрович Н.Т. Относительные методы передачи информации М: Кника-М, 2003 -111с. Передача дискретной информации в каналах с фазовой модуляцией - М.: Советское радио, 1965.

49. Банкет B.JL, Дорофеев В.М. Цифровые методы в спутниковой связи.-М, 1988.

50. Беллами Дж. Цифровая телефония. М, 1986.

51. Вокодерная телефония. Методы и проблемы. /Под ред. А.А. Пирогова. -М: Связь, 1974.

52. Рабинер JL, Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. М: Мир, 1978.

53. Рабинер Л.Р., Шафер Р.В. Цифровая обработка речевых сигналов. М: Радио и связь, 1981.

54. Сапожков М.А., Михайлов В.Г. Вокодерная связь. М: Радио и связь, 1983.

55. Стил Р. Принципы дельта-модуляции. М, 1979.

56. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учебник для вузов. 3-е изд. перераб. и доп. М.: Высш. шк., 2000.

57. Теория электрической связи: Учебник для вузов / Под ред. Кловского Д.Д. М.: Радио и связь, 1998.

58. Радиоэлектронные системы. Основы построения и теория: Справочник / Под ред. Ширмана Я.Д. М.: ЗАО «МАКВИС», 1998

59. Карташевский В.Г., Семенов С.П., Фирстова Т.В. Сети подвижной связи. М.: ЭКО-ТРЕНДЗ, 2001.

60. Радиотехнические системы передачи информации: Учебное пособие для вузов / Под ред. В.В. Калмыкова. М.: Радио и связь, 1990.

61. Варакин JI.E. Системы связи с шумоподобными сигналами, М.: Радиосвязь,1985.

62. Волков А. А., Слейман А. X. Функция корреляции на выходе нелинейного бортового ретранслятора с МСД и кодовым разделением каналов // Материалы 10-й межрегиональной НТК НТО РЭС им. А. С. Попова, М.: 2000. С. 181-185.

63. Шмытинский В.В., Котов В.К., Здоровцев И.А. Цифровые системы передачи информации на железнодорожном транспорте. -М.:Транспорт, 1995.

64. Применение интегральных микросхем в электронной вычислительной технике. /Под ред. A.M. Якубовского. Справочник. -М.:Радио и связь, 1987.