автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.04, диссертация на тему:Синтез и анализ сигналов на базе композиционных контуров и методов их обработки, обеспечивающих повышенную разрешающую способность РЛС по дальности

- г- л, П

ч

г Л

г ! !

Министерство общего и профессионального образования Российской Федерации Марийский государственный технический университет

На правах рукописи УДК 621.391.266

Роженцов Алексей Аркадьевич

СИНТЕЗ И АНАЛИЗ СИГНАЛОВ НА БАЗЕ КОМПОЗИЦИОННЫХ КОНТУРОВ И МЕТОДОВ ИХ ОБРАБОТКИ, ОБЕСПЕЧИВАЮЩИХ ПОВЫШЕННУЮ РАЗРЕШАЮЩУЮ СПОСОБНОСТЬ РЛС ПО ДАЛЬНОСТИ

Специальность 05.12.04: Радиолокация и радионавигация Автореферат диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Йошкар-Ола, 1998

Работа выполнена на кафедре радиотехнических систем Марийского I сударственного технического университета.

Научный руководитель: доктор технических наук, профессор

Фурман Яков Абрамович

Официальные оппоненты: доктор технических наук, профессор

Лёзин Юрий Сергеевич;

кандидат технических наук Ястребов Виктор Дмитриевич.

Ведущая организация: Нижегородский научно-исследовательский

институт радиотехники

Защита состоится «Ж » 1998г. в часов в аудитор

(корп. на заседании диссертационного совета Д 063.85.06 Ни: I ородсхого государственного технического университета по адресу: 6036 г. Нижний Новгород, ул. Минина, 24, НГТУ.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке НГТУ.

Автореферат разослан «//» 1998 г

Ученый секретарь ДИССЕРТАЦИОННОГО СОВЕТА /1 063.85.06 кандидат технических

наук, доцент [ м.В. Горюнов

1. ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

1.1. Актуальность темы

Для совместного решения задач разрешения по дальности и скорости в )-60гг. были предложены различные виды сложных сигналов. Однако ис-эльзуемые аппаратные средства и алгоритмы обработки сигналов, хотя и эзволили решить ряд проблем, но также породили и новые, например, аскировку отклика от слабых сигналов боковыми лепестками от сильных, сновным критерием получения кодирующих последовательностей являлся г критерий полного подавления боковых лепестков сжатого сигнала, а инимаксный критерий, ограничивающий на стадии синтеза допустимый зовень этих лепестков. В результате при обработке таких сигналов согла->ванным фильтром возникают так называемые корреляционные шумы, шзкие по своим свойствам к флуктуационным. В случаях, когда необхо-амо обнаружить цели с малыми ЭПР на фоне целей с большой ЭПР, кор-гляционный шум делает эту практически важную задачу неразрешимой.

1.2. Цели работы

Цель диссертационной работы заключается в разработке и обосновании етода синтеза сигналов, обеспечивающих повышенную разрешающую юсобность по дальности, структуры и алгоритмов работы использующей х радиотехнической системы и анализе ее эффективности.

В связи с этим для исследований и решения ставились следующие задачи:

1. Разработать методы синтеза кодовых последовательностей с равно-ерным энергетическим спектром, обеспечивающих формирование зонди-ующих сигналов с единичным пик-фактором.

2. Синтезировать методы обработки полученных сигналов, осуществ-яющие подавление корреляционных шумов и исследовать их эффектив-ость.

4. Исследовать влияние эффекта Доплера на процесс разрешения сигна-ов по дальности.

5. Исследовать физические носители сигналов, обеспечивающих идеа; ное разрешение по дальности.

4. Осуществить путем моделирования на ПЭВМ экспериментальное 1 следование полученных сигналов и методов их обработки и подтверди основные теоретические результаты.

1.3. Методы исследования

Для решения поставленных задач применялись методы теории сигнал! теории вероятностей и случайных процессов, теории статистических реи ний, комплексного переменного, численные методы, а также методы ма матического моделирования радиотехнических процессов на ПЭВМ.

1.4. Научная новизна

В результате проведенных исследований по теме диссертации были 1 лучены следующие научные результаты.

1. Предложена математическая модель сложного радиолокационнс сигнала с кодирующей последовательностью в виде композиционного к< тура из полного семейства элементарных контуров. Такой сигнал являет эффективным при решении задачи обнаружения, так как благодаря бо шой длительности он является энергоемким, а его пик-фактор равен еди) це. Композиционный контур обладает дельтовидной АКФ, что обеспечи ет нулевой уровень боковых лепестков сжатого сигнала.

2. Показано, что нулевой уровень боковых лепестков сжатого э сигнала с равномерным энергетическим спектром достигается при его ц лической согласованной фильтрации в момент полного совпадения апер ры фильтра с положением эхо-сигнала.

3. Получен алгоритм «через к -шагового суммирования» (ЧКШС) счетов ациклического согласованного фильтра, позволяющий со зна тельно меньшей трудоемкостью, чем для циклического согласованы фильтра, получить сжатый эхо-сигнал с нулевым уровнем корреляцией» шума.

4. Сформулированы рекомендации по применению алгоритма ЧКШС I получения эффекта идеального разрешения перекрывающихся эхо-налов от близко расположенных целей. В соответствии с этими реко-идациями, эффективность алгоритма ЧКШС тем выше, чем ниже уро-1Ь ложных тревог на выходе обнаружителя, чем больше отношение ЭПР 1ей и чем меньше размерность композиционного контура.

5. Найдены методы физической реализации зондирующих сигналов на (е композиционных контуров с равномерным энергетическим спектром в з;е фазокодированных, фазоразностных, фазо-частотномодулированных 1р. сигналов.

1.5. Научные положения

На защиту выносятся следующие положения.

1. Полное подавление боковых лепестков сжатого сложного импульсно-эхо-сигнала может быть достигнуто при условии, что кодовая последо-геяьность сигнала имеет равномерный энергетический спектр, а процесс атия осуществляется циклическим согласованным фильтром.

2. Результаты циклической согласованной фильтрации эхо-сигнала мог быть получены по результатам значительно менее трудоемкой ацикли-жой согласованной фильтрации с дальнейшей обработкой полученных :четов по алгоритму «через к -шагового суммирования».

3. Эффективность применения алгоритма «через к -шагового суммиро-:1ия» для разрешения перекрывающихся сигналов от близко расположен-[х целей с разными ЭПР тем выше, чем больше различие между ЭПР, чем же уровень ложных тревог на выходе обнаружителя и чем меньше раз-рносгь кодирующей последовательности.

2. АПРОБАЦИЯ РАБОТЫ Результаты работы обсуждались на:

1. 2-й Всероссийской с участием стран СНГ конференц: «Распознавание образов и анализ изображений: Новые информационн технологии», РОАИ-2-95.

2. Всероссийской межвузовской научно-технической конференц «Информационные технологии в электротехнике и электроэнергетике».

3. Всероссийской научной конференции «Цифровая обработка мно! мерных сигналов»

4. 3-й конференции «Распознавание образов и анализ изображен^ РОАИ-3-97.

5. Количество публикаций по теме диссертации - 15, из них три стат опубликованы в центральных изданиях, четыре статьи депонированы, ) понирована одна монография.

Теоретические и практические результаты диссертационной работы I пользованы в следующих НИР, выполняемых по грантам, выделенных N римскому государственному техническому университету:

1. «Новые оптимальные сигналы для задач разрешения распознавани: грант РФФИ, проект № 97-01-00906, 1997-1998г.

2. «Интеллектуальные системы ориентации ЛА на базе систем обраб< ки изображений ориентиров оптимальной формы, расположенных на п< стилающей поверхности или небесной сфере», грант Министерства общ« и профессионального образования РФ, а также внедрены в учебный п] цесс по специальности 200700 «Радиотехника» при изучении дисципл «Основы теории радиотехнических систем» и «Цифровая обработка рад] технических сигналов», что подтверждается соответствующими актами.

3. СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

3.1. Обоснование достижимости цели диссертационного исследованш

Идеальная разрешающая способность по дальности обеспечиваете! том случае, когда сигнал на выходе согласованного фильтра имеет тол один, главный пик, а все остальные лепестки должны быть нулевыми. I кажем, что это теоретически достижимо при условии, когда энергетичеа

ектр сигнала на входе согласованного фильтра является строго равно-рным.

Пусть Г = {у(я)}0А , — цифровой комплекснозначный сигнал размерно-

и к на входе согласованного фильтра, состоящий из последовательности ементарных сигналов у (л), т.е.

Г = {у(0),у(1).....у(к-1)}, (1)

где

у(и) = [у(я)|ехр(гср(л)}, и = 0,1,..., А:-1. (2)

Дискретное преобразование Фурье (ДПФ) сигнала (1) имеет вид:

р(ш) = ¿У(и)ехр|—I~тп\, т - 0,1,..., к -1,

л«0

причем

(3)

р(т) = |р(/и)(ехр{/0(/и)}) т = 0,1....Д-1, (4)

Пусть сигнал характеризуется равномерным энергетическим спектром ЭС),

!р(о)|2НР(1)|2=-НР(^^- (5)

АКФ и энергетический спектр и дискретного комялекснозначного сиг-ша размерностью к связаны соотношениями вида

Чп)= тЕУ(0у>+ ")>" = о-1--<6>

1 2 Г 27С 1

Т1(л) = — ехр|-/—тя|, л = (7)

При выполнении условия (5) выражение (7) принимает вид

,, |р|2^ I ,2п 1 [|Г}|2 при и = О,

к т-0 I к ) (0 при остальных п.

Здесь ¡Г|2 - квадрат нормы входного сигнала, величина равная его энер-га Е. Таким образом, если цифровой комплекснозначный сигнал харак-

теризуется РЭС, то его АКФ имеет только один значащий отсчет т](0) =. соответствующий главному лепестку функции. Все остальные отсчеты, с разующие боковые лепестки АКФ, равны нулю.

3.2. Основные подходы к синтезу сложных дискретно-кодированных сигналов

Одной из причин, по которой редко применяются сигналы с РЭС, яв] ются применяемые методы синтеза сложных сигналов. Существуют I широко используемых метода синтеза сложных сигналов. Первый из н основан на использовании итерационных алгоритмов. При соответству щем выборе начального приближения и использовании численных метод: по минимаксному критерию можно получить сравнительно хорошие в у, занном смысле сигналы. Недостатком итерационных методов является висимосгь от начального приближения, резкое увеличение времени расч< сигнала по мере роста к и то, что они приводят только к локальному э тремуму.

Второй метод построения минимаксных кодов основан на связи мея периодической (циклической) АКФ ^^(т) и импульсной (ацикличесю

АКФ Лм^О") «ода:

ЛцшоЛ«) = ЛадаклО") + Лад^оД ~ • (9)

Он состоит в том, чтобы:

- построить для заданного к коды с одно или двухуровневыми пф дическими функциями корреляции для всех возможных параметров, I которых шах|т!<4, тФ0(то<1 А;);

- провести в множестве этих кодов отбор к - мерного кода с цикл» ской АКФ, для которой тах|т1 , т Ф 0(щоё к), им

наименьшее значение.

По мере расширения применения сложных сигналов все большее вни ние привлекал другой, отличный от минимаксного подход к синтезу их

i: насколько используемый сигнал близок к оптимальному и как постро* » оптимальный, в смысле наилучшего приближения, ФМ сигнал. В ряде ют предлагается единая теория синтеза, пригодная как для ФМ, так и [ ЧМ сигналов. Метод базируется на том, что ФМ сигнал с произволь-\ длиной кодовых интервалов можно рассматривать как сигнал, близкий «прерывному. Сначала определяются сигналы с оптимальными свойст-ш в более широком классе, а затем ищется наилучшее приближение к VI на множестве ФМ сигналов.

В заключение данного раздела следует отметить, что существуют мето-подавления боковых лепестков АКФ кодов, но кроме увеличения слож-гти обработки, эти методы приводят к проигрышу в отношении сиг-i/шум и расширению у ФМ сигналов области боковых лепестков.

3.3. Обработка сложных сигналов в канале дальности импульсных PJIC В настоящее время задачи обнаружения, разрешения и оценки парамет-j сигналов в условиях помех наиболее полно решены только для ограни-шого вида помех и распределений перекрывающихся сигналов. Устрой-ю оптимальной фильтрации сигнала на интервале 0...Т в случае гауссо-\ помех со спектральной плотностью N0 и известных параметров допле-зского сдвига частоты должна обеспечивать выполнение операции кор-мции для поступающего колебания w(i) с опорным сигналом s(t), яв-ощимся функцией времени t и параметра т времени запаздывания сиг-ia:

2 г

jyo о

На практике часто взаимно-корреляционную функцию вычисляют с по-щью одноканального устройства с постоянными характеристиками - созванным фильтром. Функция т](т) непрерывно определяется этим пътром во времени так, что временная задержка входного сигнала толь-вносит соответствующую задержку в выходной сигнал.

В процессе взаимодействия скользящего окна фильтра с сигналом для получения ВКФ можно выделить три фазы.

Первая фаза характеризуется нарастанием количества элементов, 061 для сигнала и окна. Во время второй фазы наблюдается полное совпаде временных положений сигнала и окна. В течении третьей фазы количес общих элементов уменьшается. Во время первой и третьей фаз образук все, кроме одного, отсчеты ВКФ, а фильтр в это время не согласован с налом: в пределах апертуры находятся часть сигнала и часть чистого ш; Аналогичная ситуация имеет место и в схеме корреляционного приемн] Отсюда становится понятной основная причина, по которой зондирую! сигнал не обязательно должен иметь равномерный энергетический спе: боковые лепестки сжатого сигнала являются следствием рассогласован фильтрации эхо-сигнала. Поэтому при синтезе сложных сигналов глав! является не вид их энергетического спектра, а обеспечение минимума ходного сигнала нестационарного рассогласованного фильтра. О согл вании можно говорить лишь вовремя кратковременной второй фазы, к< образуется один лишь пиковый отсчет фильтра, равный энергии входа сигнала. Но такая величина выходного сигнала характерна при согл ванной фильтрации входного сигнала с любым реальным видом спек Таким образом, существующая схема обработки оптимальна только задачи обнаружения сигнала и неэффективна для задачи разрешения си лов.

3.4. СИНТЕЗ КОДОВЫХ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ С РАВНОМЕРНЫМ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИМ СПЕКТРОМ

3.4.1. Общие требования к сигналам с РЭС

Выражение для сигнала y(n) = ¡y(n)|exp{i<p(n)J, л = ОД,..., А: -1, п ченное в результате обратного ДПФ от его спе: р(т) = |p(m)| exp{i@(m)}, т = 0,1,..., к -1, имеет вид

* т=0 I л ) * т.О

2 п

т

-тп+

9(/и)

п = 0,1,...,к-\. (10)

Если сигнал обладает РЭС, то в соответствии с условием (3) выражение )) примет вид

I Г

к го=0

— тп + 8 (т) к

+ ШП

2тс

-тп +

в(т)

, « — 0,1,..., А: — 1. (11)

Отсюда видно, что сигнал с РЭС в общем случае является комплексно-ачным. В частности, для того, чтобы такой сигнал был чисто веществен-ш, необходимо выполнение следующего условия для его фазочастотного ектра {еН}0Ы:

"2л

-тп +

0(т)

= 0, л = 0Д,...Д-1.

(12)

В общем случае условие (12) является достаточно специфическим. >льшинство сигналов с РЭС являются не вещественными, а комплексно-ачными.

Последовательность (1) далее будем рассматривать как состоящий из ементарных векторов У (л), « = 0,!,...,£-1, контур Г, заданный на ком-

гексной плоскости. Для анализа контуров изображений получен ортого-шьный базис в виде элементарных контуров (ЭК). Аналитическое пред-авление такого контура имеет вид:

т~ 0,1,2,...,А:-1.

(13)

ОЛ-1

ЭК представляют собой звездчато-правильные многоугольники, а их [ектры являются дельтовидными и состоят из одной не равной нулю со-авляющей р(т)-к. В пределах одного семейства ЭК не имеют совпа-иощих по частоте значащих компонент спектра. Произвольный контур эжет быть представлен в виде взвешенной суммы ЭК:

* т-0

Так как ВКФ элементарных контуров одной и той же размерности р личных порядков везде равна нулю, а их спектры являются дельтовидны и не пересекаются, то они образуют алфавит сигналов эффективных п решении задачи распознавания.

3.4.2. Комплекснозначные коды на базе композиционных контуров полного семейства элементарных контуров

Композиционный контур определим как контур, составленный из I следовательности других контуров. Пусть Г01 кА - композиционный к< тур, полученный в результате конкатенации полного семейства элеменп ных контуров Г0, Г,,..., :

П.,.....={ГИ}0,,., = {уо(0),уо(1),..., у0(*-0,7,(0), у,(1)...

... у-1), у2(0),...,у-1), у3(0),..., у-1) }

Размерность композиционного контура из полного семейства элем тарных контуров равна к1. Последовательность чисел в нижнем инде отражает порядок следования составляющих его ЭК. Композиционн контур Г0 |г с последовательным нарастанием номеров порядков ЭК ; зовем базовым. Например, базовый контур для к = 4 записывается в в] г„,и.з = {1,1,1,1 /1.»Н,-/ /1-1Д -1 /1 ,-/,-1,/}.

Выражение для спектра базового контура записывается в виде

Ы™)}0. кг_х = к2 °5)

и позволяет сделать следующие выводы о свойствах спектра композици ного контура.

1. Амплитудный и энергетический спектры равномерны во всей пол частот и равны соответственно

¡рДт)! = к) \рб{п$ = кг, т = 0,1.....кг-\,

2. При т = ак , где т = 0,1,..., к - 1 , величина (т)к = 0. Следователь-ю, в этих точках составляющие спектра вещественны и равны

рб(т) = к; т = 0,к,2к...,(к-1 )к.

3. Фазочастотный спектр в общем случае имеет вид

2п

агвр 6(т) = т(т)к, т - 0,1,..., к1 -1.

к

3.4.3. Алфавит композиционных контуров

Векторы композиционного контура задаются порождающей матрицей \, строки которой образуют элементарные контуры. Аргументы векторов »тих контуров определяются матрицей В:

А =

Уо(0) 7.(1) - Уо(М У,(0) 7,(1) Т,(М

_Г*-«(°) У*-■(!) У*-.(М.

В =

о о

О I О 2

О к-1 г{к~х)

О Аг — I 2(*-1) ... (к - 1)(/с -1)

А (т, п) = ¡у|ехр] В(т, п) [.

Преобразованием, сохраняющим свойства матрицы В, является ее умножение на число г, взаимно простое с к:

Вг=/Б.

Таким способом можно получить еще ф(&)-1 базовых контуров для данного значения к, гд,е ср(&) - функция Эйлера. Алфавит композиционных

контуров может быть расширен за счет преобразований фазового спектра базовых контуров, не приводящих к нарушению равномерности их амплитудного спектра

р(т) = р6(т)-ехр|1^т-&'(/|, (I = 1,2,...,А:-1, т-0,1,..„к-1.

Это приводит к циклическому сдвигу порядка следования ЭК в ком] зиционном контуре.

Таким образом алфавит композиционных контуров содержит ф(А символов, эффективных для решения локационных задач.

3.5. Обработка кодовых последовательностей с равномерным энерге ческим спектром

Методы обработки сигнала в виде композиционного контура опре, ляются особыми свойствами его циклической АКФ. Фильтр, согласов; ный с контуром Г = {у(")}0 , при обработке контура N = {у(л)}0 об]

зует выходной контур Н = (г|(я)}0 _ в соответст вии с выражением

/ы

Т1(|И) = Х!У(И:)^ (п-т + к-1), т = 0,1,...,к-1. (16)

п-0

На первой стадии обработки в окне коррелятора находятся ] перв отсчетов сигнала, а отклик циклического фильтра имеет вид:

^(«Ь I + '"-^-Д-2-!. (17)

и«*г-У у ——!.

На второй стадии в окне находится весь сигнал. На третьей стадии в 1 не находятся последние к2 -I отсчетов сигнала, а отклик фильтра запиш ся в виде:

■ги-^чи—.....^п»

Два примыкающих друг к другу положения окна назовем комплем! тарными. Очевидно, что одно из них соответствует первой, а второе тре ей фазам фильтрации. Выражения (17) и (18) с учетом того, что (Д.г

все другие значения в них берутся по модулю к1 в сумме дают исхода выражение (16) для циклического согласованного фильтра, но со смещен ем выходного отсчета на ], т.е.

т = 0,1,...,АГ-1.

Таким образом, для определения реакции циклического фильтра при чном совпадении окна с сигналом достаточно найти сумму реакций этого шьтра при двух произвольных комплементарных положениях окна и есть сдвиг максимального отсчета. Данный способ получения необходи-)й серии отсчетов фильтра, соответствующих второй фазе фильтрации, йовем алгоритмом «через &2-шагового суммирования» (ЧКШС);

При ациклической обработке выражения для отклика фильтра на пер-|й и третьей стадиях запишутся в виде

Т){Р ^у{п)у'(кг +п-]), ] = (20)

г\("1) = %ч{п)у*(кг + П-1), / = 0,1,...Д2-1. (21)

я-1

умма выходных отсчетов ациклического согласованного фильтра в пер->й и третьей фазах фильтрации будет равна

л»0

Данное выражение определяет сдвинутый на единицу отсчет цикличе-:ого фильтра при точном совпадении окна фильтра с сигналом:

Т1С/-1) = Л? + п|Н/), ] = Ы\Х...,кг-\. (23)

Полученное соотношение открывает возможность получения искомой :рии отсчетов циклического согласованного фильтра, позволяющей реа-язовать идеальное разрешение целей в канале дальности, по результатам хьма нетрудоемкой ациклической фильтрации.

Структура устройства обработки сигнала в канапе дальности на основе роведенного анализа показана на рис.1.

Выражение для частотного коэффициента передачи устройства, реали-гсощего алгоритм ЧКШС, запишется в виде

, ч 1 -ехрЬЪсли}

®И=-Ьгл'

1-ехр^1 — т

Ацнхяиыасяй согласованный Равжкяасе

устройство

фильтр

Априорные] данные

Ранение об обнаружения

Блок

управления

-С

&

«Лдг

Г

На устройство {путлам

Рис.1. Структура устройства обработки сигналов в канале дальности использованием алгоритма ЧКШС

Величина 5 равна количеству суммируемых элементов из / выходнь отсчетов отсчетов фильтра, необходимых для получения одного выходн» отсчета. Выражение для амплитудно-частотной характеристики (АЧ1 фильтра имеет вид:

[л при т = ал, а = 0,1,...,к1 -1,

Нт)\=-

(25)

[0 для остальных т.

Отсюда видно, что фильтр ЧКШС имеет к2 линий прозрачности, о стоящих друг от друга на л дискрет. Механизм работы фильтра ЧКШС с стоит в режекции тех компонент спектра выходного сигнала ациклическо фильтра, которые искажают процесс согласованной фильтрации входно сигнала с РЭС.

Так как на каждый отсчет выходного сигнала дополнительно требует одна операция сложения, то возрастание трудоемкости обработки, об словленное применением алгоритма ЧКШС, является крайне незначител ным. Плата за получение эффекта идеального разрешения по дальности з кшочается в ухудшении отношения сигнал/шум на выходе из-за необход мости суммировать несколько зашумленных выходных отсчетов ациклич ского фильтра. В связи с этим возникает задача определения порового о

эшения ЭПР перекрывающихся целей, при котором целесообразно приме-:ние алгоритма ЧКШС.

3.6. Оценка эффективности применения алгоритма ЧКШС

Поскольку задача разрешения сводится к задаче обнаружения одного !гнала на фоне другого сигнала, то для сравнения эффективностей алго-ятма, основанного на ациклической обработке и алгоритма ЧКШС, ис-гедовались характеристики обнаружения правильного обнаружения одно) сигнала на фоне другого при фиксированной вероятности ложной тре-

зги. Для этого введен коэффициент где Очкпс и От —

гроятности правильного обнаружения более слабого сигнала на фоне луктуационных шумов и корреляционного шума, создаваемого более здьным сигналом соответственно при использовании дополнительно к циклической согласованной фильтрации фильтра ЧКШС и без него. От-ошение сигнал/шум, при превышении которого коэффициент кй стано-ится больше единицы, т.е. когда применение алгоритма ЧКШС дает вы-грыш в качестве принимаемых решений, определяется из выражения

Проведенные исследования позволили сделать следующие выводы.

Эффективность применения алгоритма ЧКШС тем выше, чем выше по-оговый уровень обнаружителя, т.е. чем меньше вероятность ложной тре-оги Р и чем больше отношение амплитуд слабого и сильного сигналов, "роме того, эффект от применения алгоритма ЧКШС будет больше для онтуров с меньшей размерностью кг.

ЪП. Зондирующие сигналы на базе композиционного контура из полного семейства элементарных контуров

Композиционный контур является лишь математической моделью сиг-[ала и для его практической реализации необходимо использование како-

го-либо физического носителя. Предлагается несколько вариантов его ] лизации.

1. Фазокодированный сигнал. Композиционный контур рассматрив; ся как векторная диаграмма гармонического сигнала. Амплитуда сигн на кодовом интервале равна модулю соответствующего вектора, а фа его аргументу. Такое кодирование соответствует сигналу Фрэнка.

Для восстановления кода контура по принятому сигналу должен пользоваться амплитудно-фазовый детектор (АФД). Он позволяет воо навливать коды перекрывающихся сигналов с сохранением амплитуднь фазовых соотношений. Наличие доплеровского сдвига частоты во вход] сигнале приводит к возникновению доплеровского набега фазы между 1 торами в восстановленном контуре Афд = 2ятк„Г2, где тки - длительнс кодового интервала, £1- частота Доплера. Тогда и-й вектор принят сигнала буде равен V(н) = у(и)ехр{1 л Дсрд], а выражение для отклика к

турного согласованного фильтра при наличии доплеровского сдвига в щем случае запишется в виде

п-0 цшО

Данное соотношение задает аналог функции неопределенности для ^ кретного сигнала. Так как при обработке сигнала должна использовап циклическая обработка, функция неопределенности так же строится цш чески. При отсутствии доплеровского набега фазы, сечение функции дальности будет дельтовидным, т.е. в канале приемника, согласование сигналом по частоте Доплера, возможно идеальное разрешение сигна по дальности. Разрешающая способность сигнала по скорости определи только длительностью сигнала и будет не хуже, чем для любого ФМ си1 ла. Функция неопределенности композиционного контура имеет ноже! ную форму, т.е. фазокодированный сигнал может использоваться либо разрешения по дальности, либо для разрешения по частоте.

Расположение сигналов по дальности

Суммарный сигнал на входе амплитудно-фазового детектора

«00.00 4КМ -

Амплитуда сигнала на выходе амплитудно-фазового детектора

Фаза сигнала на выходе амплитудно-фазового детектора

I {——^ТИ^^^Н ^Г чГ

4И -ь

Контур, сформированный по результатам амплитудно-фазового детектирования

Амплитудный и фазовый спектры контура

зультат ациклическои согласованной фильтрации контура

Результат обработки отклика ациклического фильтра по алгоритму ЧКШС

«и.»

'"'к

нал мь.»

1« 11 а 1> и гз«Г5То5Т2

Т1

Рис. 2. Обработка трех пересекающихся фазокОдированных сигналов

На рис.2 приведены диаграммы обработки трех пересекающихся времени фазокодированных сигналов. При ациклической обработке К( контура, полученного по результатам амплитудно-фазового детектиро ния сигнала, боковые лепестки сохраняются, что создает опасность мае рования одного сигнала другим. Применение алгоритма ЧКШС позвол полностью подавить боковые лепестки и достичь идеального рззреиш целей.

2. Фазоразностная модуляция сигналов на базе композиционных кон ров. Другим эффективным способом кодирования КК является фазораз стное кодирование. Значение начальной фазы сигнала ка каждом кодое интервале в передаваемом сигнале определяется в соответствии с соот: шением фд(п) = ф(л) + Ф/7

Восстановление кода композиционного контура после приема выпол ется по формуле: <р(п) = 9/г(п) ~ ~ 0 •

ФН такого сигнала имеет кнопочный вид. Однако основные достоин ва сигнала проявляются при восстановлении исходного кода из принят« контура. При воздействии частоты Доплера происходит поворот восс новленного контура, но это не мешает работе алгоритма ЧКШС, т.е. и альное сжатие возможно при наличии доплеровского сдвига.

3. Сигнал с фазо-частотной модуляцией формируется на основе да композиционных контуров. Элементарные векторы одного КК У/(л) 1

дулируют частоту, а другого - У9(и) начальную фазу колебания в преда

п-го кодового интервала. Аналитически текущее колебание записываете; виде

4)=с/ипТГю.

Частота в пределах кодового интервала изменяется относительно от ной частоты ео0 таким образом, чтобы набег фазы к концу интервала б равен значению фазы модулирующего сигнала. Благодаря возможно

/

ьирования двух параметров сигнала, вид его функции неопределенности [еняется от ножевидного до кнопочного.

3.8. Заключение

1. В работе показано, что для обеспечения сжатия сигнала в согласован-л фильтре без боковых лепестков сложный сигнал должен обладать рав-лерным энергетическим спектром.

2. Предложена модель сигнала в виде композиционного контура из того семейства элементарных контуров, отвечающего поставленным бованиям и разработаны методы синтеза алфавита таких сигналов.

3. Получены методы реализующие идеальное разрешение сигналов в ви-композиционных кон гуров за счет отсутствия боковых лепестков у сжа-о сигнала. Определены условия, при которых применение данных мето-j дает выигрыш в качестве принимаемых решений.

4. Разработаны методы формирования физических носителей сигналов базе композиционных контуров в виде фазокодированных сигналов, налов с фазоразностной модуляцией, фазо-частотномодулированных "налов.

5. Методом математического моделирования подтверждена возмож-сть идеального разрешения перекрывающихся фазокодированных сигна-в на базе композиционных контуров от целей с разной ЭПР.

4. СПИСОК НАУЧНЫХ ТРУДОВ РОЖЕНЦОВА АЛЕКСЕЯ АРКАДЬЕВИЧА

1. Фурман Я.А., Михайлов А.И., Роженцов A.A. Оптимальные инфор-циокные структуры в контурной среде// Тезисы докладов 2-й всероссий-эй с участием с участием стран СНГ конференции "Распознавание обра-в и анализ изображений: новые информационные технологии". Часть II/ гьяновск. 1995.-С.13.

2. Роженцов A.A. Алгоритм, реализующий восстановление отсчетов гналов, ассоциированных с композиционными контурами// Вестник ВВО

АТН РФ. Серия: Высокие технологии в радиоэлектронике.-№2(4).-15 С.67-70.

3. Роженцов A.A. Фазоразностное кодирование сигналов в виде коа зиционных контуров// 52 Научная сессия, посвященная Дню радио/ Мое 1997.

4. Фурман Я.А., Роженцов A.A. Визуальные модели контурных си: лов, эффективных при совместном решении локационных задач// Тез докладов 3-й конференции "Распознавание образов и анализ изображу новые информационные технологии". Часть II/ Нижний Новгород, 1S С.332.

5. Фурман Я.А., Роженцов A.A. Сигналы на базе композиционных i туров для задач совместного обнаружения/разрешения/распознавания// териалы Всероссийской научной конференции "Цифровая обработка n гомерных сигналов"/ Марийск. гос. техн. ун-т. Йошкар-Ола, 1996.- С.74-

6. Фурман Я.А., Роженцов A.A., Хафизов Р.Г. Дискретно-кодирован сигналы на базе композиционных контуров// Автометрия.- №11996.

7. Роженцов A.A. Генератор сложных сигналов, ассоциированнь композиционными контурами// Материалы Всероссийской научной ко* ренции "Цифровая обработка многомерных сигналов"/ Марийск. гос. т ун-т. Йошкар-Ола, 1996.- С .78-79.

8. Роженцов A.A. Обработка сигналов в виде композиционного кош из полного семейства элементарных контуров// Тезисы докладов Все] сийской межвузовской научно-технической конферен "Информационные технологии в электротехнике и электроэнергетике"/ ваш. ун-т. Чебоксары, 1996.- С. 94-96.

9. Фурман Я.А., Михайлов А.И., Роженцов A.A. Ассоциированнь символами сложные сигналы для совместного обнарз ния/распознавания// Прикладные исследования в электронике и новые нологии в обучении студентов. Материалы республиканской нау> методической конференции, посвященной 100-летию радио/ Йошкар-( 1996. С.11-16.

10. Фурман Я.А., Кревецкий A.B., Роженцов A.A., Хафизов Р.Г., Смнр-)В Д. Л. Технология распознавания номерных знаков транспортных »едств для целей электронного контроля и управления дорожным движе-*емII Вестник ВВО АТН РФ. Серия: Высокие технологии в радиоэлектро-1ке. №1(2), 1996.

И. Роженцов A.A., Леухин А.Н. Алгоритм синтеза полного алфавита >мпозиционных контуров из полного семейства элементарных контуров, Зладающих дельтовидной АКФ// Йошкар-Ола, Марийск. гос. техн. ун-т. >96. 11с. Деп. в ВИНИТИ 22.04.96. № 1316-В96

12. Передреев А.К. Роженцов A.A. Совмещение плоских изображении 1 основе анализа спектров контурных линий/ Йошкар-Ола, Марийск. гос. :хн. ун-т. 1996. 16с. Деп. в ВИНИТИ 23.05.96. № 1673-В96

13. Фурман Я.А., Роженцов A.A., Леухин А.Н. Результаты экспернмен-шьных исследований по обработке сигналов на основе композиционных знтуров// Йошкар-Ола, Марийск. гос. техн. ун-т. 1996. 12с. Деп. в ИНИТИ 23.05.96. № 1743-В96

14. Фурман Я.А., Роженцов A.A. Модели контурных сигналов для задач >вместного разрешения/распознавания и их обработка// Марийск. зс.техн. ун-т.- Йошкар-Ола, 1996. - 30 е.: ил. - Библиогр.: 24 назв. - Рус. -еп. в ВИНИТИ 23.10.96. № 3114-В96

15..Леухин А.Н., Роженцов A.A. Физическая реализация сигналов на ба-: композиционных контуров из полного семейства элементарных конту-эв// Вестник ВВО АТН РФ. Серия: Высокие технологии в радиоэлектро-ике.№2(4).- 1997.-С.76-82.

16. Фурман Я.А., Роженцов A.A., Хафизов Р.Г. Перспективные инфор-ационные технологии в задачах передачи/приема сигналов и зображений//Вторые Вавиловские чтения. Материалы Всероссийской еждисциплинарной научной конференции, Йошкар-Ола.- С.274.

17. Ориентация летательных аппаратов по изображениям звездного не-а/ Фурман Я.А., Кревецкий A.B., Михайлов А.И., Роженцов A.A., Смир-

нов Д.Л., Хафизов Р.Г.; Марийск. гос. техн. ун-т. - Йошкар-Ола, 1997. -3 Дсп. в ВИНИТИ 19.11.1997 № 3386-В97.

18. Разработка системы автоматического распознавания государств ных регистрационных знаков автотранспортных средств/ Фурман Я. Кревецкий A.B., Михайлов А.И., Роженцов A.A., Смирнов Д.Л., Хафи: Р.Г.; Марийск. гос. техн. ун-т. - Йошкар-Ола, 1997. -31с. Деп. в ВИНИ' 19.11.1997 №3387-В97.

19. Применение сложных сигналов в аппаратах ультразвуковой диаг стики// Вторые Вавиловские чтения. Материалы Всероссийской междис плинарной научной конференции, Йошкар-Ола.- С.301-302.

20. Фурман Я.А., Роженцов A.A. Сигналы с равномерным энергети ским спектром на базе кодов Баркера// Йошкар-Ола, Марийск. гос. те ун-т. - 1998. - 7с.: ил. - Библиогр. 15 назв. - Рус. - Деп. в ВИНИТИ 25.02 № 556-В98.

21. Фурман Я.А., Роженцов A.A. Синтез и анализ сигналов с идеалы ми свойствами АКФ и методов их обработки// Йошкар-Ола, Марийск. i техн. ун-т.- 1998,- 179с.: ил,- Библиогр.: 100 назв. - Рус: - Деп. в ВИНИ 20.03.98 №818-В98.

ПЛД №2018 от 05.10.94.

Усл. п. л. 1,0. Тираж 100 экз. Заказ №7078.

Отпечатано в ООП МарГТУ. 424006, Йошкар-Ола, ул.Панфилова, 17