автореферат диссертации по электронике, 05.27.01, диссертация на тему:Аналого-цифровые преобразователи конвейерного типа с пониженной потребляемой мощностью

На правах рукописи

ГУМЕНЮК АНТОН СЕРГЕЕВИЧ

АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ КОНВЕЙЕРНОГО ТИПА С ПОНИЖЕННОЙ ПОТРЕБЛЯЕМОЙ

МОЩНОСТЬЮ

05.27.01 - Твердотельная электроника, радиоэлектронные компоненты, микро- и наноэлектроника, приборы на квантовых эффектах

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Москва-2009 г.

003489996

Диссертация выполнена в «Национальном исследовательском ядерном университете «МИФИ»

Научный руководитель:

кандидат технических наук, доцент Бочаров Юрий Иванович, НИЯУ МИФИ, г. Москва

Официальные оппоненты:

Шелепин Николай Алексеевич, доктор технических наук, Заместитель генерального директора по науке -Главный конструктор ОАО «НИИМЭ и Микрон»

Куликов Дмитрий Васильевич, кандидат технических наук, инженер-конструктор ОАО «ИТМиВТ»

Защита состоится 15 февраля 2010 г. в 15:00 в конференц-зале К-608 на заседании диссертационного совета Д 212.130.02 НИЯУ МИФИ по адресу 115409, г. Москва, Каширское ш., д. 31.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке НИЯУ МИФИ. Автореферат разослан «29» декабря 2009 г.

Просим принять участие в работе совета или прислать отзыв в одном экземпляре, заверенным печатью организации, по адресу НИЯУ МИФИ.

Ученый секретарь диссертационного совета

Ведущая организация:

ФГУП «НИИМА «Прогресс», г. Москва

НИЯУ МИФИ, д.т.н., профессор

Скоробогатов П. К.

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ДИССЕРТАЦИИ

Актуальность темы

Основная часть задач обработки сигналов сейчас решается цифровыми средствами. Вместе с тем, аналого-цифровые устройства, обеспечивающие преобразование сигналов датчиков и радиосигналов в цифровую форму, остаются важнейшими элементами радиоэлектронной аппаратуры (РЭА). Одной из главных тенденций развития РЭА в настоящее время является повышение энергоэффективности элементной базы. Это обусловливает актуальность задачи снижения энергопотребления аналого-цифровых преобразователей (АЦП). Наряду с общим стремлением к повышению энергоэффективности и к энергосбережению, есть ряд областей, где достижение предельно низких уровней энергопотребления АЦП является критически важным.

Например, устройства, применяемые в современных установках для физических экспериментов, часто содержат большое число первичных преобразователей (до полугора миллионов), каждый из которых обслуживается отдельным каналом считывания и предварительной аналоговой обработки. Создание системы сбора данных такого масштаба диктует необходимость выполнения всей электроники считывания на базе так называемых «систем на кристалле» (СНК). Типовые АЦП в составе таких многоканальных систем имеют разрядность (7 - 9) бит, быстродействие (10 -15) МГц. Ввиду большого числа каналов (128 и более) потребляемая мощность АЦП ограничивается уровнем (10 - 20) мВт, в то время как АЦП традиционной архитектуры с такими характеристиками потребляют (30-50) мВт.

Уменьшение энергопотребления АЦП в составе многоканальных систем сбора данных на базе СНК осложняется переходом к процессам с меньшими проектными нормами и более низкими напряжениями питания. С одной стороны уменьшение проектных норм ведет к повышению быстродействия цифровых и аналоговых схем, с другой, если не принимать специальных мер, это приводит к увеличению потребляемой мощности аналоговых узлов. Поэтому возможности улучшения качественных показателей АЦП благодаря применению субмикронных технологий оказываются ограниченными ростом энергопотребления.

В области коммуникаций наблюдается тенденция решать основную часть задач обработки сигналов цифровыми средствами, а аналоговые использовать лишь там, где применение цифровых технологий пока ограничено. Это, в частности находит отражение в развитии современных радиочастотных приложений, где минимизируется число аналоговых блоков в тракте обработки сигнала. Например, в радиоприемниках последнего поколения, в которых настройка и системная реконфигурация при смене частот и коммуникационных стандартов обеспечивается программными

средствами, граница между аналоговой и цифровой частью смещена максимально близко к антенне. Такое решение позволяет увеличить функциональную гибкость устройств, сделав их более универсальными, повысить точность, надежность, снизить потребляемую мощность и стоимость.

С другой стороны это ведет к ужесточению требований к аналого-цифровым преобразователям, которые должны обеспечивать высокую частоту преобразования, иметь широкую полосу пропускания и большой динамический диапазон. Универсальный АЦП в составе приемных трактов связных микросхем должен иметь разрядность не менее 12 бит и обеспечивать частоту выборки не менее 60 МГц (целевой показатель -100 МГц). Такое сочетание параметров должно достигаться при возможно меньшем энергопотреблении, чтобы эффективно использовать АЦП в мобильных устройствах с автономным питанием.

Среди АЦП с частотой выборки более 10 МГц и разрядностью более 6 бит самое широкое применение нашли преобразователи конвейерного типа, в которых тракт обработки сигнала состоит из последовательно включенных каскадов малой разрядности.

Таким образом, традиционно актуальная задача энергосбережения в промышленности и других сферах жизнедеятельности сейчас выдвинулась на первый план, что подчеркивает важность обеспечения энергоэффективности электронной аппаратуры в целом и микроэлектронных конвейерных АЦП, использующихся в коммуникационных системах и многоканальных системах сбора данных, в частности. Настоящая диссертационная работа посвящена проектированию таких АЦП, отличающихся пониженным энергопотреблением и реализуемых по субмикронным КМОП технологиям.

Цель и задачи диссертации

Целью диссертации является снижение энергопотребления быстродействующих АЦП конвейерного типа на основе развития методов динамического конфигурирования и автокалибровки блоков.

Для достижения этой цели необходимо решить следующие задачи.

. 1, Исследовать основные блоки конвейерных АЦП с целью нахождения зависимости между их энергопотреблением и характеристиками АЦП в целом, оценить пределы снижения потребляемой мощности этих блоков без снижения быстродействия и разрядности преобразователя.

2. Разработать схемные решения, реализующие предложенный метод снижения энергозатрат блоков компараторов, основанный на динамическом конфигурировании их структуры.

3. Разработать алгоритм и схемные решения, обеспечивающие работу предложенной системы цифровой автокалибровки АЦП конвейерного типа, предназначенной как для снижения погрешно-

стей преобразования, так и для снижения потребляемой мощности АЦП.

4. На базе КМОП технологии с проектными нормами 180 нм и предложенных методов разработать 12-битный АЦП с быстродействием ЮОМвыб/с, а также сложно-функциональный блок (СФ-блок) 9-битного АЦП с быстродействием 20Мвыб/с и потребляемой мощностью 9 мВт для многоканальной СНК.

5. Разработать линейный микромощный регулятор напряжения для обеспечения локального питания СФ-блоков А ЦП в составе СНК с распределенным питанием.

На защиту выносятся следующие положения:

1. Аналитические соотношения, устанавливающие связь между параметрами конвейерных АЦП и потребляемой мощностью базовых блоков.

2. Алгоритм цифровой автоматической коррекции погрешностей преобразования (автокалибровки), который позволяет также снизить потребляемую мощность АЦП благодаря минимизации емкостей конденсаторов в каскадах и, соответственно, токов, требуемых для их перезарядки.

3. Метод уменьшения числа блоков компараторов конвейерных АЦП, основанный на совместном использовании их в смежных каскадах конвейера, позволяющий достичь снижения потребляемой мощности и уменьшения площади, занимаемой схемой на кристалле.

Научная новизна диссертации:

1. Соотношения, устанавливающие связь между точностными и динамическими параметрами АЦП и потребляемой мощностью базовых блоков: входного УВХ и МЦАП.

2. Метод повышения энергоэффективности конвейерных АЦП, основанный на совместном использовании компараторов в смежных каскадах одного или двух параллельных трактов.

3. Алгоритм цифровой автоматической коррекции погрешностей преобразования, позволяющий наряду с повышением точности АЦП снизить потребляемую мощность каскадов благодаря уменьшению емкостей конденсаторов и, соответственно, токов, требуемых для их перезарядки. Дополнительные погрешности, связанные с уменьшением номиналов емкостей, снижаются системой автокалибровки.

Практическая значимость диссертации

1. Сокращение временных затрат при выборе архитектуры преобразователя с минимальным энергопотреблением благодаря предварительным оценкам основных параметров схем в начальной стадии

проектирования, которые могут быть сделаны с помощью полученных соотношений, устанавливающих связь между параметрами АЦП и потребляемой мощностью базовых блоков.

2. С использованием предложенных методов разработан СФ-блок 9-битного АЦП конвейерного типа с максимальной частотой преобразования 20 МГц и потребляемой мощностью 9 мВт. СФ-блок спроектирован для реализации по КМОП технологии с проектными нормами 180 нм и предназначен для использования в составе многоканальной СНК.

3. На основе предложенных методов разработана интегральная микросхема 12-битного конвейерного АЦП с максимальной частотой преобразования 100 МГц, системой автокалибровки и потребляемой мощностью 733 мВт.

4. Разработан СФ-блок быстродействующего линейного регулятора с малым падением напряжения между входом и выходом для использования в СНК с распределенной системой электропитания, реализуемой по КМОП технологии с проектными нормами 180 нм. Минимальная величина тока, потребляемого регулятором, составляет 130 мкА. При максимальном токе нагрузки 150 мА собственное потребление блока не превышает 0,5 мА. Применение разработанного регулятора для управления питанием блоков АЦП позволяет улучшить динамические характеристики и повысить эффективность системы управления электропитанием СНК.

Результаты диссертации внедрены в Институте точной механики и вычислительной техники им. С.А. Лебедева РАН при разработке ИМС быстродействующего АЦП высокой точности, а также при создании библиотеки функциональных блоков для реализации по 180 нм КМОП технологии предприятия ОАО «НИИМЭ и Микрон».

Апробация диссертации

Основные результаты диссертации были доложены на конференциях «Научная сессия МИФИ», проведенных в 2006 - 2009 годах, а также на 11-ой Международной конференции «Цифровая Обработка Сигналов и ее Применение DSPA-2009», проходившей 25 - 27 марта 2009 года в Москве.

Публикации

По теме диссертации опубликовано 17 печатных работ, в том числе 3 - в изданиях, рекомендованных ВАК РФ.

Структура и объем диссертации

Диссертация содержит 166 страниц, в том числе 90 рисунков, и состоит из введения, пяти глав, заключения и списка литературы из 95 наименований.

СОДЕРЖАНИЕ ДИССЕРТАЦИИ

Введение

Во введении обоснована актуальность темы, определена цель диссертации. Поставлена задача исследования и сформулированы основные положения, выносимые на защиту. Указаны научная новизна и практическая значимость диссертации.

1. Анализ методов снижения потребляемой мощности конвейерных

АЦП

Способы снижения энергопотребления конвейерных КМОП АЦП, представленные в литературе, можно условно разделить на две группы (рис. 1). В первую группу включены методы, направленные на структурную и параметрическую оптимизацию традиционной конвейерной архитектуры. К структурным методам можно, например, отнести исключение из тракта обработки сигнала входного УВХ. К параметрическим методам относятся масштабирование и оптимизация разрядности каскадов. Способы, отнесенные ко второй группе, используют оригинальные схемные решения, дающие возможность или снизить до минимума потребляемую мощность ОУ в каскадах АЦП, например, путем эффективного динамического перераспределения энергоресурса между элементами, или даже совсем исключить операционные усилители из МЦАП.

Развитие и эффективное применение методов снижения энергопотребления позволили за последние годы достичь значительного прогресса в области проектирования конвейерных КМОП АЦП с очень низким уровнем потребляемой мощности. Вместе с тем, даже на основе имеющегося технологического базиса есть перспективы дальнейшего повышения их энергетической эффективности.

Рис. 1. Классификация методов снижения потребляемой мощности конвейерных

КМОП АЦП.

Основные пути в этом направлении представляются следующими. Первый путь — развитие методов, основанных на динамическом перераспределении энергетического и компонентного ресурсов схемы.

Второй путь заключается в существенном упрощении аналоговых блоков за счет проведения цифровой постобработки. Действительно, аналоговые блоки являются основными потребителями энергии в конвейерной архитектуре, причем рассеиваемая ими мощность возрастает при переходе на меньшие проектные нормы и напряжения питания.

С другой стороны, современные технологии дают преимущество цифровым схемам. Энергия, затрачиваемая на такт преобразования АЦП, эквивалентна энергии, потребляемой за тот же период схемой, содержащей до 105 цифровых вентилей. Поэтому тенденция к отказу от ряда сложных и энергоемких аналоговых блоков в пользу цифровых узлов -нелинейных, но простых в схемотехнической реализации и обладающих низким энергопотреблением, вероятно, будет преобладать. Поэтому актуальным представляется направление, связанное с разработкой цифровых алгоритмов калибровки нелинейности аналоговых блоков.

В основе методов снижения энергопотребления конвейерных АЦП, предложенных в настоящей работе, - совершенствование традиционной архитектуры и разработка системы цифровой калибровки, которая позволяет ослабить требования к параметрам аналоговых блоков.

Одно из перспективных направлений исследований и разработок в области проектирования СНК - развитие методов организации распределенного питания таких систем. Традиционный подход, предполагающий подачу различных номиналов постоянных по величине питающих напряжений на микросхему с печатной платы, становится менее эффективным в условиях повышения требований к энергоэффективности СНК.

В настоящее время также находит применение альтернативный подход, позволяющий независимо устанавливать и регулировать режимные параметры различных частей устройства, эффективно разделять питание цифровых и аналоговых блоков, что дает возможность динамического управления режимами отдельных узлов СНК с целью оптимизации распределения энергоресурса системы и оптимизации режимов питания компонентов.

Организация системы распределенного питания аналого-цифровых СНК, позволяет повысить энергоэффективность составляющих их СФ-блоков, в том числе АЦП. Показателем эффективности может служить снижение совокупных энергозатрат на аналого-цифровое преобразование.

Для организации распределенного питания необходима соответствующая элементная база, в частности линейный регулятор (стабилизатор) напряжения с малой допустимой разностью напряжений вход - выход и низким уровнем собственного энергопотребления.

2. Исследование структурных блоков АЦП Входные устройства выборки-хранения (УВХ) позволяют зафиксировать аналоговый сигнал на определенное время, требуемое для его обработки. От параметров УВХ зависят, разрешающая способность и динамические характеристики АЦП, поэтому УВХ является самым критичным блоком, как с точки зрения точности работы конвейерного АЦП, так и потребляемой мощности.

К наиболее существенным составляющим погрешности УВХ можно отнести нелинейные искажения коммутирующих элементов, прямое прохождение сигнала управления ключом в цепь выборки через емкости перекрытия затвор-исток и затвор-сток, инжекция заряда в цепь прохождения сигнала, тепловой шум конденсаторов выборки, апертурное дрожание управляющего сигнала. Существует множество вариантов реализации схем выборки-хранения, в которых используется ряд способов повышения точности: коммутация со стороны нижней обкладки, применение ключей с вольтодобавкой, использование дифференциальных структур. Большинство их основано на использовании операционного усилителя (ОУ), охваченного цепью обратной связи (ОС). Различают УВХ с переворачивающимся конденсатором и с перераспределением заряда. Оба варианта отличаются глубиной ОС, и, следовательно, коэффициентом передачи.

Основным элементом УВХ такого типа является ОУ. Его характеристики (статический коэффициент усиления, напряжение смещения, полоса пропускания) напрямую влияют на погрешность выборки-хранения. Потребляемая мощность УВХ определяется мощностью, рассеиваемой ОУ. Следовательно, предельное значение потребления УВХ, при котором обеспечивается требуемая скорость и точность преобразования, также определяется характеристиками ОУ. В настоящей работе показано, что для ЛГ-битного преобразователя при условии экспоненциального установления напряжения на выходе ОУ минимальная потребляемая мощность определяется выражением:

шш ии '

где А - константа, зависящая от параметров технологии и температуры; Кдд - напряжение питания; 01\У - произведение полосы пропускания на статический коэффициент усиления ОУ; РЗ — размах шкалы преобразования. Минимальное значение С ВIV определяется требованиями к быстродействию АЦП и величиной нагрузочной емкости, которая в свою очередь определяется допустимым тепловым шумом. Поэтому, зависимость минимальной потребляемой мощности УВХ от параметров АЦП имеет вид:

Р =в.г.у таг. (2)

ш Уу Ой

где В - константа;^ - частота дискретизации.

Наиболее критичный блок каскада АЦП - многофункциональный умножающий цифроаналоговый преобразователь (МЦАП), выполняющий функции преобразования в аналоговую форму результата сравнения, а также его вычитания из входного сигнала и усиления. Точность работы и потребляемая мощность МЦАП напрямую влияет на соответствующие параметры АЦП. В основе работы МЦАП так же, как и УВХ, лежит процесс перераспределения заряда между конденсаторами, который обеспечивается за счет поддержания состояния «виртуального нуля» с помощью ОУ. Поэтому основными источниками неидеальности МЦАП являются конечные характеристики ОУ, а также технологический разброс конденсаторов каскада.

Минимальное энергопотребление МЦАП напрямую зависит от номиналов используемых конденсаторов. Если наименьший размер этих конденсаторов ограничивается тепловым шумом, то, предполагая, что выходное напряжение каскада устанавливается экспоненциально, минимальная мощность, рассеиваемая первым каскадом, определяется следующим соотношением:

р -с-р.у 4>, (3)

ВО

где N- разрядность АЦП; к- разрядность каскада; С - константа.

В преобразователях высокой точности необходимо учитывать технологический разброс конденсаторов. Величина вызванных этим искажений обратно пропорциональна квадратному корню из номинала конденсаторов, используемых в каскаде. Рассчитав минимальный размер конденсаторов, можно показать, что в данном случае предельная мощность, рассеиваемая первым каскадом, определяется не (3), а выражением:

4ы-^-к+\Г.2к, (4)

где И - константа.

Другим важным блоком в составе каскада АЦП является компаратор. Наличие цифровой коррекции позволяет во многих случаях использовать простые динамические компараторы на базе регенеративных каскадов типа триггер-защелка, которые при низкой точности отличаются минимальным статическим энергопотреблением и занимают минимальную площадь. Однако их применение затруднительно в каскадах с высоким разрешением и в прецизионных АЦП. В первом случае требуется компенсация напряжения смещения компаратора, а во втором - введение входного буферного каскада дня подавления искажений в аналоговом тракте в момент срабатывания компаратора. Подобные меры приводят к существенному увеличению потребляемой мощности и занимаемой компараторами площади, что может стать преградой для снижения потребляемой мощности АЦП в целом.

С целью более эффективного использования компонентного и энергетического ресурсов АЦП предложено часть схем компараторов смежных каскадов выделить в общий разделяемый ресурс, совместно используемый обоими каскадами. Такая возможность обеспечивается тем, что в конвейерных преобразователях происходит периодическая смена функциональных состояний четных и нечетные каскадов — одни в режиме выборки, другие в режиме хранения и наоборот. Поэтому узлы, которые не используются в одном из каскадов в соответствии с его текущим состоянием, могут быть переданы соседнему каскаду. Аналогичный метод применяют, используя в качестве разделяемого ресурса операционный усилитель в схеме МЦАП. Предлагается применить его для уменьшения количества блоков компараторов.

3. Снижение потребляемой мощности АЦП с помощью цифровой автокалибровки

Традиционно использование автокалибровки, как правило, имеет целью обеспечить линейность преобразования, приводя зачастую к увеличению рассеиваемой мощности. В работе предложен метод цифровой автокалибровки, который может быть использован как для улучшения линейности, так и снижения энергопотребления многоканальных АЦП.

Предложенный алгоритм предполагает измерение и занесение в память калибровочных коэффициентов в режиме самотестирования при подаче питания на схему. В АЦП с несколькими конвейерами все каналы калибруются независимо. Определение поправочных коэффициентов для каждого из калибруемых каскадов производится следующими за ним каскадами конвейера. Если несколько каскадов подлежат калибровке, то определение коэффициентов выполняется последовательно, начиная с конца конвейера. Принципиальная схема каскада с автокалибровкой приведена на рис. 2.

Самотестирование каскада осуществляется с помощью дополнительного конденсатора (рис. 2). Для измерения погрешности АС^ конденсатор последовательно подключается к источникам +УЯ и —У*, в то время как измеряемый конденсатор подключается, соответственно к -Ук и . Остальные конденсаторы и аналоговый вход подключаются к общей шине. Таким образом, в отсутствие погрешностей выходное напряжение каскада во время самотестирования равно ±Уц/2. Отклонение от этого значения измеряется АЦП, состоящим из цепочки каскадов, которые расположены в конвейере после калибруемого каскада. Аналогично измеряются отклонения номиналов остальных конденсаторов каскада, в том числе дополнительного С^, что позволяет учесть его погрешность при вычислении коэффициентов.

<Ps

V,m о—oV-

Фз

%

-«V

фсн е. .

VIN ©—oN>-»—|j—i > Ц*......o\—о

{V^OrVJo-oVJ

's c.

VIN О—J|-H h—О

{ад-vjo-oVi

v:

's G

V S,1

О—О

{VRi0;-VR}^-cVJ cpJ

{VrIOj-VJ

<Ps

>

Kurt

Рис. 2. Схема МЦАП разрядности 2,5 бит с дополнительным конденсатором, предназначенным для автокалибровки

В конце процедуры вычисляются и заносятся в память поправочные коэффициенты, закрепленные за каждым из конденсаторов каскада. Какой из коэффициентов будет применен во время основного режима преобразования, зависит от способа формирования остатка на выходе каскада. После калибровки остается только мультипликативная составляющая погрешности и дальнейшая коррекция не требуется, если АЦП имеет архитектуру с одним конвейером.

Передаточные характеристики каскада разрядностью 2,5 бит, а также всего АЦП до и после калибровки показаны на рис. 3. Идеальные характеристики отмечены пунктирными линиями.

Предложенный метод цифровой автокалибровки требует минимальных энергозатрат, так как не предполагает добавления в схему аналоговых блоков. Вместе с тем, он позволяет устранить погрешности, вызванные технологическим разбросом конденсаторов. Так как величина этих искажений обратно пропорциональна квадратному корню из номинала конденсаторов, используемых в каскаде, внедрение метода позволяет снизить данный номинал без ухудшения линейности преобразователя.

а)

б)

в)

г)

Рис. 3. Передаточная функция каскада разрядностью 2,5 бит (а) до и (в) после калибровки; передаточная функция АЦП (б) до и (г) после калибровки

Теоретически снижение номиналов конденсаторов можно ограничить только тепловым шумом, среднеквадратичное значение которого должно находиться в пределах шума квантования. Воспользовавшись выражениями (3,4), можно найти выигрыш по энергопотреблению в первом каскаде, т.е. во сколько раз потребляемая мощность без калибровки больше соответствующей величины с калибровкой:

где х ~ константа, определяемая технологией; кв - постоянная Больцмана; Г - температура; к - разрядность каскада.

В современных КМОП технологиях с проектными нормами 0,18 мкм константа х имеет порядок 10"9 Ф1/2, следовательно при /ГС =2 В и Т = 300 К величина у ~ 10. Таким образом, теоретически в рамках принятой модели калибровка позволяет достичь почти 5-кратного снижения энергопотребления первого каскада (при к = 1).

С ростом температуры эффективность метода снижается, а при увеличении диапазона входных сигналов увеличивается.

Р

ШЙТ 2* ' 2" '

(5)

■в

4. Разработка конвейерных АЦП с пониженным потреблением тока На рис. 4. представлена упрощенная структурная схема СФ-блока АЦП, разработанного для использования в составе БИС СНК для международного физического эксперимента СВМ. Данная специализированная БИС применяется в системе считывания сигналов микрополосковых координатных детекторов и содержит 128 каналов аналоговой обработки сигналов и несколько быстродействующих АЦП.

Предложенная архитектура преобразователя позволяет добиться высокой эффективности с точки зрения минимизации рассеиваемой мощности. Этого удалось достичь с использованием следующих методов:

• совместное использование ОУ смежными каскадами АЦП;

• масштабирование емкостей конденсаторов каскадов;

• эффективное использование компараторов - метод, предложенный в настоящей диссертационной работе.

В результате применения указанных методов потребляемую мощность АЦП удалось снизить до уровня менее 9 мВт при частоте выборки 20 МГц. Даже с учетом мощности, рассеиваемой вспомогательными блоками и выходными драйверами, можно говорить о более чем двукратном снижении энергопотребления по сравнению с традиционной архитектурой. Другие параметры разработанного СФ-блока АЦП представлены в табл. 1.

Прототип 12 битного АЦП с быстродействием 100 Мвыб/с, структурная схема которого приведена на рис. 5, разработан с применением рассмотренных методов снижения потребляемой мощности, в т.ч. предложенных в настоящей работе.

Метод эффективного использования компараторов позволил снизить их энергопотребление и занимаемую площадь в два раза. Реализация

алгоритма калибровки позволила уменьшить номиналы конденсаторов более чем в два раза без ухудшения линейности преобразования, что дало существенный выигрыш в энергопотреблении.

Применение этих и других методов позволило снизить потребляемый АЦП ток с 331 мА до 208 мА. Спектр на выходе АЦП, полученный в результате моделирования работы устройства при частоте дискретизации 100 МГц и частоте входного сигнала 9,77 МГц, представлен на рис. 6. Из него получены значения основных динамических характеристик разработанного АЦП: динамический диапазон, свободный от гармоник, равен 72 дБ и эффективная разрядность - 10,2 бит.

Параметры разработанного АЦП, определенные по результатам моделирования полной схемы на уровне транзисторов, с использованием проектных библиотек компании Х-БАВ представлены в табл. 2.

Табл. 1. Параметры СФ-блока АЦП с пониженным энергопотреблением

Номинальная разрядность бит 9

Максимальная частота выборки МГц 20

Отношение сигнал /(шум и искажения) дБ 43,3

Эффективная разрядность бит 6,9

Напряжение питания В 1,8

Потребляемая мощность мВт 9

Диапазон входных дифференциальных сигналов В ±0,5

Технология КМОП 0,18 мкм компании иМС

Рис. 5. Архитектура быстродействующего 12-битного АЦП с пониженным потребляемым током и калибровкой

о -25 -50

-125 --------------------------H------------------------\—1---------------

I I

.150 1 1

0 10 20 30 40 50

Частота, МГц

Рис. 6. Спектр на выходе быстродействующего АЦП с пониженным потребляемым током и калибровкой по результатам моделирования

Табл. 2. Параметры АЦП с пониженным потребляемым током и калибровкой

Разрядность бит 12

Частота преобразования МГц 100

Отношение сигнал/(шум и искажения) дБ 63,2

Динамический диапазон свободный от гармоник дБс 72

Эффективная разрядность бит 10,2

Напряжение питания В 5

Диапазон входных дифференциальных сигналов В ±1

Типовой потребляемый ток (аналоговая часть) мА 112

Типовой потребляемый ток (цифровая часть) мА 96

Потребляемая мощность, мВт 733

Технология КМОП 0,18 мкм компании X-FAB

В табл. 3 приведены параметры разработанных АЦП в сравнении с параметрами конвейерных КМОП преобразователей, серийно выпускаемых ведущими мировыми производителями и имеющих близкие к разработанным АЦП разрядность, быстродействие и функциональные возможности. Уровень потребляемого тока разработанных АЦП ниже уровня тока потребления серийных промышленных микросхем.

Табл. 3. Основные параметры современных КМОП АЦП ведущих производителей и разработанных АЦП (тип I и тип 2)

Наименование Номинальная разрядность, бит Максимальная тактовая частота, МГц Эффективная разрядность, бит Потребляемый ток, мА

AD9609 10 20 9,9 45

ADC1002S020 10 20 9,3 20

LTC2236 10 25 9,7 19

ADS930 8 30 7,2 22

Тип 1 9 20 6,9 5

МАХ19538 12 95 11,5 141

AD9233 12 105 11,4 194

ADS6124 12 105 11,5 115

LTC2252 12 105 11,4 126

ADC12C105 12 105 11,5 141

KAD5512HP 12 125 11,2 137

Тип 2 12 100 10,2 112

5. Разработка линейного регулятора напряжения для управления

питанием СНК

Для организации распределенной системы электропитания СНК, что, как было отмечено, позволяет повысить энергоэффективностъ аналого-цифровых блоков системы, необходимо разработать СФ-блок линейного регулятора напряжения (JIPH). Он должен обеспечивать стабильность напряжений питания АЦП при изменении напряжений внешних источников, обеспечивать подавление импульсных помех, иметь малое время установления для организации режимов активно-пассивного питания и обеспечивать необходимый для питания обслуживаемых блоков выходной ток при минимальном собственном энергопотреблении. В табл. 4 приведены характеристики СФ-блока ЛРН, разработанного автором в рамках проекта по созданию библиотеки базовых КМОП компонентов и блоков для отечественной технологической линии предприятия «НИИМЭ и «Микрон» с проектными нормами 0,18 мкм. Данные получены путем моделирования с помощью симулятора spectre. Разработанный регулятор может быть использован в СНК с несложной сетью распределенного питания. Достигнутые значения потребляемой мощности регулятора позволяют его применение для питания массивов СФ-блоков АЦП с низким энергопотреблением.

Напряжение питания В 2,7-5,5

Выходное напряжение при токе нагрузки 150 мА В 1,78-1,83

Относительная нестабильность выходного напряжения при изменении напряжения на входе, не более %/В 0,63

Относительная нестабильность выходного напряжения при изменении тока нагрузки, не более %/мА 0,17

Потребляемый ток при токе нагрузки (0 - 150) мА мкА 130-500

Заключение

Основной научный результат диссертационной работы заключается в развитии методов проектирования конвейерных КМОП аналого-цифровых преобразователей с пониженной потребляемой мощностью. Основные теоретические результаты

1. Получены соотношения, устанавливающие связь потребляемой мощности базовых блоков конвейерных АЦП с другими параметрами этих блоков и параметрами АЦП в целом. Они позволяют сделать предварительные оценки основных параметров схем в начальной стадии проектирования и сократить временные затраты при выборе архитектуры преобразователя, позволяющей минимизировать его потребляемую мощность.

2. Предложен метод снижения энергозатрат блоков компараторов, потребляемой мощности и уменьшения площади АЦП конвейерного типа, основанный на динамическом конфигурировании их структуры.

3. Предложен алгоритм цифровой авто калибровки конвейерных АЦП, позволяющий повысить точность преобразования при одновременном снижении потребляемой мощности.

Частные теоретические результаты

1. Определены погрешности основных блоков АЦП, реализуемых по КМОП технологии (УВХ различных типов и МЦАП), показаны способы повышения их точности. Получены оценки предельных значений потребляемой мощности этих блоков в зависимости от характеристик каскадов АЦП и параметров всего преобразователя. Установлено следующее, а. В каскадах с эффективной разрядностью от одного до трех бит минимальные значения емкостей конденсаторов МЦАП определяются требованиями к линейности преобразования. При повышении точности АЦП емкости конденсаторов должны увеличиваться. Для сохранения быстродействия необходимо соответсг-

венно увеличивать рабочие токи усилителей. Поэтому наблюдается почти экспоненциальный рост энергопотребления каскадов с увеличением разрядности АЦП.

Ь. В каскадах с эффективной разрядностью свыше трех бит минимальные значения емкостей конденсаторов МЦАП ограничены уровнем шумов и могут быть меньше, чем в предыдущем случае. Однако, из-за повышенных требований к точности каскадов, требования к точности усилителей также оказываются выше, что не позволяет уменьшить их рабочие токи. Анализ показывает, что с увеличением точности АЦП энергопотребление многоразрядных каскадов растет быстрее, чем энергопотребление каскадов малой разрядности.

Оптимальная величина эффективной разрядности каскадов по критерию минимизации потребляемой мощности - от 1 до 2 бит.

2. Предложен метод уменьшения числа блоков компараторов в АЦП конвейерного типа, основанный на совместном использовании их в смежных каскадах трактов обработки сигналов. Благодаря динамическому перераспределению энергетического и компонентного ресурсов, предложенный метод позволяет уменьшить потребляемую мощность и занимаемую площадь АЦП более чем на 12 %.

3. Предложен способ схемной реализации алгоритма цифровой автокалибровки конвейерных АЦП, который позволяет в фоновом режиме корректировать нелинейные искажения, вызванные технологическим разбросом конденсаторов, а также уменьшить погрешности, вносимые операционными усилителями и аналоговыми ключами. Введение автокалибровки позволяет также снизить потребляемую мощность каскадов. Выполненные оценки показывают, что при малой разрядности каскадов конвейера теоретически возможно снижение энергопотребления первого каскада АЦП почти в 5 раз. Основные практические результаты

1. С применением предложенных методов снижения энергопотребления АЦП конвейерного типа разработан СФ-блок АЦП разрядностью 9 бит с быстродействием 20 Мвыб/с и потребляемой мощностью 9 мВт. СФ-блок создан для использования в составе 128-канальной СНК, которая проектируется для реализации по 180 нм КМОП технологии компании UMC и предназначена для считывания сигналов кремниевых детекторов в установке траек-торных измерений планируемого международного физического эксперимента СВМ.

2. С помощью предложенных методов снижения потребляемой мощности и с использованием предложенного способа автокалибровки разработана ИМС прецизионного быстродействующего АЦП. ИМС

выполнена по двухканальной конвейерной схеме с мультиплексированием выборок между каналами и реализована по КМОП технологии компании X-FAB с проектными нормами 180 нм. Данная версия АЦП имеет разрядность 12 бит, быстродействие 100 Мвыб/с и потребляемую мощность 733 мВт при напряжении питания аналоговых блоков 5 В. Разработка использована Институтом точной механики и вычислительной техники им. С.А. Лебедева РАН. Частные практические результаты

1. Предложенный метод эффективного использования компараторов конвейерных АЦП позволил снизить суммарную потребляемую мощность компараторов в составе СФ-блока 9-битного АЦП на 32 %, а занимаемую ими площадь на 38 %. Тот же метод позволил на 47 % снизить энергопотребление и на 42 % уменьшить площадь, занимаемую компараторами на кристалле ИМС 12-битного АЦП.

2. Реализация алгоритма автокалибровки показала возможность уменьшения погрешностей, вызванных технологическим разбросом номиналов компонентов, и улучшения линейности АЦП более чем в 60 % случаев. Использование метода позволило уменьшить емкости конденсаторов первого каскада на 60 %, что дало возможность снизить потребляемый ток каскада на 34 % и занимаемую каскадом площадь на 36 %. Совместно с другими методиками это привело к снижению потребляемой мощности АЦП на 57 %.

3. На базе цифровой КМОП технологии с проектными нормами 180 нм разработан СФ-блок линейного регулятора напряжения с малым падением напряжения между входом и выходом при токах до 150 мА. При максимальном токе нагрузки устройство потребляет менее 500 мкА, при нулевом токе нагрузки - около 130 мкА. Регулятор сохраняет стабильность при малых значениях емкостей конденсаторов фильтров в цепях нагрузки и отличается повышенным быстродействием. Он предназначен для задания и стабилизации уровней питающих напряжений блоков СНК, имеющих распределенную систему электропитания. Применение разработанных регуляторов позволяет быстро переключать режимы питания блоков АЦП и тем самым эффективно управлять распределением энергоресурсов системы. Повышенное быстродействие регулятора позволяет обеспечить необходимые динамические характеристики, а низкое собственное энергопотребление - улучшить энергетическую эффективность системы. Разработанный СФ-блок регулятора напряжения использован Институтом точной механики и вычислительной техники им. С.А. Лебедева РАН при создании библиотеки функциональных блоков, предназначенной для выполнения проектов на базе КМОП технологии ОАО «НИИМЭ и Микрон».

Список работ, опубликованных по теме диссертации

Публикации в изданиях, рекомендованных ВАК РФ

1. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И., Устройства выборки-хранения быстродействующих АЦП. // Микроэлектроника, 2007, том 36, № 5, с. 390 - 400.

2. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И., Методы снижения потребляемой мощности конвейерных КМОП АЦП. // Микроэлектроника, 2008, том 37, № 4, с. 287-299.

3. Бочаров Ю.И., Гуменюк A.C., Лапшинский В.А., Осипов Д.Л., Симаков А.Б., Архитектура специализированной БИС считывания сигналов многоканальных датчиков. // Датчики и Системы, 2008, № 10, с. 47 - 50.

Статьи и материалы конференций

4. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И., Повышение эффективности использования компараторов в конвейерных АЦП. // Сборник научных трудов ИТМиВТ РАН им. С.А. Лебедева, 2008, № 1, с. 87 - 90.

5. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И. Проектирование дифференциальных КМОП усилителей для АЦП. // Схемотехника, 2006, № 12, С. 2 - 6.

6. Гуменюк А. С., Бочаров Ю. И. Методика анализа Фурье при моделировании аналого-цифровых схем с помощью средств проектирования Cadence // ChipNews, 2007, № 9, С. 22 - 25.

7. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И. Оптимизация конструктивных и топологических параметров конвейерных КМОП АЦП. // ChipNews, 2009, № 1, С. 29-32.

8. Проектирование БИС класса «Система на кристалле»: Учебное пособие. // Ю.И. Бочаров, A.C. Гуменюк, А.Б. Симаков, П.А. Шевченко. - М.: МИФИ, 2008.188 с.

9. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И. Влияние системы калибровки на потребляемую мощность конвейерных АЦП. // Труды Российского научн.-техн. общества им. A.C. Попова. Серия: Цифровая обработка сигналов и ее применение. Выпуск: XI - 2. / Доклады 11-й Международной конференции «Цифровая обработка сигналов и ее применение». - Москва, 2009. С. 556-559.

10. Е. Atkin, Yu. Bocharov, A. Gumenyuk, D. Osipov, A. Polyakov, A. Sima-kov, M. Simakov, V. Shunkov and A. Voronin. Low Power Pipelined ADC IP-blocks. // CBM Progress Report 2007. GSI Report 2008-4. DSI Darmstadt 2008. P. 50. ISSN: 0171-4546, ISBN: 978-3-9811298-5-4. http://www.gsi.de/documents/DOC-2008-May-3-l.pdf

11. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И. Сравнительный анализ вариантов схемотехнической реализации аналоговых ключей по субмикронной КМОП технологии. // Научная сессия МИФИ-2006. Сб. научных трудов. Т. 1. -М.: МИФИ, 2006, с. 113 - 115.

12. Бочаров Ю.И., Гумешок A.C., Симаков А.Б., Горбунов М.С., Шунков В.Е., Поляков A.B. Анализ методов построения и разработка КМОП БИС аналого-цифровой многоканальной «системы на кристалле». // Научная сессия МИФИ-2007. Сборник научных трудов. В 17 томах. Т.1 Автоматика. Микроэлектроника. Электроника. Электронные измерительные системы. Компьютерные медицинские системы. - М.: МИФИ, 2007, С. 111112.

13. Гуменюк A.C., Шунков В.Е., Бочаров Ю.И. Топологическое проектирование конвейерного АЦП по субмикронной КМОП технологии. // Научная сессия МИФИ-2007. Сборник научных трудов. В 17 томах. Т.1 Автоматика. Микроэлектроника. Электроника. Электронные измерительные системы. Компьютерные медицинские системы. - М.: МИФИ, 2007, С. 117-118.

14. Бочаров Ю.И., Гумешок A.C., Симаков А.Б., Шунков В.Е., Поляков A.B., Борзунова Е.А., Осипов Д.Л., Бойнов В.Н. Исследование архитектурных и схемных решений, направленных на снижение потребляемой мощности многоканальной «системы на кристалле» для координатных детекторов. // Научная сессия МИФИ-2008. Сборник научных трудов. В 15 томах. Т.8 Автоматика и электроника в атомной технике. Микро- и наноэлектроника. - М.: МИФИ, 2008. С. 174 - 175.

15. Гуменюк A.C., Дьяченко В.А., Смородинов A.B., Бочаров Ю.И. Двух-канальное устройство выборки-хранения для быстродействующего конвейерного АЦП. // Научная сессия МИФИ-2008. Сборник научных трудов. В 15 томах. Т.8 Автоматика и электроника в атомной технике. Микро- и наноэлектроника. - М.: МИФИ, 2008. С. 178 - 179.

16. Гуменюк A.C., Симаков А.Б., Бочаров Ю.И., Борзунова Е.А. Асинхронная архитектура многоканальной системы-на-кристалле для считывания сигналов координатных детекторов. Н Научная сессия МИФИ-2008. VI Конференция Научно-образовательного центра CRDF. Фундаментальные исследования материи в экстремальных состояниях. Физика ядра и элементарных частиц. Сборник научных трудов. - М.: МИФИ, 2008. С. 69 -70.

17. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И. Линейный регулятор напряжения для управления питанием БИС типа «система на кристалле». // Научная сессия МИФИ-2009. Нанофизика и нанотехнологии. Секция 2-4. Микро- и наноэлектроника.

Подписано в печать 24.12.2009

Печать трафаретная

Заказ №3652 Тираж 100 экз.

Типография «11-й ФОРМАТ» ИНН7726330900 115230, Москва, Варшавское ш., 36 (499) 788-78-56 www.autoreferat.ru

СОДЕРЖАНИЕ.

ВВЕДЕНИЕ.

1. АНАЛИЗ МЕТОДОВ СНИЖЕНИЯ ПОТРЕБЛЯЕМОЙ МОЩНОСТИ КОНВЕЙЕРНЫХ АЦП

1.1 Аналого-цифровые преобразователи конвейерного типа.

1.1.1 Принципы работы конвейерных преобразователей.

1.1.2 Традиционная конвейерная архитектура.

1.2 Методы снижения потребляемой мощности АЦП.

1.2.1 Оптимизация традиционной архитектуры.

1.2.2 Схемотехнические методы.

1.3 Теоретический предел энергопоребления конвейерных АЦП.

1.4 Характеристики современных промышленных КМОП АЦП.

1.5 Распределенное питание СНК.

1.6 Выводы.

2. ИССЛЕДОВАНИЕ СТРУКТУРНЫХ БЛОКОВ АЦП.

2.1 Устройства выборки-хранения.

2.1.1 Простейшее устройство выборки-хранения.

2.1.2 Методы повышения точности базовой схемы УВХ.

2.1.3 УВХ с переворачивающимся конденсатором.

2.1.4 УВХ с перераспределением заряда.

2.1.5 Сравнение УВХ по динамическим и шумовым характеристикам.

2.1.6 Теоретический предел потребляемой мощности УВХ.

2.2 Многофункциональные умножающие ЦАП.

2.2.1 Передаточная функция МЦАП.

2.2.2 Теоретический предел потребляемой мощности МЦАП.

2.2.3 Компараторы в традиционной архитектуре АЦП.

2.2.4 Архитектура АЦП с уменьшенным числом блоков компараторов.

2.2.5 Выводы.

2.3 Выводы.:.

3. СНИЖЕНИЕ ПОТРЕБЛЯЕМОЙ МОЩНОСТИ АЦП С ПОМОЩЬЮ ЦИФРОВОЙ АВТОКАЛИБРОВКИ.

3.1 Общий алгоритм авто калибровки.

3.2 Самотестирование МЦАП.

3.3 Калибровочные коэффициенты.

3.4 Калибровка коэффициента усиления АЦП.

3.5 Точность калибровки.

3.6 Эффект снижения потребляемой мощности АЦП.

3.7 Выводы.

4. РАЗРАБОТКА КОНВЕЙЕРНЫХ АЦП С ПОНИЖЕННЫМ ПОТРЕБЛЕНИЕМ ТОКА.

4.1 Разработка СФ-блоков АЦП средней скорости и разрядности.

4.1.1 СФ-блок 7-битного АЦП с быстродействием 20 Мвыб/с.

4.1.2 СФ-блок 9-битного АЦП с быстродействием 20 Мвыб/с и низким энергопотреблением.

4.2 Разработка быстродействующего АЦП высокой точности.

4.2.1 Определение требований к параметрам блоков АЦП.

4.2.2 Первый прототип АЦП.

4.2.3 Быстродействующий АЦП с пониженным потребляемым током и калибровкой.

4.3 Выводы.

5. РАЗРАБОТКА ЛИНЕЙНОГО РЕГУЛЯТОРА НАПРЯЖЕНИЯ ДЛЯ

УПРАВЛЕНИЯ ПИТАНИЕМ СНК.

5.1 Разработка СФ-блока ЛРН традиционной архитектуры.

5.1.1 Архитектура.

5.1.2 Требования к компонентам системы.

5.1.3 Схемотехнические особенности разработанного ЛРН.

5.1.4 Характеристики разработанного ЛРН.

5.2 Выводы.

Актуальность темы

Одной из тенденций последних десятилетий является быстрое развитие цифровых электронных систем. Вместе с тем, всегда необходимы средства, обеспечивающих их связь с внешним миром. Это аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи (АЦП и ЦАП). Рост производительности цифровых процессоров требует соответствующего роста быстродействия аналого-цифровых интегральных микросхем (ИМС).

Наблюдается тенденция решать основную часть задач обработки сигналов цифровыми средствами, а аналоговые использовать лишь там, где применение цифровых технологий пока ограничено. Это, в частности находит отражение в развитии современных радиочастотных систем, где минимизируется число аналоговых блоков в тракте обработки сигнала. Например, в радиоприемниках последнего поколения, в которых настройка и системная реконфигурация при смене частот и коммуникационных стандартов обеспечивается программными средствами, грани ца между аналоговой и цифровой частью смещена максимально близко к антенне. Такое решение позволяет увеличить функциональную гибкость устройств, сделав их более универсальными, повысить точность, надежность, снизить потребляемую мощность и стоимость.

С другой стороны это ведет к ужесточению требований к АЦП, которые должны обеспечивать высокую частоту преобразования, иметь широкую полосу пропускания и большой динамический диапазон. Такое сочетание параметров должно достигаться при возможно меньшем энергопотреблении, чтобы эффективно использовать АЦП в мобильных устройствах с автономным питанием.

Среди АЦП с частотой выборки более 10 МГц и разрядностью более 6 бит самое широкое применение нашли преобразователи конвейерного типа, в которых тракт обработки сигнала состоит из последовательно включенных каскадов малой разрядности. Достигнутые показатели точности и быстродействия конвейерных АЦП способствовали их использованию в разных областях (видеотехника, медицина, широкополосная проводная и беспроводная связь, измерительное оборудование и др.). При этом часто основным ограничивающим фактором их применения является относительно высокий уровень потребляемой мощности. Например, современный 10-битный АЦП имеет удельное энергопотребление около 0,25 мВт на каждый мегагерц частоты преобразования [1]. Это значит, что использование таких преобразователей при частоте выборки более 40 МГц в составе многих мобильных устройств с автономным питанием станет эффективным лишь при снижении уровня энергопотребления. Еще острее эта проблема стоит для преобразователей с эффективной разрядностью 12 бит и более.

Таким образом, массовое применение конвейерных АЦП в разных областях и особенно расширение их использования в портативных устройствах выдвигают на первый план задачу снижения потребляемой мощности этих АЦП.

Современные микросхемы высокой и сверхвысокой степени интеграции (СБИС), содержащие в своем составе АЦП конвейерного типа, часто реализуются как «системы на кристалле» (СНК). При проектировании СНК повторно используются готовые, верифицированные сложнофункциональные блоки (СФ-блоки), что позволяет существенно сократить время разработки таких изделий [2].

Выбор технологии создания аналого-цифровых СНК направлен на оптимизацию их цифровой части. Поэтому практически всегда применяется субмикронная КМОП технология, а основной тенденцией является переход к процессам с меньшими проектными нормами и более низкими напряжениями питания. Уменьшение проектных норм ведет к повышению быстродействия как цифровых, так и аналоговых схем. Напротив, снижение напряжения питания, если не принимать специальных мер, приводит к увеличению потребляемой мощности аналоговых узлов [3]. Таким образом, возможности улучшения качественных показателей АЦП благодаря применению субмикронных технологий оказываются ограниченными ростом энергопотребления. Поэтому задача снижения потребляемой мощности АЦП в составе СНК также является востребованной и актуальной.

Настоящая диссертационная работа посвящена проектированию конвейерных АЦП с быстродействием более 10 Мвыб/с (миллионов выборок в секунду), отличающихся пониженным энергопотреблением и реализуемых по субмикронным КМОП технологиям на базе схем с переключаемыми конденсаторами (ПК).

Цель и задачи диссертации

Целью диссертации является снижение энергопотребления быстродействующих АЦП конвейерного типа на основе развития методов динамического конфигурирования и автокалибровки блоков.

Для достижения этой цели необходимо решить следующие задачи.

1. Исследовать основные блоки конвейерных АЦП с целью нахождения зависимости между их энергопотреблением и характеристиками АЦП в целом, оценить пределы снижения потребляемой мощности этих блоков без снижения быстродействия и разрядности преобразователя.

2. Разработать схемные решения, реализующие предложенный метод снижения энергозатрат блоков компараторов, основанный на динамическом конфигурировании их структуры.

3. Разработать алгоритм и схемные решения, обеспечивающие работу предложенной системы цифровой автокалибровки АЦП конвейерного типа, предназначенной как для снижения погрешностей преобразования, так и для снижения потребляемой мощности АЦП.

4. На базе КМОП технологии с проектными нормами 180 нм и предложенных методов разработать 12-битный АЦП с быстродействием 100 Мвыб/с, а также

СФ-блок 9-битного АЦП с быстродействием 20 Мвыб/с и потребляемой мощностью 9 мВт для многоканальной СНК.

5. Разработать линейный микромощный регулятор напряжения для обеспечения локального питания СФ-блоков АЦП в составе СНК с распределенным питанием.

На защиту выносятся следующие положения:

1. Аналитические соотношения, устанавливающие связь между параметрами конвейерных АЦП и потребляемой мощностью базовых блоков.

2. Алгоритм цифровой автоматической коррекции погрешностей преобразования (автокалибровки), который позволяет также снизить потребляемую мощность АЦП благодаря минимизации емкостей конденсаторов в каскадах и, соответственно, токов, требуемых для их перезарядки.

3. Метод уменьшения числа блоков компараторов конвейерных АЦП, основанный на совместном использовании их в смежных каскадах конвейера, позволяющий достичь снижения потребляемой мощности и уменьшения площади, занимаемой схемой на кристалле.

Научная новизна диссертации:

1. Соотношения, устанавливающие связь между точностными и динамическими параметрами АЦП и потребляемой мощностью базовых блоков: входного УВХ и МЦАП.

2. Метод повышения энергоэффективности конвейерных АЦП, основанный на совместном использовании компараторов в смежных каскадах одного или двух параллельных трактов.

3. Алгоритм цифровой автоматической коррекции погрешностей преобразования, позволяющий также существенно снизить потребляемую мощность каскадов. Для первого каскада теоретически достижим почти пятикратный выигрыш в энергопотреблении. Суть алгоритма заключается в том, что на начальном этапе автокалибровки измеряются и сохраняются в памяти ошибки, вносимые каждым из конденсаторов ЦАП, входящих'в состав каскадов конвейера, которые затем вычитаются из выходного кода в основном режиме преобразования. Снижение потребляемой мощности достигается благодаря уменьшению емкостей конденсаторов в каскадах и, соответственно, токов, требуемых для их перезарядки. Дополнительные погрешности, связанные с уменьшением номиналов емкостей, снижаются системой автокалибровки.

Практическая значимость диссертации

Практическая значимость заключается в том, что:

1. Сокращение временных затрат при выборе архитектуры преобразователя с минимальным энергопотреблением благодаря предварительным оценкам основных параметров схем в начальной стадии проектирования, которые могут быть сделаны с помощью полученных соотношений, устанавливающих связь между параметрами АЦП и потребляемой мощностью базовых блоков.

2. С использованием предложенных методов разработан СФ-блок 9-битного АЦП конвейерного типа с максимальной частотой преобразования 20 МГц и потребляемой мощностью 9 мВт. СФ-блок спроектирован для реализации по КМОП технологии с проектными нормами 180 нм и предназначен для использования в составе многоканальной СНК.

3. На основе предложенных методов разработана интегральная микросхема 12-битного конвейерного АЦП с максимальной частотой преобразования 100 МГц, системой автокалибровки и потребляемой мощностью 733 мВт.

4. Разработан СФ-блок быстродействующего линейного регулятора с малым падением напряжения между входом и выходом для использования в СНК с распределенной системой электропитания, реализуемой по КМОП технологии с проектными нормами 180 нм. Минимальная величина тока, потребляемого регулятором, составляет 130 мкА. При максимальном токе нагрузки 150 мА собственное энергопоребление блока не превышает 0,5 мА. Применение разработанного регулятора для управления питанием блоков АЦП позволяет улучшить динамические характеристики и повысить эффективность системы управления электропитанием СНК.

Результаты диссертации внедрены в Институте точной механики и вычислительной техники им. С.А. Лебедева РАН при разработке ИМС быстродействующего АЦП высокой точности, а также при создании библиотеки функциональ ных блоков для реализации по 180 нм КМОП технологии предприятия ОАО «НИИМЭ и Микрон».

Далее диссертационная работа организована следующим образом. В разделе 1 рассматриваются основные принципы работы АЦП конвейерного типа, представлены результаты сравнительного анализа основных методов снижения потребляемой мощности конвейерных АЦП, приводятся оценки нижних пределов потребляемой мощности, затрачиваемой при аналого-цифровом преобразовании, представлена сравнительная таблица характеристик современных промышленных КМОП АЦП и прототипов, разработанных в данной работе.

В разделе 2 рассматриваются основные блоки конвейерной архитектуры, выявляется зависимость рассеиваемой ими мощности и точности работы АЦП. Также показывается, что энергопоребление и занимаемая площадь компараторов в некоторых случаях может быть значительной и нуждается в снижении. Представлен метод эффективного использования компараторов.

В разделе 3 описывается предложенный алгоритм цифровой автокалибровки АЦП с двухканальной конвейерной архитектурой с времяперемежением. Проводится анализ основных погрешностей преобразования, а также расчет возможного выигрыша в энергопореблении, если целью калибровки становится снижение рассеиваемой мощности АЦП.

Раздел 4 посвящен разработке микросхемы 12 битного 100 МГц конвейерного АЦП с автокалибровкой, а так же СФ-блока 9 битного конвейерного преобразователя с частотой выборки 20 МГц. Оба устройства обладают пониженным потребляемым током и разработаны с применением методик, которым посвящена настоящая работа.

Раздел 5 посвящен разработке маломощного линейного регулятора напряжения, применяемого в СНК с распределенной организацией питания.

В заключении делаются основные выводы диссертационной работы, резюмируются основные научные результаты как теоретические, так и практические.

5.2 Выводы

В настоящем разделе представлен разработанный СФ-блок линейного регулятора напряжения, предназначенный для питания СНК. Дан анализ традиционной архитектуры, лежащей в основе устройства, в том числе теоретическое обоснование выбора параметров компонентов системы. Предложен метод повышения стабильности выходного напряжения ИОН при изменении напряжения питания в широком диапазоне. Также описывается предложенная схема защиты от короткого замыкания, позволяющая сэкономить площадь и существенно упростить проектирование топологии регулятора. Приводятся характеристики JIPH, полученные в результате моделирования.

Разработанный регулятор обеспечивает питание блоков СНК и может быть использован в распределенных системах питания, но с ограничениями. Эти ограничения связаны с традиционной архитектурой, выбранной за основу в данном J1PH. К ним можно отнести следующие [95]:

• Какая бы не была схема компенсации, всегда существует комбинация значений (CL, ResT), при которой система становится неустойчивой. Следовательно возникают ограничения на параметры CL и Resr, что существенно усложняет проектирование сети питания СНК.

• Если потребляемый ток регулятора ограничен даже 10 % тока нагрузки, реакция на изменения тока становится слишком длительной (микросекунды). Выходом, как в случае разработанной схемы, становится использование большой емкости нагрузки (микрофарады). Такую емкость затруднительно реализовать на кристалле, значит требуется дополнительный вывод микросхемы. Следовательно, для организации сложной сети питания СНК, более пяти регуляторов, может не хватить контактных площадок.

Рис. 5.11. Характеристики разработанного J1PH. Зависимость выходного напряжения от температуры (а) и входного напряжения (б) при различных токах нагрузки; зависимость выходного напряжения (в) и потребляемого тока (г) оттока нагрузки при оазличных входных напояжениях

60.0

0 1 2 3 4 5 Resr, Ом

Transient Response

2.0-1 /и (/Mt l. 1.9

1.85 £1.74 о i.C

1.5

1.4. 1? 5.0-1

150.0

125.0-elOO.O

75.0

50.0

25.0i N>).ia.imii г)

350 1.0 1.05 1

1 1.15 1.2 time (nsl

1.25 1.3 1.35

Рис. 5.12. Характеристики разработанного ЛРН. Типовая АЧХ системы (а); запас по фазе в зависимости от сопротивления /^г ~ (б); диаграмма стабильности системы в зависимости от параметров конденсатора нагрузки (в); отклик на ступенчатое изменение

Ni тока нагоузки (г)

Табл. 5.3. Характеристики разработанного ЛРН

Параметр Напм. Условия Мпн Тип Мак с Ед.

Входной диапазон напряжений Т = -40.+85°С 2,7 5,5 В

Потребляемый ток ^n0 1оит=0, ^м=2,7В, Т = -40.+85°С 139 174 201 мкА

1оит=150 мА, ^М=2,7В, Т = -40.+85°С 310 347 375 мкА

1оит=0, ^м=5,5В, Т = -40.+85°С 185 214 242 мкА

1оит=150 мА, ^м=5,5В, Т = -40.+85°С 344 373 401 мкА

Стабильность выходного напряжения Voi.it 1оит=0, ^Ы=2,7.5,5В, Т = -40.+85°С 1оит=150мА, ^=2,7.5,5В, Т=-40.+85°С 1,81 1,78 1,83 1,80 В В

РЕГУЛИРОВАНИЕ

Линейное Нагрузки Д^ит/ ^ит Д^ит/ А1оит/ Vouт 1оит=0, ^=2,7.5,5В, Т = -40.+85°С 1оит=150мА, У|м=2,7.5,5В, Т= -40.+85°С 1оит=1мА, ^м=2,7.5,5В, Т = -40.+85°С 1оит=150мА, 7.5,5В, Т= -40.+85°С 0,03 0,63 0,17 0,01 %/В %/в %/м А %/м А

Время запуска тз1алир 1Оит=0.150 мА, ^м=2,7.5,5В, Т=-40.+85°С 113 МКС

Ограничение тока (Уоит^О) 'ими ^м=2,7.5,5В, Т= -40.+85°С 256 414 мА

Ограничение по температуре ТмАХ Ум=2,7. 5,5В 115 165 °С

ЕИ-ВХОД

Уровень «1» Vн ^N=2,7.5,5В, Т= -40.+85°С 1,65 В

Уровень «0» vL ^м=2,7.5,5В, Т= -40.+85°С 0,88 В

Потребляемый ток в режиме микропотребления (ЕЫ = «0») 1б1ЕЕР ^N=2,7.5,5В, Т= -40.+85°С, 1Оит=0 0,06 мкА

Коэффициент подавления источника питания РБРНЧ ЮКГц, ^N=5,5 В, 1Оит=0.150 мА, Т= -40.+85°С ЮКГц, Ум=2,7 В, 1оит=0. 150 мА, Т= -40.+85°С 52 39 80 78 ДБ ДБ

Выходной шум (ср. кв.) V^lolse 10Гц - ЮОКГц, 1Оит=0.150 мА, ^n=2,7.5,5В, Т= -40.+85°С 1,5 мВ выходной КОНДЕНСАТОР Емкость Последовательное сопротивление Минимальный запас по фазе системы Соит resr Фмш Т= -40.+85°С, 1Оит=0.150 мА, ^м=2,7.5,5В, запас по фазе >= 45° Т= -40.+85°С, 1Оит=0.150 мА, ^м=2,7.5,5В, запас по фазе >= 45° Т= -40.+85 °С, 1Оит=0.150 мА, ^м=2,7.5,5 В, С|оао=1 --15 мкФ, [^=2.-10 ОМ Т= -40.+85 °С, 1Оит=0.150 мА, ^м=2,7.5,5 В, С|оао=1-15 МКФ, Ре5К=0.2 Ом 2,6 0,6 21 7 3,0 мкФ Ом о о

Тем не менее, разработанный СФ-блок может быть использован в СНК с несложной сетью распределенного питания - (2 - 5) регуляторов. Достигнутые значения потребляемой мощности регулятора позволяют его применение для питания массивов СФ-блоков АЦП с низким энергопореблением.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Основной научный результат диссертационной работы заключается в развитии методов проектирования конвейерных аналого-цифровых преобразователей с пониженной потребляемой мощностью.

Основные теоретические результаты

1. Получены соотношения, устанавливающие связь потребляемой мощности базовых блоков конвейерных АЦП с другими параметрами этих блоков и параметрами АЦП в целом. Они позволяют сделать предварительные оценки основных параметров схем в начальной стадии проектирования и сократить временные затраты при выборе архитектуры преобразователя, позволяющей минимизировать его потребляемую мощность.

2. Предложен метод снижения потребляемой мощности и уменьшения площади АЦП конвейерного типа, основанный на динамическом перераспределении их энергетических и компонентных ресурсов.

3. Предложен алгоритм цифровой автокалибровки конвейерных АЦП, позволяющий повысить точность преобразования при одновременном снижении потребляемой мощности.

Частные теоретические результаты

1. Определены погрешности основных блоков АЦП, реализуемых по КМОП технологии (УВХ различных типов и МЦАП), показаны способы повышения их точности. Получены оценки предельных значений потребляемой мощности этих блоков в зависимости от характеристик каскадов АЦП и параметров всего преобразователя. Установлено следующее. а) В каскадах с эффективной разрядностью от одного до трех бит минимальные значения емкостей конденсаторов МЦАП определяются требованиями к линейности преобразования. При повышении точности АЦП емкости конденсаторов должны увеличиваться. Для сохранения быстродействия необходимо соответственно увеличивать рабочие токи усилителей. Поэтому наблюдается почти экспоненциальный рост энергопотребления каскадов с увеличением разрядности АЦП.

Ь) В каскадах с эффективной разрядностью свыше трех бит минимальные значения емкостей конденсаторов МЦАП ограничены уровнем шумов и могут быть меньше, чем в предыдущем случае. Однако, из-за повышенных требований к точности каскадов, требования к точности усилителей также оказываются выше, что не позволяет уменьшить их рабочие токи. Анализ показывает, что с увеличением точности АЦП энергопотребление многоразрядных каскадов растет быстрее, чем энергопотребление каскадов малой разрядности.

Оптимальная величина эффективной разрядности каскадов по критерию минимизации потребляемой мощности составляет от 1 до 2 бит. л

2. Предложен метод уменьшения числа блоков компараторов в АЦП конвейерного типа, основанный на совместном использовании их в смежных каскадах трактов обработки сигналов. Благодаря динамическому перераспределению энергетического и компонентного ресурсов, предложенный метод позволяет уменьшить потребляемую мощность и занимаемую площадь АЦП более чем на 12 %.

3. Предложен способ схемной реализации алгоритма цифровой автокалибровки конвейерных АЦП, который позволяет в фоновом режиме корректировать нелинейные искажения, вызванные технологическим разбросом конденсаторов, а также уменьшить погрешности, вносимые операционными усилителями и аналоговыми ключами. Введение автокалибровки позволяет также снизить потребляемую мощность каскадов. Выполненные оценки показывают, что при малой разрядности каскадов конвейера теоретически возможно снижение энергопотребления первого каскада АЦП почти в 5 раз.

Основные практические результаты

1. С применением предложенных методов снижения энергопотребления АЦП конвейерного типа разработан СФ-блок АЦП разрядностью 9 бит с быстродействием 20 Мвыб/с и потребляемой мощностью 9 мВт. СФ-блок создан для использования в составе 128-канальной СНК, которая проектируется для реализации по 180 нм КМОП технологии компании UMC и предназначена для считывания сигналов кремниевых детекторов в установке траекторных измерений планируемого международного физического эксперимента СВМ.

2. С помощью предложенных методов снижения потребляемой мощности и с использованием предложенного способа автокалибровки разработана ИМС прецизионного быстродействующего АЦП. ИМС выполнена по двухканальной конвейерной схеме с мультиплексированием выборок между каналами и реализована по КМОП технологии компании XFAB с проектными нормами 180 нм. Данная версия АЦП имеет разрядность 12 бит, быстродействие 100 Мвыб/с и потребляемую мощность 733 мВт при напряжении питания аналоговых блоков 5 В. Разработка использована Институтом точной механики и вычислительной техники им. С.А. Лебедева РАН.

Частные практические результаты

1. Предложенный метод эффективного использования компараторов конвейерных АЦП позволил снизить суммарную потребляемую мощность компараторов в составе СФ-блока 9-битного АЦП на 32 %, а занимаемую ими площадь на 38 %. Тот же метод позволил на 47 % снизить энергопотребление и на 42 % уменьшить площадь, занимаемую компараторами на кристалле ИМС 12-битного АЦП.

2. Реализация алгоритма автокалибровки показала возможность уменьшения погрешностей, вызванных технологическим разбросом номиналов компонентов, и улучшения линейности АЦП более чем в 60 % случаев. Использование метода позволило уменьшить емкости конденсаторов первого каскада на 60 %, что дало возможность снизить потребляемый ток каскада на 34 % и занимаемую каскадом площадь на 36 %. Совместно с другими методиками это привело к снижению потребляемой мощности АЦП на 57 %.

В представленной таблице резюмированы результаты практического применения методов, предложенных в настоящей работе.

Прототип 1 Прототип 2

Исх. Мод. Исх. | Мод.

Номинальная разрядность, бит 7 9 12

Частота преобразования, Мвыб/с 20 100

Эффективная разрядность на частоте входного сигнала 1 МГц, бит 10 МГц, бит 6,1 6,9 11,0 10,2

Потребляемый ток по шине с напряжением питания Уоп= 1,8 В, мА У00 = 5 В, мА 14 5 81 250 96 112

Суммарный потребляемый ток, мА 14 5 331 208

Суммарная потребляемая мощность (выигрыш), мВт 25 9 (-64%) 1696 733 (-57%)

Метод эффективного использования компараторов

Потребляемая мощность компараторов (от всей мощности АЦП), мВт 11,2 (45%) 2,3 (26%) 112 (7%) 59 (8%)

Снижение потребляемой мощности компараторов относительно величины их энергопотребления в данном АЦП, если метод не используется (от всей мощности АЦП) -1,Г мВт или -32% (12%) -53 мВт или -47% (7%)

Доля энергии, сэкономленной благодаря применению метода, во всей сэкономленной энергии 7% 6%

Метод цифровой автокалибровкп

Суммарная потребляемая мощность первых каскадов обоих каналов, мА (от всей мощности АЦП), мВт 2*75,8 = 151,6 (9%) 50 (7%)

Снижение потребляемой мощности первых каскадов обоих каналов относительно величины их энергопотребления в данном АЦП, если метод не используется (от всей мощности АЦП) -25,82 мВт или -34% (4%)

Доля энергии, сэкономленной благодаря применению метода, во всей сэкономленной энергии 3%

Нельзя считать-снижение энергопоребления компараторов исх. и мод. варианта с 11,2 до 2,3 мВт только следствием применения метода эффективного использования, т.к. в мод. варианте компараторы были не только сгруппированы в соответствие с методом, но и структура компаратов 4 — 7 каскадов упростилась. Поэтому выигрыш от применения метода оценивается как 1,1, а не 8,9 мВт.

2 Нельзя считать снижение энергопоребление первых каскадов исх. и мод. варианта с 151,6 до 50 мВт только следствием применения автокалибровки, т.к. в мод. варианте использовался также метод совместного использования ОУ.

3. На базе цифровой КМОП технологии с проектными нормами 180 нм разработан СФ-блок линейного регулятора напряжения с малым падением напряжения между входом и выходом при токах до 150 мА. При максимальном токе нагрузки устройство потребляет менее 500 мкА, при нулевом токе нагрузки — около 130 мкА. Регулятор сохраняет стабильность при малых значениях емкостей конденсаторов фильтров в цепях нагрузки и отличается повышенным быстродействием. Он предназначен для задания и стабилизации уровней питающих напряжений блоков СНК, имеющих распределенную систему электропитания. Применение разработанных регуляторов позволяет быстро переключать режимы питания блоков АЦП и тем самым эффективно управлять распределением энергоресурсов системы. Повышенное быстродействие регулятора позволяет обеспечить необходимые динамические характеристики, а низкое собственное энергопотребление - улучшить энергетическую эффективность системы. Разработанный СФ-блок регулятора напряжения использован Институтом точной механики и вычислительной техники им. С.А. Лебедева РАН при создании библиотеки функциональных блоков, предназначенной для выполнения проектов на базе отечественной 180 нм КМОП технологии ОАО «НИИМЭ и Микрон».

1. Ryu S.-T., Song B.-S. A 10-bit 50 MS/s Pipelined ADC With Opamp Current Reuse. // IEEE J. Solid-State circuits. 2007. V. 42. № 3. P. 475^185.

2. Ю.И. Бочаров, A.C. Гуменюк, А.Б. Симаков, П.А. Шевченко, Проектирование БИС класса «Система на кристалле»: Учебное пособие М.: МИФИ, 2008. 188 с.

3. Annema A.-J., Nauta В., van Langevelde R., Tuinhout H. Analog Circuits in Ultra-Deep-Submicron CMOS. // IEEE J. Solid-State circuits. 2005. V. 40. № 1. P.132-143.

4. Waltari M.E., Halonen K. Circuits techniques for low-voltage and high-speed A/D converters. // Kluwer Academic Publishers. 2002.

5. Cho T.B., Gray P.R. A 10 b, 20 Msample/s, 35 mW Pipeline A/D Converter. // IEEE J. Solid-State circuits. 1995. V. 30. № 3. P. 166-172.

6. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И. Устройства выборки-хранения быстродействующих АЦП. //Микроэлектроника. 2007. Т. 36. № 5. С. 390-400.

7. Yoshioka M., Kudo M. 10-bit, 125 MS/s, 40 mW Pipelined ADC in 0.18 цш CMOS. // FUHTSU Sci. Tech. J. 2006. V. 42. № 2. P. 248-257.

8. Гуменюк А. С., Бочаров IO. И., Методы снижения потребляемой мощности конвейерных КМОП АЦП // Микроэлектроника. 2008. Том 37, № 4, с. 287 -299.

9. Analog Circuit Design. / Edited by M. Steyaert, A. van Roermund, J. H. Huijsing. // Springer. 2006.

10. Cline D.W., Gray P.R. A Power Optimized 13-b 5 Msamples/s Pipelined Analog-to-Digital Converter in 1.2 um CMOS. // IEEE J. Solid-State circuits. 1996. V. 31. № 3. P. 294-302.

11. Lewis S.H. Optimizing the Stage Resolution in Pipelined, Multistage, Analog-to-Digital Converters for Video-Rate Applications. // IEEE Trans. Circuits and Systems-II. 1992. V. 39. № 8. P. 516-523.

12. Yang W. et al. A 3-V 340 mW 14-b 75-Msample/s CMOS ADC With 85-dB SFDR at Nyquist Input // IEEE J. Solid-State circuits. 2001. V. 36. № 12. P. 1931-1936.

13. Chiu Y., Gray P.R., Nikolic B. A 14-b 12 MS/s CMOS Pipeline ADC With Over 100-dB SFDR. // IEEE J. Solid-State circuits. 2004. V. 39. № 12. P. 2139-2151.

14. Goes J., Vital J.C., Franca J.E. Systematic Design for Optimization of High-Speed Self-Calibrated Pipelined A/D Converters. // IEEE Trans. Circuits and Systems11. 1998. V. 45. № 12. P. 1513-1526.

15. Mehr I., Singer L. A 55-mW, 10-bit, 40-Msample/s Nyquist-Rate CMOS ADC. // IEEE J. Solid-State circuits. 2000. V. 35. № 3. P. 318-325.

16. Y.D. Jeon et al., A 4.7 mW 0.32 mm 10b 30 MS/s pipelined ADC without a frontend S/H in 90 nm CMOS // IEEE ISSCC Dig. Tech. Papers. Feb. 2007, P. 282 -283

17. Nagaraj K. et al. A 250-mW, 8-b, 52-Msamples/s Parallel-Pipelined A/D Converter with Reduced Number of Amplifiers. // IEEE J. Solid-State circuits. 1997. V. 32. №3. P. 312-320.

18. Min В., Kim P., Bowman F.W., Boisvert D.M., Aude A.J. A 69-mW 10-bit 80-MSample/s Pipelined CMOS ADC. // IEEE J. Solid-State circuits. 2003. V. 38. №12. P. 2031-2039.

19. Yu P.C., Lee H.-S. A 2.5-V, 12-b, 5-MSample/s Pipelined CMOS ADC. // IEEE J. Solid-State circuits. 1996. V. 31. № 12. P. 1854-1861.

20. B.-G. Lee et al., A 14-b 100 MS/s Pipelined ADC With a Merged SHA and First MDAC // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 43. - No. 12. - Dec. 2008, P. 2613 -2619.

21. V. Hakkarainen et al., A 14b 100-MS/s Time-Interleaved A/D Converter // Analog IC and Sig. Proc. V. 46. - 2006, P. 17 - 27.

22. A. Petraglia, S. K. Mitra, Analysis of Mismatch Effects Among A/D Converters in Time-Interleaved Waveform Digitizers // IEEE Trans. Instrumentation and Measurement. -V. 40. -N. 5. P. 831 - 835, Oct. 1991.

23. Y.-C. Jenq, Digital Spectra of Nonuniformly Sampled Signals: Fundamentals and High-Speed Waveform Digitizers // IEEE Trans. Instrumentation and Measurement. V. 37. - N. 2. - P. 245 - 251, June 1988.

24. J. William et al., Time interleaved converter arrays // IEEE J. Solid-State Circuits. -V. SC-15. No. 12.-Dec. 1980, P. 1022-1028.

25. Z.-M. Lee et al., A CMOS 15-bit 125-MS/s Time-Interleaved ADC With Digital Background Calibration // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 42. - No. 10. - Oct. 2007, P. 2149-2160.

26. N. Kurosawa et al., Explicit Analysis of Channel Mismatch Effects in Time-Interleaved ADC Systems // IEEE Trans. Circuits and Systems-I: Fundamental Theory and Applications. V. 48. -No. 3. - Mar. 2001, P. 261 - 271.

27. L. Sumanen et al., A 10-bit 200-MS/s CMOS Parallel Pipeline A/D Converter // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 36. - No. 7. - Jul. 2001, P. 1048 - 1055.

28. Miyazaki D., Kawahito S., Tadokoro Y. Low-Power Area-Efficient Pipelined A/D Converter Design Using a Single-Ended Amplifier. // IEICE Trans. Fundamentals. 1999. V. E82-A. № 2. P. 293-300.

29. Miyazaki D., Kawahito S., Furuta M. A 10-b 30-MS/s Low-Power Pipelined CMOS A/D Converter Using a Pseudodifferential Architecture. // IEEE J. SolidState circuits. 2003. V. 38. № 2. P. 369-373.

30. Li J., Moon U.-K. A 1.8-V 67-mW 10-bit 100-MS/s Pipelined ADC Using Time-Shifted CDS Technique. // IEEE J. Solid-State circuits. 2004. V. 39. № 9. P. 1468-1476.

31. Chuang S.-Y., Sculley T.L. A Digitally Self-Calibrating 14-bit 10-MHz CMOS Pipelined A/D Converter. // IEEE J. Solid-State circuits. 2002. V. 37. № 6. P. 674—683.

32. Grace C.R., Hurst P.J., Lewis S.H. A 12-bit 80-MSample/s Pipelined ADC With Bootstrapped Digital Calibration. // IEEE J. Solid-State circuits. 2005. V. 40. № 5. P. 1038-1046.

33. Murmann B., Boser B.E. A 12-bit 75-MS/s Pipelined ADC Using Open-Loop Residue Amplification. // IEEE J. Solid-State circuits. 2003. V. 38. № 12. P. 2040-2050.

34. Iroaga E., Murmann B. A 12-bit 75-MS/s Pipelined ADC Using Incomplete Settling. // IEEE J. Solid-State circuits. 2007. V. 42. № 4. P. 748-756.

35. Crols J., Steyaert M. Switched-Opamp: An Approach to Realize Full CMOS Switched-Capacitor Circuits at Very Low Power Supply Voltages. // IEEE J. Solid-State circuits. 1994. V. 29. № 8. P. 936-942.

36. Waltari M., Halonen K. 1-V 9-Bit Pipelined Switched-Opamp ADC. // IEEE J. Solid-State circuits. 2001. V. 36. № 1. P. 129-134.

37. Wu P.Y., Cheung V., Luong H.C. A 1-V 100 MS/s 8-bit CMOS Switched-Opamp Pipelined ADC Using Loading-Free Architecture. // IEEE J. Solid-State circuits. 2007. V. 42. № 4. P. 730-737.

38. H.C. Kim, D.K.J. Kim, A partially switched-opamp technique for high-speed low-power pipelined analog-to-digital converters // IEEE Trans. Circuits and Systems-I: Regular papers. -V. 53. No. 4. - Apr. 2006, P. 795 - 801.

39. Fiorenza J. et al. Comparator-Based Switched-Capacitor Circuits for Scaled CMOS Technologies. // IEEE J. Solid-State circuits. 2006. V. 41. № 12. P. 26582668.

40. Murmann B., Limits on ADC power dissipation // Analog Circuit Design, Springer, 2006. P. 351 367.

41. Murmann B., Digitally Assisted Analog Circuits // IEEE Micro. V. 26. - No. 2. -2006, P. 38-47.

42. Rusu S., et al., Power reduction and management techniques for digital circuits // Short course on Embeded Power Management for IC Designers, ISSCC, 2008.

43. Chen J.-J., et al, A Capacitor-Free Fast-Transient-Response LDO with Dual-Loop Controlled Paths // IEEE Asian Solid-State Circuits Conference, 2007.

44. Badaroglu M., et al, Digital Circuit Capacitance and Switching Analysis for Ground Bounce in ICs With a High-Ohmic Substrate // IEEE J. Solid-State Circuits. 2004. V. 39, № 7, P. 1119 1130.

45. William W. Si., et al., A Single-Chip CMOS Bluetooth v2.1 Radio SoC // IEEE J. Solid-State circuits. 2008. V. 43. № 12. P. 2896-2904.

46. Kruiskamp W., Beumer R., Low Drop-Out Voltage Regulator with Full On-Chip Capacitance for Slot-Based Operation // Solid-State Circuits Conference ESSCIRC, 2008. P. 346 349.

47. K. Wong, D. Evans, A 150mA Low Noise, High PSRR Low-Dropout Linear Regulator in 0.13pm Technology for RF SoC Applications // Proceedings of the 32nd European Solid-State Circuits Conference (ESSCIRC). 2006.

48. Man T. Y., et al, Development of Single-Transistor-Control LDO Based on Flipped Voltage Follower for SoC // IEEE Trans. Circuits and Systems-I: Regular papers, 2008. V. 55, № 5, P. 1392 1401.

49. Milliken R., et al, Full On-Chip CMOS Low-Dropout Voltage Regulator // IEEE Trans. Circuits and Systems-I: Regular papers, 2007. V. 54, № 9, P. 1879 1890.

50. Wilson W., et al. Measurement and Modeling of Charge Feedthrough in n-Channel MOS Analog Switches. // IEEE J. Solid-StateCircuits. V. SC-20. - Dec. 1985.-P. 1206-1213.

51. Wegmann G., Vittoz E., Rahali F. Charge Injection in Analog MOS Switches. // IEEE J. Solid-State Circuits. -V. SC-22. N. 6. - Dec. 1987. - P. 1091-1097.

52. Chen M., et al. Weak Inversion Injection in Analog MOS Switches. // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 30. -N. 5. - May. 1995. - P. 604-606.

53. Dai L., Harjani R. CMOS Switched-Op-Amp-Based Sample-and-Hold Circuit. // IEEE J. Solid-State Circuits. -V. 35. -N. 1. Jan. 2000. - P. 109-113.

54. Fattaruso J., et al. The Effect of Dielectric Relaxation on Charge-Redistribution A/D Converters. // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 25. - N. 6. - Dec. 1990. - P. 1550-1561.

55. Tewksbury Т., Lee H., Miller G. Characterization, Modeling, and Minimization of Transient Threshold Voltage Shifts in MOSFET's. // IEEE J. Solid-State Circuits.- V. 29. N. 3. - March. 1994. - P. 239-252.

56. Zanchi A., Tsay F., Papantonopoulos I. Impact of Capacitor Dielectric Relaxation on 14-bit 70-MS/s Pipeline ADC in 3-V BiCMOS. // IEEE J. Solid-State Circuits.- V. 38. N. 12. - Dec. 2003. - P. 2077-2086.

57. Abo A., Gray P. A 1.5-V, 10-bit, 14.3-MS/s CMOS Pipeline Analog-to-Digital Converter. // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 34. - N. 5. - May. 1999. - P. 599606.

58. Dessouky M., Kaiser A. Very Low-Voltage Digital-Audio AS Modulator with 88-dB Dynamic Range Using Local Switch Bootstrapping. // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 36. - N. 3. - March 2001. - P. 349-355.

59. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И. Сравнительный анализ вариантов схемотехнической реализации аналоговых ключей по субмикронной КМОП технологии // Научная сессия МИФИ-2006. Сб. научных трудов. Т. 1. М.: МИФИ, 2006, с. 113-115.

60. Гуменюк А.С., Бочаров Ю.И. Проектирование дифференциальных КМОП усилителей для АЦП. // Схемотехника. 2006. - № 12. - С. 2-6.

61. Lewis S., et al. A 10-b 20-Msample/s Analog-to-Digital converter. // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 27. - N. 3. - March 1992. - P. 351-358.

62. Thompson D., Wooley B. A 15-b Pipelined CMOS Floating-Point A/D Converter. // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 36. - N. 2. - Feb. 2001. - P. 299-303.

63. Uyttenhove, et al, Speed-Power-Accuracy Tradeoff in High-Speed CMOS ADCs // IEEE Trans. Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing. -V. 49. N. 4. - April 2002. - P. 280 - 287.

64. Shyu J.-B. Random Errors in MOS Capacitors // IEEE J. Solid-State Circuits. V. SC-17. - N. 6. - Dec. 1982, P. 1070 - 1076.

65. Гуменюк А. С., Бочаров Ю. И., Повышение эффективности использования компараторов в конвейерных АЦП // Сборник научных трудов ИТМиВТ. -№ 1. М.: ИТМиВТ им. С.А. Лебедева РАН, 2008 - с. 87 - 90.

66. А. Гуменгок, Ю. Бочаров, Оптимизация конструктивных и топологических параметров конвейерных КМОП АЦП // ChipNews, № 1, стр. 29 32, 2009

67. Chang D., Lee S., Design Techniques for a Low-Power Low-Cost CMOS AID Converter // IEEE J. Solid-State Circuits. 1998. - Vol. 33. - № 8. - P. 12441248.

68. S.-H. Lee, B.-S. Song, Digital-Domain Calibration for Multistep Analog-to-Digital Converters // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 27. - N. 12. - Dec. 1992, P. 1679- 1688.

69. E. Soenen, R. L. Geiger, An Architecture and An Algorithm for Fully Digital Correction of Monolithic Pipelined ADC's // IEEE Trans, on Circuits and Systems-II. V. 42. -N. 3. - Mar. 1995, P. 143 - 153.

70. S.-H. Lee, B.-S. Song, Interstage Gain Proration Technique for Digital-Domain Multi-Step ADC Calibration // IEEE Trans, on Circuits and Systems-II. V. 41. -N. 1. - Jan. 1994, P. 12-18.

71. A. N. Karanicolas, H.-S. Lee, K. L. Bacrania, A 15-b 1-Msample/s Digitally Self-Calibrated Pipeline ADC // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 28. - N. 12. - Dec. 1993, P. 1207-1215.

72. T.-H. Tsai et al., Correction of Mismatches in a Time-Interleaved Analog-to-Digital Converter in an Adaptively Equalized Digital Communication Receiver // IEEE Trans. Circuits and Systems-I: Regular papers. V. 56. - No. 2. - Feb. 2009, P. 307-319.

73. Бочаров Ю. И., Гуменюк А. С., Лапшинский В. А., Осипов Д. Л., Симаков А. Б., Архитектура специализированной БИС считывания сигналов многоканальных датчиков //Датчики и Системы. № 10. - 2008, с. 47-50.

74. Бочаров Ю. И., Симаков А. Б., Аткин Э.В. Проектирование БИС считывания сигналов микрополосковых детекторов по субмикронной КМОП технологии // Научная сессия МИФИ-2006. Сб. научных трудов. Т. 1. М.: МИФИ, 2006, с. 112-113.

75. Бочаров Ю. И., Гуменюк А. С., А. Б. Симаков, М. С. Горбунов, В. Е.

76. Шунков, А. В. Поляков, Анализ методов построения и разработка КМОП БИС аналого-цифровой многоканальной "системы-на-кристалле" // Научная сессия МИФИ-2007. Сб. научных трудов. Т. 1. -М.: МИФИ, 2007

77. Гуменюк А.С., Симаков А.Б., Бочаров Ю.И., Борзунова Е.А., Асинхронная архитектура многоканальной системы-на-кристалле для считывания сигналов координатных детекторов // Научная сессия МИФИ-20087. Сб. научных трудов. Т. 8. М.: МИФИ, 2008.

78. Гуменюк А. С., В. Е. Шунков, Бочаров Ю. И. Топологическое проектирование конвейерного АЦП по субмикронной КМОП технологии // Научная сессия МИФИ-2007. Сб. научных трудов. Т. 1. М.: МИФИ, 2007.

79. Gumenuk A., Bocharov Y., Simakov A. Development of Pipeline ADC Building Blocks. // CBM Collaboration Meeting. 2006. Sept. 20-22. Proceedings. Strasbourg, 2006.

80. Duque-Carrillo J.F. Control of the Common-Mode Component in CMOS Continuous-Time Fully Differential Signal Processing // Analog Integrated Circuits and Signal Processing. 1993. - Vol. 4. - No. 2, pp. 131-140.

81. Choksi, R. Carley, Analysis of Switched-Capacitor Common-Mode Feedback Circuit // IEEE Trans, on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing V. 50.-N. 12.-Dec. 2003, P. 906-917.

82. Гуменюк A.C., Дьяченко B.A., Смородинов A.B., Бочаров Ю.И., Двухканальное устройство выборки-хранения для быстродействующего конвейерного АЦП // Научная сессия МИФИ-2008. Сб. научных трудов. Т. 8.-М.: МИФИ, 2008.

83. А. Гумешок, Ю. Бочаров, Методика анализа Фурье при моделировании аналого-цифровых схем с помощью средств проектирования Cadence // ChipNews, № 9, стр. 22 25, 2007.

84. С.-С. Lu, T.-S. Lee, A 10-bit 60-MS/s Low-Power CMOS Pipelined Analog-to

85. Digital Converter // IEEE Trans, on Circuits and Systems-II: Express Briefs V. 54. -N. 8. - Aug. 2007, P. 658 - 662.

86. G. A. Ricon-Mora, P. E. Allen, A Low-Voltage, Low Quiescent Current, Low Drop-Out Regulator // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 33. - N. 1. - Jan. 1998, P. 36-44.

87. G. A. Ricon-Mora, P. E. Allen, Optimized Frequency-Shaping Circuit Topologies for LDO's // IEEE Trans, on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing V. 45. -N. 6. - Jun. 1998, P. 703 - 708.

88. С. K. Chava, J. Silva-Martínez, A Frequency Compensation Scheme for LDO Voltage Regulators // IEEE Trans. Circuits and Systems-I: Regular papers. V. 51. -N. 6. - Jun. 2004, P. 1041 - 1050.

89. P. Hazucha et al, Area-Efficient Linear Regulator With Ultra-Fast Load Regulation // IEEE J. Solid-State Circuits. V. 40. - N. 4. - Apr. 2005, P. 933 -940.

90. M. Al-Shyoukh et al, A Transient-Enhanced 20jiA-Quiescent 200mA-Load Low-Dropout Regulator With Buffer Impedance Attenuation // IEEE Custom Integrated Circuits Conference (CICC). 2006.

91. Гуменюк A.C., Бочаров Ю.И., Линейный регулятор напряжения для управления питанием БИС типа «система на кристалле» // Научная сессия МИФИ-2009. Нанофизика и нанотехнологии. Секция 2-4. Микро- и наноэлектроника.

92. Т. L. Brooks, A. L. Westwick, A Low-Power Differential CMOS Bandgap Refernce // IEEE International Solid-State Circuits Conference. 1994.

93. D. Davis, Overload and reverse-current circuitry protects battery and load // Electronics Design. Mar. 1996, P. 165 - 170.

94. P. R. Gray, R. G. Meyer, Analysis and Design of Analog Integrated Circuits // New York: John Wiley & Sons, Inc. 1993.

95. Ivanov V., Design Methodology and Circuit Techniques for Any-Load Stable LDOs with Instant Load Regulation and Low Noise // Analog Circuit Design, Springer Science + Business Media B.V., 2009. P. 339 358.