автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.14, диссертация на тему:Сверхширокополосная радиолакация воздушных объектов с безынерционным обзором пространства

На правах рукописи

Вовшин Борис Михайлович

СВЕРХШИРОКОПОЛОСНАЯ РАДИОЛОКАЦИЯ ВОЗДУШНЫХ ОБЪЕКТОВ С БЕЗЫНЕРЦИОННЫМ ОБЗОРОМ ПРОСТРАНСТВА

Специальность 05.12.14 — Радиолокация и радионавигация

Автореферат

диссертации на соискание ученой степени доктора технических наук

Москва 2006 г.

Работа выполнена в ЗАО «Радиоэлектронных систем», г. Москва Официальные оппоненты:

Доктор технических наук, профессор Журавлев Анатолий Константинович; Доктор технических наук, профессор Татарский Борис Григорьевич; Доктор технических наук Чапурский Валерий Викторович.

Ведущая организация: ЗАО «Научно-исследовательский институт по измерительной технике - радиотехнические комплексы», г. Челябинск.

Защита состоится «_> dtvQQ 2006 г. в 14 часов на заседании Диссертационного Совета Д212.125.03 в зале заседаний Ученого Совета Московского авиационного института (Государственного технического университета) по адресу: 125993, г. Москва, Волоколамское шоссе, д. 4, Главный административный корпус.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке МАИ. Отзыв на автореферат в 2 экземплярах, заверенный печатью организации, просим высылать по адресу института: 125993, г. Москва, Волоколамское шоссе, д. 4, А-80, ГСП-3.

Автореферат разослан « » года.

Ученый секретарь Диссертационного Совета,

Кандидат технических наук, доцент_ ////у /у М.И.Сычев

Общая характеристика работы Постановка решаемой проблемы. Актуальность темы.

Современные и перспективные средства радиолокационного наблюдения воздушных объектов (ВО) должны решать широкий круг задач, из которых к числу наиболее важных можно отнести:

- своевременное обнаружение малозаметных и низколетящих ВО;

- устойчивое сопровождение плотных групп маневрирующих целей и определение их количественного состава;

- преодоление факторов, снижающих радиозаметность ВО за счет применения технологий «Стэлс»;

- распознавание классов и типов ВО с требуемым качеством.

Существующие импульсные РЛС с узкополосными (УП) зондирующими сигналами (ЗС) и круговым механическим обзором пространства не спо собны качественно решать указанные задачи в сложной и быстро изменяющейся сигнально-помеховой обстановке. Во многом это связано с их недостаточной разрешающей способностью и точностью измерений координат целей, а также низким темпом обновления информации.

В этих условиях перспективным направлением совершенствования РЛС является расширение спектра ЗС, вплоть до перехода к сверхширокополосным (СШП) сигналам, в сочетании с использованием пространственно-многоканальных антенных систем — антенных решеток (АР). Такое количественное наращивание информационных возможностей создает предпосылки качественного роста показателей РЛС.

Теоретически прогнозируемые достоинства СШП РЛС связаны с улучшением разрешающей способности по дальности, вплоть до разделения блестящих точек (БТ) на поверхности ВО, уменьшением влияния интерференционных эффектов при рассеянии волн, повышением защищенности РЛС от помех различного вида, улучшением радиозаметности целей и т.д.

Еще в большей степени эти достоинства СШП ЗС должны проявиться, если в РЛС возможен гибкий электронный или безынерционный (параллель-

ный) обзор пространства, однозначно определяющий применение АР. В этом случае в СШП РЛС улучшаются характеристики разрешения и измерения всех координат ВО, создаются условия для многофункциональности работу и накопления большого числа импульсов полезного сигнала.

Поэтому актуальной задачей радиолокации является разработка теоретической базы для создания РЛС с безынерционным обзором пространства СШП сигналами и изыскание путей их практической реализации. На их основе может быть создан новый класс радиолокационных средств, обладающих совокупностью вышеназванных достоинств.

Проблема построения СШП РЛС с безынерционным обзором пространства требует комплексного, системного подхода к ее решению, основанного на теории пространственно-временной обработки для неразделяю-щихся пространственных и частотно-временных информативных параметров сигналов. При этом оказываются неприемлемыми допущения традиционной теории, вытекающие из узкополосности ЗС: Д///0=/^«1 и с = /Д%)ътО0/Ьв0л{град)«\, где Д/,/0 - ширина полосы ЗС и его несущая частота соответственно, 0а и Ав0 5 - угол отклонения луча АР от нормали и его ширина. В УП РЛС на этой основе возможно:

- независимо синтезировать и анализировать антенные системы и устройства внутриимпульсной частотно-временной обработки;

- факторизовать многомерную функцию неопределенности (МФН) на две двумерные: пространственную - диаграмму направленности (ДН) и частотно-временную - функцию Вудворта;

- возложить функции разрешения и измерения угловых координат ВО на АР, а дальности и скорости — на частотно-временную обработку.

Для РЛС с АР превышение параметром в установленных в диссертации пределов приводит к тому, что вышеназванные теоретические допущения не просто теряют необходимую точность, но становятся принципиально несостоятельными, поскольку не отражают физической сущности происходящих процессов.

Поэтому СШП РЛС с безынерционным обзором пространства, наряду с уточнением ряда понятий, требуют пересмотра основополагающих принципов построения и методик расчета РЛС. Необходимость поиска новых подходов диктуется тем, что требуется учитывать не только взаимное влияние АР и сигнала, но и то, что АР непосредственно участвует в формировании ЗС и обработке эхо-сигнала, а пространственные свойства РЛС определяет сам СШП сигнал. В этом случае пространственные и частота о-временные параметры радиолокационных сигналов не могут быть разделены. Относя именно такие РЛС к классу СШП, следует констатировать, что известные из литературы подходы к их теории и практике комплексно не разработаны.

Несомненным достоинством СШП РЛС в указанном смысле следует считать возможность такого безынерционного обзора пространства (БОП), который теоретически не ограничивает ширину спектра сигнала и его вид, в том числе позволяет использовать многочастотные (МЧ) или видеоимпульсные сигналы (ВИС) без несущей частоты, снимающие ограничения на относительную полосу ЗС. Их применение также позволяет сочетать в одной РЛС достоинства высокого разрешения и точности измерений с работой в диапазонах волн (дециметровом или метровом), где отражающие свойства (ЭПР) ВО максимальны, а влияние помех минимально.

Однако реализовать СШП РЛС с совокупностью указанных достоинств на основе базовых принципов построения традиционных РЛС невозможно. Поэтому комплексное решение задачи разработки теоретических основ и создания СШП РЛС с безынерционным обзором пространства в дециметровом и метровом диапазонах волн и их экспериментальное подтверждение представляет сложную научно-техническую проблему, имеющую важное значение для развития радиолокационной науки и техники. Эта проблема включена в Федеральную целевую программу «Национальная технологическая база» и ее решению посвящена данная работа, что определяет ее а1сту-альность и своевременность.

Целью работы является разработка принципов построения и развитие теории нового класса РЛС дециметрового и метрового диапазонов, реализующих безынерционный обзор пространства сверхширокополосными сигналами с неразделяющимися пространственно-временными параметрами.

Для достижения этой цели поставлены задачи:

- определить новые критерии широкополосности пространственно-временных ЗС в РЛС с антенными решетками;

- разработать способы безынерционного обзора пространства в СШП РЛС на основе взаимосвязанного выбора совокупности параметров ЗС и антенной системы;

- синтезировать алгоритмы и схемы оптимальной (согласованной) обработки СШП пространственно-временных (частотных) сигналов на фоне белого гауссова шума приемника;

- определить и исследовать свойства нефакторизуемых многомерных функций неопределенности СШП сигналов на выходе согласованных устройств обработки;

- проанализировать потенциальные возможности раздельного и совместного разрешения и измерения информативных параметров СШП сигналов;

- получить уравнения дальности СШП радиолокации точечных и протяженных ВО и исследовать характеристики обнаружения протяженных ВО;

- исследовать защищенность СШП РЛС от пассивных и активных помех и предложить методы их защиты;

- экспериментально исследовать и подтвердить базовые принципы построения и методики расчета СШП РЛС с БОП.

Методы исследований.

При решении поставленных в работе задач использовались методы статистической теории радиолокации, теории антенных решеток, теории систем сигналов, матричный анализ, методы теории вероятностей и математической статистики, методы моделирования и натурного эксперимента.

Научная новизна. В процессе проведения исследований получены новые научные результаты:

- обобщен принцип пространственно-частотной эквивалентности, на основе которого получены количественные критерии и предложена классификация пространственно-временных (частотных) сигналов по степени их широкополосности в РЛС с АР;

- разработаны методы безынерционного обзора пространства в СШП РЛС, основанные на применении ортогональных ЗС, излучаемых каналами передающей АР, в сочетании с апертурным синтезом на прием;

- методом максимального правдоподобия синтезированы пространственно-временные и пространственно-частотные согласованные фильтры, обеспечивающие синтез приемной апертуры и формирование далыгостно-угло-скоростных каналов приема на выходе одиночной приемной антенны;

- введены и исследованы нефакторнзуемые многомерные функции неопределенности и их главные сечения, определяющие потенциальные точности измерений и меры разрешения пространственных и частотно-временных информативных параметров СШП сигналов с учетом их корреляции, отличающиеся от традиционных;

- для СШП РЛС получены основные уравнения дальности и зон видимости точечных и протяженных ВО, разработана методика отыскания параметров этих уравнений, и определены характеристики обнаружения, отличающиеся от традиционных;

- разработаны и исследованы алгоритмы обнаружения протяженных целей на фоне пассивных и активных помех и методы защиты от них СШП РЛС, имеющие специфические особенности по сравнению с известными.

Практическая ценность результатов работы определяется тем, что они позволяют:

- определить построение перспективных СШП РЛС с безынерционным обзором пространства и методы расчета их характеристик;

-8- обоснованно и взаимосвязано выбирать параметры ЗС и многоканальной антенной системы;

- оптимизировать СШП РЛС по энергетическим и точностным характеристикам и адаптировать их к специфике радиолокационных средств различного назначения;

- использовать созданные устройства и методики анализа экспериментального образца СШП РЛС с многочастотным сигналом в качестве апробированных прототипов для проектирования перспективных СШП РЛС;

- обосновать тактико-технические требования к СШП РЛС предложенного построения и выбрать рациональный вариант их реализации.

Реализация и внедрение результатов исследований.

Рекомендации, разработанные и предложенные автором, использовались при проведении исследований в следующих организациях.

1. Всероссийский НИИ радиотехники (1972-1993 г.г.) — при проведении научно-исследовательских и опытно-конструкторских работ по темам: «Сопровождение» «Перспектива», «Сравнение-3», «Первоисточник» и др., выполненных по заказам Министерства Обороны СССР и РФ.

2. Научно-технический центр Министерства оборонной промышленности РФ (1993-1997г.г.) — при проведении научно-исследовательских работ по темам: «Прогресс-1-5», выполненных по заказу. Миноборонпрома РФ, а также по темам: «Шум-АН», «Штабель-АН», «Штандарт» — по заказам Секции прикладных проблем Российской АН, а также в ОКР по Федеральной целевой программе «Национальная технологическая база» (2003-^2006 г.г.).

3. ЗАО «Радиоэлектронных систем» (1997-2005 г.г.) - при проведении научно-исследовательских и экспериментальных работ по темам: «Виола», «Визирь», выполненных по заказам Департамента радиопромышленности Минэкономики России, а также по темам: «Переполох» и «Свияга» - по заказу Военно-научного комитета ВВС Министерства обороны РФ.

Достоверность полученных результатов обеспечена корректностью постановки задач, выбором адекватных методов их решения с использовани-

ем апробированного математического аппарата, наглядностью физических интерпретаций, сходимостью в предельных частных случаях к известным положениям традиционной теории. Основные теоретические выводы работы подтверждены результатами экспериментальных исследований и математического моделирования.

Апробация результатов работы. Основные результаты диссертационной работы докладывались, обсуждались и получили положительные оценки на международных научно-технических конференциях: «XXVII Международная конференция «Теория и техника антенн»», Москва, 1994; Международная конференция «Современная радиолокация», Киев, 1994; Международная конференция «Радар-94», Париж (Франция), 1994; Международная конференция «Радар-95», Арлингтон (США), 1995; «25-ая Европейская конференция по микроволнам», Болонья (Италия), 1996; Международный симпозиум по прогрессу в электромагнитных исследованиях «PIERS-96», Бонн (Германия), 1996; Международная конференция «Crossbow-99», Сан-Диего (США), 1999; III Международная конференция по обработке сигналов и информации, Сингапур, 2001; 1-ый и 2-ой Международные радиоэлектронные форумы «Прикладная радиоэлектроника», Харьков, 2002, 2005; Международная конференция «Радар-2004», Тулуза (Франция), 2004 и др., а так же на всесоюзных и всероссийских научно-технических конференциях: Научно-технический семинар 3-го ГУ МРП СССР «PJIC с плоскими ФАР», Москва, 1982; XXXIV военно-техническая конференция ВИРТА им. JI.A. Говорова, Харьков, 1987; Юбилейные научно-технические конференции ЦНИИРЭС, М<эсква, 1996, 2001; Юбилейная научно-техническая конференция «Теория и техника передачи информации», Туапсе, 2004; XXX Военно-научная конференция 2 ЦНИИ МО РФ, Тверь, 2004 и др.

Публикации. По основным результатам проведенных исследований опубликовано более 45 печатных работ, выполнено более 40 разделов отчетов о НИР и выпущено учебное пособие, а также получено 7 авторских сви-

детельств на изобретения. Результаты диссертации использованы и реализованы на четырех предприятиях отечественной промышленности.

Основные положения, выносимые на защиту:

1. Предложенные количественные критерии широкополосности зондирующих сигналов в РЛС с ФАР определяют границу применимости традиционных теоретических подходов к их проектированию, основанных на возможности независимого выбора параметров сигналов и характеристик антенной системы при заданном секторе обзора.

2. Развитые теоретические положения сверхширокополосной радиолокации, основанные на использовании ортогональных пространственно-разнесенных сигналов в сочетании с апертурным синтезом на прием, снимают принципиальные ограничения на относительную широкополосность зондирующих сигналов, позволяют реализовать безынерционный обзор пространства в заданном секторе и определяют пути построения нового класса СШП РЛС.

3. Синтезированные методы пространственно-временной обработки оптимизируют энергетические показатели качества обнаружения точечных и протяженных целей на фоне собственных шумов приемника СШП РЛС, а в сочетании с предложенными методами защиты — на фоне пассивных и активных помех.

4. Введенные и исследованные многомерные функции неопределенности пространственно-временных (частотных) сигналов с нефактори-зуемыми информативными параметрами позволяют определять и исследовать потенциально достижимые точности измерений и разрешения всех координат цели в СШП РЛС.

5. Результаты теоретических и экспериментальных исследований могут служить методической базой обоснования требований к СШП РЛС и выбора рациональных путей их достижения за счет совместной оптимизации зондирующих сигналов и многоканальной антенной системы.

Личный вклад автора. Автором лично сформулированы задачи, разработана методика их решения, получены, проанализированы и систематизированы все основные результаты. '

Структура и объем диссертации.

Диссертационная работа состоит из введения, семи разделов, заключения, списка литературы и Приложения. Она изложена на 402 страницах машинописного текста, включает 102 рисунка, 10 таблиц и список литературы из 231 наименования.

Содержание диссертации

Во Введении дается общая характеристика работы: обосновывается актуальность темы диссертации, формулируется проблема и цели работы, решаемые задачи, научная новизна, практическая ценность, положения, выносимые на защиту, общая методика исследований, достоверность, реализация и внедрение, приводятся данные об апробации результатов диссертации.

В разделе 1 «Широкополосность и информативность РЛС. Критерии широкополосности радиолокационных сигналов» для определения состояния проблемы проанализирована литература по широкому кругу вопросов, связанных с теорией и практикой СШП локации. Анализ показал, что в последние годы интерес к проблеме расширения полосы 3С РЛС существенно возрос в связи с прогнозируемыми достоинствами СШП РЛС по сравнению с традиционными (узкополосными). В первую очередь эти преимущества связаны с повышением разрешающей способности и точности измерения координат и, как следствие, возможностью эффективно решать задачи распознавания классов и типов целей. Вместе с тем показано, что в настоящее время отсутствует системный подход к задаче создания СШП РЛС, а очень малое число действующих РЛС, работающих с ЗС в полосе десятки-сотни МГц, свидетельствует о сложности их разработки из-за недостаточного уровня развития теории их построения.

Проанализировано известное из литературы утверждение о повышении информативности РЛС при расширении полосы ЗС и показано, что для каж-

дого этапа радиолокационного наблюдения связь понятий «широкополос-ность» и «информативность» имеет различный смысл и показатели. Прямая пропорциональность между количеством информации и полосой ЗС имеет место только на этапе измерений координат целей, на этапе разрешения — только в случае, если показатели качества обнаружения в элементах разрешения не зафиксированы, а на этапе классификации существует ситуационный оптимум полосы ЗС.

Проанализированы известные из литературы математические модели радиолокационных сигналов и качественные критерии их широкополосно-сти, основанные на значениях их абсолютной Д/ и относительной // = Д/у/„ полосы. Показано, что по мере увеличения /л понятие «комплексная огибающая» теряет физический смысл, что в пределе приводит к необходимости отказаться от использования несущей частоты и перейти к описанию сигнала как вещественной функции времени (ВИС). Для другого типа СШП сигналов - многочастотных, образованных путем суммирования квазигармонических радиоимпульсов (РИ) с различным частотным заполнением, предложено использовать математическую модель, основанную на сумме «укороченных» гармоник, являющихся функциями отсчета.

Показано, что известные критерии широкополосности существенно зависят от назначения РЛС, а также от факторов, непосредственно связанных с принципами их построения, в частности, выбором несущей частоты /0. Кроме того, эти критерии характеризуют сигналы только в частотно-временной области и не учитывают их взаимосвязи с пространственными характеристиками РЛС. Поэтому в работе сделан вывод о частном, ограниченном характере известных критериев широкополосности.

Для РЛС со сканирующей АР (типа ФАР) разработан количественный критерий широкополосности ЗС, основанный на обобщении принципа пространственно-частотной эквивалентности (ПЧЭ), ранее известного для 2-х элементного интерферометра, возбуждаемого К-частотным сигналом. Показано, что при широкополосном возбуждении точечных излучателей (М+1)-

элементной приемной АР ее ДН представляет собой сечение многомерной функции рассогласования (МФР) сигнала на выходе согласованного фильтра (СФ) и определяется угловой зависимостью максимальной амплитуды в момент / = f0. Доказано, что эта мгновенная ДН эквивалентна ДН АР, состоящей из пространственно-протяженных неидентичных элементов при монохроматическом (/0) возбуждении (рис.1). С учетом этого в общем виде не-факторизуемая МФР на выходе СФ представляется в виде:

где Am,Z,„ - амплитуда возбуждения и координата ш-го излучателя исходной АР; /{-„(Д6',Дг) - корреляционная функция возбуждающего сигнала, совпадающая с парциальной ДН линейных элементов, из которых состоит эквивалентная АР; Дг,Д0 - рассогласования по временной задержке и углу.

-Л^-ужокополо- Выражение (1) указывает на

сныЛ сигнал

невозможность разделения МФР на час-~J¡* тотно"вРеменнУю Функцию Вудворта и ДН в связи с пространственно-частотной корреляцией (ГГЧК) сигнала. Для учета ПЧК введен обобщенный параметр е = sin ва/Ьвал (град.). В зависимости . Рис.1 от его значения определены и иссле-

дованы искажения основных сечений, а также потери в отношении сигнал/шум (ОСШ) на выходе СФ, обусловленные ПЧК. Доказано, что потери OCI1I соответствуют снижению КНД эквивалентной АР, равной отношению

1 А"тт(0 в )а

квадратичных форм: Ag¡ =--.,' где х(0,ва)- квадратная

М + 1 A IA

(М+1)х(М+1) матрица с элементами z.,„ = Z.{°A)x'Á°A)> определяющими уровень парциальных ДН в направлении <90, I - диагональная единичная матрица, А - вектор амплитудно-фазового распределения в раскрыве ФАР.

На основе полученных оценок предложена новая классификация сигналов в РЛС с АР по степени широкополосности, представленная в табл. 1.

Таблица 1

Тип сигнала Значение £ » %/град Потери ОСШ, дБ Факторизация МФР Традиционные методы расчета Принципы построения РЛС с АР

УП 0<£<1 <0,6 да да Традиционные

ШП 1<£<4 0,6-4,2 Нет (требуется учет ПЧК) да, но с поправками на ПЧК Традиционные

СШП £>4 резко растут нет нет Неизвестны

Из данных таблицы 3 определяются границы между понятиями «узкополосный» (УП), «широкополосный» (ШП) и СШП сигнал, а также физический смысл этих понятий. В частности, граница между ШП и СШП сигналами соответствует значению е = 4. Дальнейшее расширение полосы или размеров АР из-за указанных искажений и потерь не улучшает разрешающую способность РЛС по соответствующим координатам. Доказано, что при е>4 невозможно разделить обработку на пространственную и частотно-временную, и, следовательно, использовать традиционные принципы построения РЛС с АР и методы их расчета, вытекающие из традиционной теории. Показано, что в этом случае антенная система должна не только обеспечить обзор пространства, но и формировать и обрабатывать СШП ЗС.

В Разделе 2 «Безынерционный обзор пространства в СШП РЛС» проведен анализ теоретической целесообразности и практической реализуемости известных способов обзора с применением АР, а также предложен новый способ обзора заданного углового сектора за время, не превосходящее длительности ЗС.

Показано, что последовательный обзор, в СШП случае требующий введения управляемых линий временной задержки в каналы передающей и

приемной АР, труднореализуем из-за высоких требований к идентичности каналов АР и стабильности СШП ЗС и увеличивает время обзора. Установлено, что для параллельного обзора, основанного на многолучевом диаграм-мообразовании, отсутствует адекватная теория синтеза многолучевых матриц приемных АР, возбуждаемых СШП сигналами. Таким образом, показано, что традиционные, широко используемые в УП РЛС с АР способы обзора пространства для СШП РЛС теоретические не обоснованы или труднореализуемы.

В связи с этим сформулированы принципы БОП, адекватные применению СШП ЗС, которые сводятся к следующему:

- в режиме передачи каналы (М+1)-элементной передающей АР излучают ортогональные ЗС, неинтерферирующие в секторе обзора 0Ыа;

- на прием используется одиночная слабонаправленная антенна (СНА), на выходе которой обработка сводится к разделению ортогональных ЗС и синтезу приемной АР в сочетании с многолучевым диаграммообразованием;

- независимость пространственных каналов приема определяется условием декорреляции в них шума приемного тракта СНА.

Доказано, что реализация указанных принципов позволяет снять ограничения на широкополосность ЗС, обеспечить согласование обзора на прием и передачу и отказаться от управляемых элементов в АР. Показано, что в зависимости от вида ЗС свойство их ортогональности в пространстве (для любого угла в е 0пЪ ) может иметь либо временную, либо частотную интерпретацию при выполнении соответствующих условий

г, = ] (/ + д/«<К(/+АЛ,к (''*), Л=К(/)|> (3)

О -ю

где с! — шаг передающей АР; Дг„, ( - временной сдвиг моментов излучения парциальных сигналов Д/0о - частотный сдвиг спектров огибающих

парциальных сигналов (/) между 1-м и j -м каналами передающей АР.

Доказано, что для СШП сигналов без несущей адекватна временная интерпретация, определяющая неодновременность излучения ВИС и пачечный характер сигнала в пространстве. СШП сигналам второго типа соответствует частотная интерпретация, определяющая использование МЧ сигналов, состоящих из УП РИ с неперекрывающимися полосами. В работе эти виды СШП сигналов классифицированы как пространственно-временные и пространственно-частотные (ПВС и ПЧС) соответственно. Для обоих видов сигналов конкретизированы условия реализации БОП за счет совместного выбора параметров ЗС и передающей АР, как показано на рис.2 и 3.

-м/э -»

см

т т

>- 1 П----П

V "с1 п>0, е-6©, 1 П.........п

1— е- -до, 1 п—п

Рис.2

</> <*(/> о,со

Рис.3

Для СШП ПВС ортогональность излучаемых ВИС обеспечивается периодичностью их излучения (через ДГ0), а ортогональность пространственных каналов приема — выбором временного сдвига между моментами возбуждения одного и того же элемента синтезированной АР (САР) с двух смежных направлений прихода сигнала. Показано, что первое условие ограничивает шаг передающей АР сверху <1 ксЬТ^Цьтв^, а второе снизу с! > е,к/2$\пв,л., где (, = ст„ - пространственная протяженность ВИС, к > 1 - постоянное число. Отмечено, что второе неравенство принципиально отличает рассматриваемый случай от традиционного, так как шаг УП АР всегда имеет верхнее ограничение. Доказано, что это является следствием негармониче-

ского характера возбуждения АР, при котором невозможны дифракционные максимумы. При указанных ограничениях на значение d получены соотношения для определения ориентации приемных лучей САР и условия нахождения цели в ее дальней зоне.

Для СШП ПЧС показано, что их ортогональность обеспечивается ограничением на длительность парциальных УП РИ т, > 1/д/0, где Д/0 - частотный разнос между соседними каналами М-элементной передающей АР.

Доказано, что при Д/0 = const в режиме передачи в пространстве формируется СШП сигнал, обусловленный исследованными в работе эффектами:

- сверхбыстрого сканирования луча (СБСЛ), который трактуется как перемещение главного максимума ДН с угловой скоростью V0 = Д/Л/с/созбо в секторе обзора за время длительности парциального РИ;

- синтеза в пространстве «сверхкороткого импульса» (СКИ) длительностью т,.Ш1 =1/му"„, эквивалентного сжатию парциального РИ в М раз в фиксированные моменты для различных углов в секторе обзора.

Отмечено, что эффекты СБСЛ и СКИ имеют одну и ту же физическую сущность - синтез СШП сигнала в различных направлениях, но соответствуют интерпретациям в пространственной и временной областях. Условия возникновения эффектов СБСЛ и СКИ исследованы в зависимости от соотношений параметров передающей АР и МЧ сигналов, для которых в качестве парциальных рассмотрены простые и сложные (ЛЧМ) РИ.

Обосновано, что для обеспечения БОП при использовании ПВС и ПЧС в режиме приема на выходе СНА целесообразен апертурный синтез приемной АР. Отмечено, что для его реализации в САР необходимо сформировать первичные каналы приема. Эти каналы образуются:

- для ПВС - (М+1)-отводам линии временной задержки (ЛВЗ) с шагом, равным периоду повторения ВИС (АТ„ >>Т,) в передающей АР;

- для ПЧС - набором из (М+1) фильтров, расстроенных на Д/0.

Доказано, что в результате компенсации информативных параметров,

зависящих от угловой координаты, после когерентного накопления сигналов

первичных каналов САР реализуется обработка, соответствующая синтезу приемной АР и многолучевому диаграммообразованию.

Раздел 3 «Согласованная пространственно-временная обработка СШП сигналов. Синтез и анализ» посвящен исследованию пространственно-временных фильтров (ПВФ), реализующих согласованную обработку пачки простых и сложных ортогональных ВИС на фоне гауссова шума.

ПВФ синтезированы во временной области методом максимального правдоподобия.'Единым информативным параметром ПВС для 3-х-мерного вектора координат точечной цели р„ являются временные задерж-

ки - абсолютная для координаты «дальность» (?„) и относительная (между импульсами пачки) для координат «угол» (г„) и «скорость» (г,.), «заменяющие» отсутствующие для таких сигналов «частоту Доплера», «фазу» и «комплексную огибающую».

Задача синтеза ПВФ решена на основе представления достаточной статистики в виде

(/=/Д„), (4)

где = =п(/)+Л50(/,р„) (А = 1,0)-мерный вектор смеси шумов (по-

мех) и, возможно (А=1), полезного сигнала с 3-х-мерным вектором ожидаемых информативных параметров Р„ кМоНЫ'Х^ " (м+1)" мерный вектор весовой обработки, являющийся корнем уравнения | Ф(1,и)11(и)с1и = $0(г,р1)), где ф(/,и)- квадратная (М+1)х(М+1)-мерная корреляционная матрица (КМ) помех. Показано, что для модели гауссова шума (л„, =0, п1 = (?1„), не коррелированного ни по времени, ни в различных каналах приема интегрально-матричное уравнение для Г{(?) сводится к набору (М+1) скалярных уравнений, решение которых определяет его ш-ую компоненту в виде г„, (/,Р„) = Я„,Л'-', <>•„,„ (/, р 0), где В„ и Л'0„, = а1,т„ - амплитуда полезно-

го сигнала и спектральная плотность шумов в т-ом канале приема, образованного т-ым отводом ЛВЗ.

Доказано, что согласованная обработка ПВС сводится к сочетанию

пространственного (синтез АР) и временного (корреляция) накопления всех импульсов пачки ВИС. Эти операции могут выполняться в произвольном порядке. Показано, что из-за отсутствия априорной информации о координатах цели, синтезированные ПВФ представляют собой Рх№<3-канальные обнаружители, где Р,М,С>-число каналов по дальности, углу и скорости соответственно. Анализ структурных схем показал, что при реализации ПВФ целесообразно первоначальное временное накопление парциальных ВИС, как показано на рис.4 (для одного канала с р„ =||л,я,1/11,6|„|). В этом случае синтез приемной АР сводится к компенсации временных запаздываний ту и тд корреляционных функций ВИС и их когерентному накоплению. В ряде практически значимых случаев при относительно малой длительности пачки ВИС Г„ = МАТ0 задержками, Ту можно пренебречь и формировать в ПВФ только дальностно-угловых каналов.

Исследования особенностей формирования ПВС передающей АР и их обработки в ПВФ, выявили: возможность угло-скоростной неопределенности при совместных измерениях Уц и 0Ц, неоднозначность измерения дальности из-за пачечного характера ПВС, а также систематической угловой ошибки измерения дальности 6ИЧ. Для устранения неопределенности предложен метод «обратного отсчета» излучателей передающей АР. Показано, что неоднозначность по дальности может быть устранена вобуляцией периодов излучения ВИС или неэквидистантным расположением излучателей АР, что может существенно усложнить ПВФ. Поэтому для решения этой задачи обоснован и

/1(1,о;

- УВЧ -* X —► 1 -1

5 гт'<г) П1)

_г X А— ы ч— ЛВЗ ДТ0

" я

Рис.4

проанализирован способ пространственного кодирования ВИС по полярности, например, кодом Баркера, эффективность которого подтверждена результатами моделирования. Ошибку Ж, предложено устранять учетом в системе обработки номера углового канала (¡) при определении дальности.

Для повышения энергетического потенциала СШП РЛС с ПВС в каналах передающей АР предложено использовать сложные, кодированные ВИС, являющиеся аналогами ФКМ сигналов в традиционной радиолокации. Исследованы два варианта временного кодирования ВИС:

- неортогоиальные временные коды типа кода Баркера или М-последовательностей с периодическим излучением сложных сигналов;

- ортогональные временные коды на основе функций и последовательностей Уолша, допускающие одновременное излучение сложных сигналов.

Показано, что при использовании одинаковых неортогональных кодов в каналах передающей АР структурная схема ГТВФ, полученная для простых ВИС, не претерпевает существенных изменений и лишь дополняется СФ единого кода на входе ЛВЗ. Отмечено, что недостаток такого способа получения сложных ПВС заключается в значительной временной протяженности боковых лепестков с относительно высоким уровнем.

Доказано, что второй способ получения сложных ВИС по совокупности положительных свойств превосходит коды Баркера и М-последователь-ности, и, в частности, при их использовании устраняются вышеуказанные эффекты неопределенности и неоднозначности измерений.

Показано, что при использовании функций Уолша (ФУ) одной диады после дифференцирования в антенне в пространство излучаются сигналы с разной базой, что практически неприемлемо. Доказано, что целесообразным способом формирования сложных ВИС является применение последовательностей Уолша (ПУ), обладающих свойством полной дискретной ортогональности —У "Р" , где »'</,,(>) - ПУ в /-М и 7-м каналах ' \ при ;' = ./

АР, к - номер символа в Ы-элементной последовательности. Для этого случая

структурная схема ПВФ существенно усложняется по сравнению со схемой для простых ВИС, так как до разделения на утло-скоростные каналы требуется ввести СФ (дешифраторы ПУ), число которых равно числу столбцов (строк) матрицы Адамара, из которой «образуются» ПУ. Показано, что помимо уже упомянутых достоинств сумма корреляционных функций ПУ имеет безлепестковую структуру. Ограничением для реализации ПУ является требование, чтобы количество элементов передающей АР равнялось числу символов во временном коде (№=М) и было кратно 2п.

Для СШП РЛС с ВИС методом математического моделирования проведен сравнительный анализ последовательного обзора пространства (на основе управляемых ЛВЗ) и предложенного БОП. Показано, что при одинаковых производительности и показателях качества обнаружения сравниваемые варианты СШП РЛС теоретически эквивалентны по энергетическому потенциалу с точностью до потерь на форму луча, которые для БОП ниже.

Раздел 4 «Согласованная пространственно-частотная обработка СШП сигналов. Синтез и анализ» посвящен исследованию пространственно-частотных фильтров (ПЧФ), реализующих согласованную обработку МЧ сигналов, состоящих из простых и сложных (типа ЛЧМ) ортогональных квазигармонических РИ, на фоне белого гауссова шума.

В результате анализа спектров МЧ сигналов определены условия, при которых в пространстве наблюдается синтезированный СКИ, сканирующий в пространстве за время длительности парциального РИ - г, =1/4/о • Показано, что выбор г„ >1/д4 приводит к неоднозначности момента возникновения СКИ в фиксированном угловом направлении, а при т. <1/Д/"в нарушается условие ортогональности излучаемых РИ. Для повышения энергетического потенциала СШП РЛС предложено применить сложные ЛЧМ РИ, длительность которых при заданной девиации частоты Д/„ равна г, = Б0/ДГ0, где Б„ - база сигнала, которая может быть выбрана достаточно большой.

Для рассмотренных видов МЧ сигналов синтез ПЧФ проведен в частотной области методом максимального правдоподобия. При этом учтено.

что единым информативным параметром ПЧС для 3-х-мерного вектора координат р„ является относительная фаза между «гармониками», составляющими МЧ сигнал. Случайная начальная фаза <р0 является общей для всех гармоник. Показано, что достаточная статистика обнаружителя МЧ сигнала представляется в виде

где Су(/) - (М+1)-мерный вектор спектра входной смеси шума (помех) и полезного сигнала (при А=1), С,,(/)=|.сг„,(/1 - (М+1)-мерный вектор спектра весовой обработки, определяемый уравнением С 11(/)=Ф~,(/)аЛ (/, р 0), где Ф(/) - квадратная (М+1)х(М+1)-мерная КМ взаимных спектральных плотностей помех; Ся(/,)=(/,Рс| - (М+])-мерный вектор спектральных компонент МЧ сигнала на выходе СНА с ожидаемым вектором информативных параметров р„ ^рМАрЛвЛрА^Щ* где и <р„,(ра) - относительные фазы гп-ой гармоники МЧ сигнала, обусловленные' дальностью и направлением на цель, ?>„ ('У) = ¡с - зависящая от времени фаза т-ой гармоники, связанная со скоростью цели.

В связи с тем, что каналы приема ПЧФ образованы фильтрами с неперекрывающимися полосами, их шумы можно полагать гауссовыми и независимыми. Доказано, что в этих условиях ш-ая компонента искомого вектора Сн(/), определяется из решения (М+1) скалярного уравнения в виде Я,,,(/") = 5„,Лг0->т[/-уо-т(Д/о+Д^)]ехр[/>1„(Ло)+р„(б'о)], где • спектр оги-

бающей парциального РИ, у0 и Ду, - доплеровские сдвиги частоты на /0 и д/^ соответственно.

Результаты синтеза согласованного ПЧФ для МЧ сигналов, показали, что, как и для ПВФ, обработка сводится к сочетанию пространственного (синтез АР) и временного (согласованная фильтрация) накопления, которые могут быть реализованы в произвольном порядке. Отмечено, что принципиальные отличие ПЧФ от ПВФ заключается в том, что после частотного раз-

(5)

деления МЧ сигнала в каждом канале осуществляется квадратурная обработ-

6><№

¿Р-млй

Цп(|)

>" «

УВЧ

Оп, «

Фа, ^ ПФ

Фи

Ж

} СФ !

А(Ю)

I

АД — СФ р- £ X

----г—I '—- ' ' ' п Г Г- г

т

СФ

Рис. 5

ур с,(/-/,.) АЧР.)

ка в узкой полосе парциального РИ. Показано, что так же, как и для ПВФ, отсутствие априорной

информации о координатах цели приводит к

многоканальному (РхМ*<3)

построению ПЧФ. Анализ структурных схем ПЧФ показал, что более предпочтительно первоначальное пространственное накопление, а временное накопление должно проводиться на выходах Р*Ы дальностно-угловых каналов с использованием СФ УП РИ, как изображено на рис.5 для одного канала с заданным вектором р„. В сформированных каналах приема компоненты МЧ сигнала должны быть преобразованы к единой частоте с учетом различий в доплеровском сдвиге гармоник. В этом случае синтез АР сводится к фазированию каналов приема на ожидаемые значения К0 (внутри интервала длительности корреляционной функции (КФ) парциального РИ) и углового направления ва (вектор Л*(р0)на рис. 5) с последующим когерентным суммированием УП РИ частотных каналов. Алгоритмы синтеза АР и согласованной фильтрации на выходе САР могут быть реализованы на произвольной частоте.

В зависимости от частотного диапазона СШП РЛС с МЧ сигналом синтезированные. схемы ПЧФ допускают упрощения. В частности, при ц«1 (высокочастотный (ВЧ) диапазон) можно пренебречь квадратичной составляющей фазы в апертуре САР, обусловленной углом в, а при соизмеримости значений /„ и Ш/0 (низкочастотный (НЧ) диапазон) - разностью доплеров-ских частот между частотными гармониками.

Исследования особенностей формирования ПЧС из когерентных УП РИ и их обработки в ПВФ выявили возможность возникновения дальностно-угловой неопределенности при совместных измерениях Л„ и вп, а также не-

однозначности измерения дальности при г. > 1/Л/0. Для устранения неопределенности предложен метод обратного отсчета фазы за счет изменения знак? частотной девиации между каналами передающей АР. Отмечено, что неоднозначность измерения дальности в пределах длительности КФ парциальных РИ в практически значимых случаях можно считать допустимой, если обеспечивается требуемое разрешение по дальности.

Для повышения средней излучаемой мощности СШП РЛС в каналах передающей АР предложено использовать сложные ортогональные ЛЧМ РИ с базой £0»1. Показано, что при применении таких сигналов структура ПЧФ усложняется из-за необходимости использовать СФ со сжатием парциальных РИ в Б„ раз. Кроме того, в спёктре принимаемого сигнала появляются дополнительные частотные сдвиги, зависящие не только от скорости цели V,, но и от углового направления на цель Д/(КГ,0)=[ДГО +Д»'о(Р'г)]а1(0), где а, (в)= 0/МБо Л„, которые необходимо учитывать при обработке,

если // > 0,1.

Результаты четвертого раздела также подтвердили и конкретизировали известный принцип эквивалентности широкополосного канала приема (обработки) многоканальному приему с узкими парциальными полосами.

В пятом разделе «Функции неопределенности пространственно-временных и пространственно-частотных СШП сигналов» в рассмотрение введены и исследованы многомерные функции рассогласования (неопределенности) ПВС и ПЧС, определяемые на выходах синтезированных в разделах 3 и 4 устройств их согласованной обработки.

Как и в традиционной теории, функции неопределенности (ФН) в СШП локации определяют относительную реакцию ПВФ и ПЧФ, оптимизированных для сигнала с ожидаемым вектором информативных параметров р„, на сигнал с рассогласованным вектором (! = р0 +Др. Показано, что с учетом особенностей ПВС и ПЧС их МФН задаются в виде нормированных корреляционных интегралов:

на выходе ПВФ:

М

- на выходе ГГЧФ:

где Д - знак рассогласования по параметру, Л0 - нормирующий множитель, приводящий функции рассогласования к функции неопределенности.

Анализ введенных МФН ПВС и ПЧС показал, что помимо увеличенной размерности, в них невозможно разделить частотно-временные и пространственные параметры и использовать пары Фурье преобразований для вычисления основных одномерных сечений. Одновременно доказано, что известные из теории статистические оценки мер разрешения и потенциальны»: ошибок раздельных и совместных измерений применимы и в рассматриваемом случае. Для анализа структуры и свойств МФН предложено ввести три двумерных сечения: «дальность-угол» - Т0(ДЛ,ДКГ,Д(9), «скорость-угол» -Т0(дЛ,Л>7,.,д<9) и «дальность-скорость» - Ч'0(аЛ,аУг,Л§) (знак ~ означает, что параметр зафиксирован), что позволяет получить наглядную интерпретацию результатов в 3-х-мерном пространстве.

Доказано, что меры (постоянные) разрешения по любой координате Д здесь могут быть получены из основных одномерных сечений по соотношению: ДД = |1Р0г(0,Д,0)/Ч'0:!(0), а матрица точности и ей обратная (корреляционная матрица ошибок) - из любого двумерного сечения при Д. Например:

где д1 - ОСШ при регулярных измерениях; <т02д ,ег02д - дисперсии ошибок раз-

32'-Р„(аД А/?,)

дельных измерении первого и второго параметров, рдд = —дд^ ад/?

коэффициент корреляции при совместных измерениях.

Значения мер разрешения, структуры матриц точности, оценки потенциальных ошибок измерений, соответствующих границам Крамера-Рао, а также формы эллипсов неопределенности (ЭН) определялись отдельно для каждого двумерного сечения МФН ПВС и ПЧС. В качестве примера на рис.6 и 7 показаны структуры сечения МФН ПВС «дальность-угол», полученные при отсутствии и наличии пространственного кодирования.

ч'Оъ.П)

Рис.6 Рис.7

Доказано, что для ПВС объем тела МФН и его центрального пика при

фиксированных значениях нормированной длительности Т„ = МАТ0 и энергии пачки ВИС и нормированной длине синтезированной АР (Тжлг, = Мс1/Р э) ограничен сверху: Кт< =аьт,/Т„ где а0 - постоянный коэффициент, учитывающий форму ВИС в постоянной разрешения Вудворта. Уменьшение длительности ВИС в этих условиях пропорционально уменьшает объем центрального пика МФН. Показано, что для ПВС в отличие от частотно-временной функции Вудворта, полоса и длительность сигнала не конкурируют, так как при сокращении длительности ВИС фиксированной энергии разрешающая способность по всем координатам цели улучшается.

Для ПЧС доказана инвариантность объема МФН У^ «1 (с точностью до членов второго порядка малости если зафиксированы энергия парци-

альных РИ и длина синтезированной АР, нормированная к длине волны = ¿"//о - Этот факт указывает на невозможность улучшить совместное разрешение по координатам цели за счет выбора параметров РИ при установленных ограничениях из-за корреляции параметров сигналов и передающей АР при одновременном задании широкополосности и сектора обзора.

Исследования свойств и структуры основных одномерных и двумерных сечений МФН ПВС, в том числе моделирование, позволили получить оценки мер разрешения и потенциальных точностных характеристик ПВС, а также параметры ЭН в двумерных сечениях. Показано, что за счет сокращения длительности ВИС одновременно улучшаются разрешающая способность и точность раздельных измерений всех координат целей. В сечении «скорость-угол» выявлена корреляция ошибок совместных измерений, проявляющаяся в скошенной форме ЭН. Эта неопределенность связана с тем, что суммарное временное запаздывание для ряда смежных угло-скоростных каналов ПВФ может оказаться одинаковым.

Получены двумерные и основные одномерные сечения МФН для сложных ВИС с пространственно-временным кодированием кодом Баркера и ПУ. Показано, что для кода Баркера «затягивается» боковой уровень сигнала вдоль координаты «угол», который практически не спадает. Структура МФН для ПУ остается такой же безлепестковой, как для простых ВИС.

Результаты исследований свойств и структуры одномерных и двумерных сечений МФН ПЧС позволили получить характеристики, аналогичные ранее полученным для ПВС. Отмечено, что меры разрешения и точности измерений скорости и угла соответствуют известным из традиционной теории. Основные особенности МФН ПЧС связаны с параметром разрешения и точностью измерений дальности, которые определяются полной шириной спектра МЧ-сигнала (длительностью СКИ). Установлено, что для ПЧС коррелированные ошибки совместных измерений возникают в сечении «дальность-

угол», что отражает скоше1Шый характер ЭН. Причина неопределенности объяснена тем, что суммарный фазовый набег между частотными гармониками для нескольких смежных дальностно-угловых .чаналов ПЧФ при м«1 может оказаться одинаковым.

Исследованы особенности МФН при использовании в качестве парциальных РИ ЛЧМ сигналов. Показано, что специфика этого случая проявляя-ется в параметрической зависимости смещения центров ЭН всех двумерных сечений от значения третьего (зафиксированного) параметра. Например, в сечении «угол-скорость» координата центра перемещается вдоль оси ЭН парциального ЛЧМ РИ при * о. Аналогичное смещение наблюдается в сечении «дальность-скорость» при АО ф 0. Причина этого заключается в наличии частотно-временной корреляции ЛЧМ РИ и, как следствие - корреляции между всеми измеряемыми параметрами.

Основные результаты исследований МФН ПВС и ПЧС по сечениям сведены в табл. 2, в которой численные оценки соответствуют гауссовой аппроксимации ВИС и огибающих РИ.

Таблица 2

№ Характеристики МФН ПВС ПЧС Условия

1 Свойства МФН симметрия объем главного максимума использование Фурье преобразования + .. э «0 Г, + 1 сечение * - при введенных нормировках ** - постянный коэффициент для заданной формы ВИС

2 Меры разрешения - по дальности (д/^, 5), м - по углу (Д<?0 5), град - по скорости (>^,0,5). м/сек 0,67 г," ( ( " 1*3СЛГ ^ЭСЛР £ ~ 2,675—1— 2 50,7° ^ ^ЭСАГ сД/"0 _ С;и 2/0 ~ 2М ^сшп = с/А'А/о ** - при гауссовой аппроксимации ВИС

3 СКО раздельных измерений ■ дальности (ст0)!), м Ь^сит

г^-Ул7 2 Ча-Лг

№

Характеристики МФН

ПВС

ПЧС

Условия

- угла (сг00), рад скорости (ат ), м/сек

qaLXjlPyJ7i St,

2 qa-Jn

Cß 2q0-JizM

Корреляция при совместных измерениях: «дальность-угол» . «угол-скорость» «дальность-скорость»

(+)-для ЛЧМ РИ

Систематические ошибки измерений в сечениях «дальность-угол» (SR)

«угол-скорость» (SO) «дальность-скорость» {SV)

( 2А VrT„ 1

п -—

I )

А0

*(+)-для ЛЧМРИ

Шестой раздел «Обнаружение целен в СШП РЛС на фоне помех»

посвящен особенностям обнаружения точечных и протяженных целей на фоне собственных шумов приемника СШП РЛС, пассивных и активных помех.

Получено обобщенное уравнение дальности СШП радиолокации, учитывающее частотные характеристики (ЧХ) n-элементов радиолокационного канала (РЛК), включая ЧХ цели. Для этого в рассмотрение введен энергети-

л .. . ¡J

ческий параметр широкополосности г„, (д/) = J [~[Я,(/) df, удовлетворяю-

h I

щий условию lim уш (Д/)=1, где /в,/н - верхняя и нижняя частоты спектра ft!~*fn

сигнала соответственно, H,{f) - комплексная ЧХ i-ro элемента РЛК. Доказано,' что верхняя граница дальности действия СШП РЛС определяется соотношением Ясшп< /?(/„„ }lfyjÄf}, где P.(f„„) - дальность действия УП РЛС на опорной частоте /„„ при точном знании ожидаемого сигнала.

Для СШП РЛС также проведено обобщение известной методики расчета дальности УП РЛС, основанной на таблицах - формулярах Блэйка. Проанализированы особенности определения параметров, входящих в эти формуляры, для СШП случая. Эффективность предложенной методики подтвер-

ждена результатами расчетов дальности действия СШП РЛС для конкретных типов аэродинамических целей при использовании ПВС и ПЧС. Приведенные в Приложении расчеты Ксшп проводились для различного числа излучателей передающей АР с различной подводимой мощностью и варьировании других характеристик РЛК, например, количества накапливаемых импульсов в заданном временном стробе.

Разработаны и проанализированы методики определения зон видимости СШП РЛС с учетом влияния подстилающей поверхности. На малых углах места эта зона существенно меньше изрезана, чем в УП РЛС, но на больших углах места сокращается. Эти особенности связаны с разностью времени распространения прямого и переотраженного сигналов, соизмеримой или превосходящей длительность СШП сигнала. Отмечено, что измерение этого временного интервала позволяет определить угол места (высоту) цели.

Показано, что особенностью СШП локации с высоким разрешением по дальности является протяженный характер цели, так как на интервале ее временной длины может формироваться большое число (М) отсчетов полезного сигнала. Число (N<N1) и интенсивность отсчетов полезного сигнала на этом интервале определяются количеством и ЭПР БТ на цели.

Методом максимального правдоподобия синтезирован оптимальный обнаружитель эхо-сигналов протяженной цели на фоне белого гауссова шума. Особенность синтеза связана с тем, что в М-мерном векторе принятой реализации УА = Ц^Ц" =п + Л5 (л = 1,о), где п - гауссовый вектор помехи с независимыми компонентами, вектор полезного сигнала 8 представляется в виде 5 = =ЕХ, где Е = ¡СиЦ", - М^И матрица, составленная из N столбцов единичной МхМ матрицы с номерами к|< к2<... <к^<... км, имеющими смысл положений сигнальных отсчетов на временной оси протяженностью М отсчетов; Х = ||г,|" - И-мерный вектор отсчетов х, полезного сигнала с независимыми компонентами, удовлетворяющими условиям: Ы у, (/,у"е1,Л^ х,=0 и одинаковыми относительными дисперсиями |х ¡2 =<;.;.

В этих условиях логарифм отношения правдоподобия с точностью до постоянного слагаемого равен

Ь = Ф;'-Ф:|, (Ю)

где Ф0 =1и(л = 0), Ф, =Ф0+?02ЕЕ\

Доказано, что в (10) решающая матрица Ь= ?°,ЕЕ*. а в роли оптимальной предпороговой статистики может использоваться пропорциональная

^ •> V

(10) случайная величина = у;уа = £ , где УА | =Е'УА - Ы-

мерный вектор отсчетов входной реализации с номерами к]< ... <к|<... kN, совпадающими с номерами сигнальных отсчетов.

Таким образом, оптимальная обработка протяженной цели сводится к сравнению с порогом результата некогерентного накопления N независимых отсчетов выходных сигналов ПВФ и ГТЧФ на интервале протяженности цели, временное положение которых совпадает с положением сигнальных отсчетов. Учитывая, что сумма N слагаемых величины подчиняется распределению Эрланга (х2 - Для действительных отсчетов), получены потенциальные характеристики обнаружения протяженной цели, показанные на рис.8.

В реальных условиях априорной неопределенности числа и временного положения N сигнальных отсчетов реализация потенциальных возможностей обнаружения может оказаться практически невозможной. В связи с этим предложен исследован квазиоптимальный алгоритм обнаружения, основанный на некогерентном накоплении всех М отсчетов реализации Ул, включая шумовые. Сравнение характеристик обнаружения для этого случая рис.9 с потенциальными рис.8 показало, что при М=40 и £>=0,5 потери в пороговом сигнале квазиоптимального обнаружителя даже для точечной цели (N=1) не превосходят 5 дБ и снижаются до 3,2 дБ при N-6. Для целей меньшей протяженности, т.е. при меньшем значении М, эти потери еще меньше и могут считаться допустимой платой за существенное снижение аппаратурно-вычислительных затрат.

Рис.8 Рис.9

Исследование особенностей пассивных помех (ПП) в импульсных СШП РЛС показало, что известное утверждение о снижении их интенсивности пропорционально уменьшению импульсного объема сигнала справедливы только для очень сильных ПП. В связи с этим для ослабления влияния ПП обоснована необходимость применения в СШП РЛС систем междупериодной обработки (МПО) сигналов. Синтез оптимальной МПО проводился методом максимального правдоподобия с учетом следующих специфических особенностей СШП радиолокации:

- при протяженном характере цели оптимальная МПО определяется для эхо-сигналов, отраженных от каждой БТ;

- БТ на цели независимы и вследствие этого возможна только модель дружнофлюктуирующей пачки полезного сигнала (модель Сверлинг 1)

где р - случайный гауссовый множитель (/? = 0, Д2 =сг^), X = -неслучайный опорный вектор ожидаемого сигнала;

- скорость цели такова, что за период повторения Т„ ЗС она проходит расстояние ¿,2К„Г„ > сг„/2, т.е. за время Т„ цель переходит в другой элемент разрешения СШП сигнала длительности г,.

Для этих условий показано, что модель входных воздействий допускает представление УА=п + Лв (А = 1,0), где =|(у^...у„- М2-мерный вектор системы МПО, составленный из М-мерных векторов образованных М отсчетами выходных сигналов ЛВЗ с шагом Т„ в ¡-ый момент времени

(;'е 1,А/), Б1 - М2-мерные векторы отсчетов

помех и полезного сигнала, сформированные аналогичным образом.

Доказано, что в рамках принятой модели оптимальная предпороговая статистика имеет вид С, = У} 1Л'А, где Ь -решающая матрица оптимальной обработки, и с учетом ее структуры предпороговая статистика с точностью до

несущественного множителя сводится к виду: С = ^ У^Ф;1*^ , где

Ф;'=Ф ,е| -ьый столбец матрицы Ф"1, обратной КМ междупсриодпых флюктуации ПП, х - ¡-ая компонента вектора опорного сигнала с учетом скорости цели.

Доказано, что оптимальная МПО на фоне гауссовых ПП сводится к сравнению с порогом квадрата результата когерентного накопления выходных сигналов фильтров, максимизирующих отношение сигнал/(помеха+шум) во всех элементах разрешения по дальности, содержащих импульсы пачки полезного сигнала. Физический смысл полученного результата заключается в том, что за счет весового вектора Ф;' минимизируется мощность ПП в каждом элементе дистанции, где ожидается полезный сигнал. Результаты компенсации совмещаются по времени и когерентно накапливаются, а квадрат накопленной суммы сравнивается с порогом. Структурные схемы систем МПО, полученные для ПВС и ПЧС, не имеют специфических отличий.

В связи с тем, что оптимальная МПО для каждой БТ цели требует когерентного сложения сигналов в смежных периодах зондирования, а обработка независимых БТ — некогерентного накопления эхо-сигналов внутри одного зондирования, в рассматриваемом случае междупериодная обработка предшествует внутрипериодной, как показано на рис. 10.

Получено, что для принятой модели пачки СШП импульсов энергетиче-

м

ский параметр обнаружения ц1„ х,гк'„, где - диагональный элемент

КМ помехи Ф„ =ппт. Исходя из этого, доказано, что пороговый сигнал синтезированной МПО пачки неперекрывающихся по времени СШП сигналов

ty IX,

-[EEHgb 21,

ináb

Блок в н утрнпернодной обработки

[ü=üjü=üj

совпадает с усредненным по всем скоростям значением порогового сигнала систему МПО когерентной пачки перекрывающихся по времени импульсов полезного сигнала УП PJ1C. Вследствие этого в Рис ]0 СШП PJIC при принятых ог-

раничениях на минимальную скорость целей отсутствует известный для УП PJIC эффект «слепых» скоростей и обеспечивается их «беспровальная» проводка даже при постоянном периоде зондирования.

Исследованы особенности защиты. СШП РЛС от произвольного числа Na активных помех (АП). Показано, что также, как и в УП РЛС, для подавления АП необходимы дополнительные пространственные каналы приема, число которых N¡ > NA , а их характеристики" направленности должны быть идентичны характеристикам СНА основного канала.

Показано, что для принятой модели смеси собственных шумов каналов

А

приема, АП и полезного сигнала Y = n0 п0, +AbSa (л = 1,о), где Ъ - случайный амплитудный множитель (Ь, =0, б,2 = crl), предпороговая статистика оптимального обнаружителя имеет вид

Í=(YtO-sj=(Ytr)> R=|r,i¡::,=0-so, (id

где Ф = ст^1 + ФАП - КМ смеси шумов и АП с собственной КМ ФАП; R - весовой вектор оптимальной обработки.

На основании (11) для произвольного числа источников АП, действующих с известных или неизвестных угловых направлений, получены выражения для весового вектора R и энергетического параметра обнаружения ql = o-jSj R. Показано, что специфической особенностью синтезированных устройств защиты по сравнению с традиционными являются необходимость введения 2N+1 -отводных ЛВЗ (2N — число угловых направлений возможного

прихода АП) с шагом, равным г, на выходе каждой компенсационной антенны и образующих дополнительные каналы приема, как показано на рис.11.

Доказано, что даже при априори неизвестном

СНА

(«mm« V

V'

я

кПВФ

(» отеугетапе га>-мх)

СНА (спмтисдеионтм и

V1

т

й

1

сигнала (<?„г)

IE

X => i""

к ЛВФ

а ммейетвмп

Рис.11

направлении прихода интенсивной АП потери порогового синтезированного алгоритма защиты не превышают 3 дБ по сравнению с беспомехо-вой ситуацией.

Показана высокая эффективность предложенного метода защиты в типичном для СШП локации случае, когда ширина полосы полезного сигнала больше ширины спектра АП. В частности получено, что в этой ситуации выигрыш в параметре ql может достигать 6 дБ по сравнению со случаем широкополосной помехи, что подтверждает универсальность предлагаемого метода защиты.

В седьмом разделе «Результаты экспериментальных исследований и рекомендации по применению СШП PJIC с безынерционным обзором пространства» основное внимание уделено анализу результатов натурных испытаний экспериментального образца (ЭО) СШП РЛС с МЧ сигналом. Исследования проводились для подтверждения обоснованности предложенных принципов построения СШП РЛС и достижимости теоретически предсказанных характеристик. Сравнительный анализ реализации элементной базы показал, что с точки зрения практической реализуемости вариант СШП РЛС с БОП на основе ПЧС наиболее предпочтителен. Это связано с тем, что в нем можно использовать элементы традиционного построения (антенны, передатчики, формирователи и т.д.), которые для ПВРС отсутствуют.

ЭО создан в VHF диапазоне волн на основе теоретических принципов построения, разработанных в данной диссертации. В нем были применены:

- 5-элементная активная передающая АР на основе широкополосных логопериодических антенн, работающая в полосе 80 МГц МЧ сигнала (д/"0=20МГц), обеспечивающая сектор сверхбыстрого сканирования луча Д<?1)а «± 14°, с излучаемой импульсной мощностью Рг > 3 кВт при Рп=12 кГц;

- одиночная логопериодическая приемная антенна, на выходе которой цифровой обработкой синтезировалась приемная АР с 5-лучевым диаграм-мообразованием и формированием 5-далыюстных каналов в каждом луче.

Экспериментально показано, что за счет использования цифровых формирователей-синтезаторов в передающей АР достигнута высокая когерентность парциальных РИ МЧ-сигнала (с^ < 0,5°), которые формировались методом прямого синтеза на несущих частотах: 60, 80, 100, 120 и 140 МГц (рис.12). Приемное устройство обеспечивало фильтрацию, усиление и двойное гетеродинирование (вверх-вниз) принятого сигнала в полной полосе, а также его 8-разрядную оцифровку с тактовой частотой ^ =500 МГц. В цифровой системе обработки бал реализован синтез приемной АР с формированием 5-частотных каналов (первичных) и 25-угло-дальностных каналов (вторичных). Идентичность первичных каналов поддерживалась методом цифровой квадратурной коррекции парциальных РИ. Междупериодная стабильность экспериментально подтверждена минимальными потерями (<0,4 дБ) при когерентном накоплении пачки из 12 импульсов в каждом первичном канале.

Результаты натурных испытаний подтвердили исследованные в работе эффекты СБСЛ и синтеза СКИ в пространстве. В частности, теоретически предсказанный эффект СБСЛ в ЭО наблюдался 7-кратно с периодом 50 не. для каждого из 5-и сформированных лучей, как показано на рис.13. Эта неоднозначность возникла в связи с выбором длительности парциальных РИ, равной г. «350 не., в 7 раз превышающей однозначную г„0 =1/20 МГц=50 не.

Излучаемый

спектр МЧ сигнала

^УУУУУУ^У«

Рис. 12

Экспериментальная длительность СКИ составила: Атски =12,6 не, что соот-

При экспериментальных исследованиях основное внимание было уделено проверке достижимого разрешения ЭО по дальности и угловым координатам в реальных условиях.

Экспериментально доказано, что разрешающая способность по дальности в различных угловых направлениях хорошо согласуется с расчетным значением АЛ »2,2-^-2,4 м и соответствует Атск„ рис.14. Достигнутое угловое разрешение А 9 к 7,40 также соответствует отношению размера синтезированной АР (¿с„,, «20,8 м) и длине волны на центральной частоте спектраМЧсигнала ^»Зм.

Рис.14

Таким образом, экспериментально подтверждены основные теоретические выводы работы, обосновывающие БОП СШП сигналами в РЛС.

Для ВИС в СШП РЛС экспериментальные исследования проводились на лабораторном макете методом физического моделирования. При этом реальные размеры цели и длительность ВИС были уменьшены в 40 раз до е «60 см и г, =0,2 нс. соответственно. Экспериментально показано, что в полученных дальностных портретах с высокой точностью соблюдались характерные размеры элементов конструкции ВО.

Результаты теоретических и экспериментальных исследований позволили создать доведенную до практических рекомендаций и методов инже-

ветствует А[сшп -(М-\)а/„= 80 МГц.

нерных расчетов научно-техническую базу проектирования СШП РЛС с БОП. Подобные СШП РЛС военного назначения в предлагаемом построений способны решать задачи обнаружения и распознавания классов и типов ВО, в том числе маловысотных, в сложных помеховых ситуациях. Для этих целей особое внимание следует уделить СШП РЛС УГО1 диапазона волн. В качестве примера гражданского применения рассмотрена РЛС обзора летного поля, которая в аэродромных комплексах УВД решает задачи посадки и определения занятости взлетно-посадочных полос и рулежных дорожек. От этих РЛС требуется сочетание высокого разрешения по дальности и углу с высоким темпом обновления информации (1-3 сек).

Таким образом, результаты седьмого раздела подтвердили обоснованность основных теоретических выводов .работы, а также практическую реализуемость разработанных принципов построения СШП РЛС с БОП.

Заключение

В диссертации разработаны и комплексно исследованы теоретические основы построения нового класса СШИ'*1¥1С дециметрового и метрового диапазонов волн с безынерционным обзором пространства на основе применения ортогональных зондирующих сигналов с неразделяющейся пространственно-временной (частотной) обработкой и апертурного синтеза на прием. Таким образом, развита теория и определены принципы построения таких РЛС, предназначенных для наблюдения воздушных объектов, и тем самым достигнута цель диссертации.

По итогам работы можно сделать следующие выводы:

1. Развита и обобщена теория нефакторизуемой пространственно-временной обработки радиолокационных сигналов в СШП РЛС.

2. Разработаны критерии и предложена количественная классификация радиолокационных сигналов по степени их широкополосности в РЛС с антенными решетками, определяющая границы применения традиционной теории.

3. Разработаны способы безынерционного обзора пространства в СШП РЛС и пути их реализации на основе применения ортогональных пространственно разнесенных простых и сложных зондирующих сигналов, включающих в себя методы «сверхбыстрого сканирования луча» и синтеза «сверхкороткого импульса» в пространстве.

4. Для систем ортогональных сигналов по заданным критериям статистической оптимизации синтезированы пространственно-временные (для видеоимпульсных сигналов) и пространственно-частотные (для многочастотных радиоимпульсов) согласованные фильтры, реализующие синтез приемной апертуры и формирование каналов приема для совокупности ожидаемых значений координат (дальности, скорости и угла) воздушных объектов.

5. Введены и исследованы нефакторизуемые многомерные функции неопределенности СШП сигналов и их главные сечения, определяющие потенциальные точности раздельных и совместных регулярных измерений и меры (постоянные) разрешения координат целей, в том числе характеристики неопределенности и неоднозначности и методы их устранения.

6. Для различных вариантов построения СШП РЛС с простыми и сложными сигналами разработаны методы анализа и расчета их характеристик, включая уравнения дальности и зон видимости, методики отыскания параметров этих уравнений, а также получены характеристики обнаружения при априорной неопределенности в параметрах принятых СШП сигналов.

7. Исследованы особенности работы СШП РЛС предлагаемого построения в условиях воздействия пассивных и активных помех, разработаны методы и устройства их компенсации с оценкой потенциально достижимых показателей качества.

8. На базе предложенных принципов построения создан экспериментальный образец СШП РЛС, на котором в условиях натурного эксперимента были подтверждены характеристики, теоретически предсказанные в диссертации, а апробированные в экспериментальном образце технические решения свидетельствуют об их практической реализуемости.

9. Разработаны практические рекомендации по созданию СШП PJTC различного назначения с безынерционным обзором пространства, основанные на теоретических и экспериментальных результатах работы, и позволяющие осуществить выбор рациональных вариантов построения перспективных изделий данного класса.

Список основных публикаций автора по материалам диссертации:

1. Вовшин Б.М. Анализ характеристик приемной системы с ФАР, возбуждаемой широкополосным сигналом./ Тез. докл. VI НТКМ ВНИИРТ.-М.: ВНИИРТ, 1978, с. 15-18.

2. Вовшин Б.М. Критерии широкополосности моноимпульсной ФАР для импульса малой длительности // Вопросы радиоэлектроники, сер. ОТ., 1978, вып. 21, "с. 3-17.

3. Вовшин Б.М., Иммореев И .Я. Определение диаграммы направленности широкополосной антенной решетки с учетом способа обработки возбуждающего сигнала./ Сб. докл. XXII всесоюзного межведомственного семинара МРП СССР по теории и технике антенн. Москва, 1981, с. 54-61.

4. Вовшин Б.М., Иммореев И.Я. Анализ многомерной корреляционной функции сигнала в широкополосной PJIC с ФАР./ Тез. докл. XXXI науч. техн. конф. ВИРТА им. Л.А.Говорова, г. Харьков, 1981, с. 120-127.

5. Вовшин Б.М., Белоусова В.Н., Писарева Н.М. A.c. № 165734 СССР от 2.11.1981. Заявлено 15.08.80.

6. Вовшин Б.М., Иммореев И.Я. Исследования изменений в структуре широкополосного сигнала, прошедшего дисперсионную ФАР//. Вопросы совершенствования радиотехнического вооружения войск ПВО. Научно-методический материал, ч. И, г. Харьков: ВИРТА им. Л.А.Говорова, 1981, с. 71-78.

7. Вовшин Б.М., Иммореев И.Я. Особенности анализа и синтеза ФАР, возбуждаемых широкополосными сигналами./ Сб. докл. науч. техн. семинара «РЛС с плоскими ФАР»-М.: 3 ГУ МРП СССР, 1981, с. 104-116.

8. Вовшин Б.М., Пышняк В.И., Чкалова В.В. Возможности гидроакустического моделирования РЛС с ФАР при широкополосном возбуждении./ Сб. докл. науч. техн. семинара «РЛС с плоскими ФАР»-М.: 3 ГУ МРП СССР, 1981, с. 59-67.

9. Вовшин Б.М. Некоторые вопросы анализа характеристик широкополосной РЛС с ФАР./ Тез. докл. Юб. конф. ГНИИРТ, поев. 60-летию образования СССР, г. Горький, 1982, с. 18-25.

10. Вовшин Б.М., Иммореев ИЛ. Диаграмма направленности фазированной антенной решетки, возбуждаемой широкополосным сигналом.// Антенны.-М.: Радио и связь, 1982, вып. 30, с. 95-107.

11. Вовшин Б.М. Синтез амплитудного распределения широкополосной фазированной антенной решетки по критерию максимума отношения сигнал/шум.//Вопросы радиоэлектроники, сер. ОТ, 1982, вып. 12, с. 3-10.

12. Вовшин Б.М., Ефремов B.C. A.c. № 182963 СССР от 6.01.1983. Заявлено 29.03.1982.

13. Вовшин Б.М., Аникин И.Ю., Свердлов Б.Г. Экспериментальные исследования алгоритмов пространственно-временной обработки сигналов на фоне активных шумовых помех./ Тез. докл. XXXIV науч. техн. конф. ВИРТА им. Л.А.Говорова, г. Харьков, 1984, с. 101-113.

14. Вовшин Б.М., Иммореев И.Я. A.c. № 203511 СССР от 28.05.1984. Заявлено 27.01.1983.

15. Вовшин Б.М., Мусина Т.А., Свердлов Б.Г. A.c. Л'» 208613 СССР от 26.09.1984 к A.c. № 142031 от 25.02.1981.

16. Вовшин Б.М., Аникин И.Ю., Леховицкий Д.И. и др. Сравнительный анализ методов пространственно-временной обработки сигналов в адаптивной антенной решетке по результатам теоретических и экспериментальных исследований./ Научно-технич. сб., вып. 13 - г. Харьков: ВИРТА им. Л.А.Говорова, 1985, с. 10-23.

17. Вовшин Б.М., Иммореев И.Я. Влияние дисперсионных свойств ФАР на отношение сигнал/шум в PJIC с широкополосным сигналом.// Радио-техника.-М.: Радио, "1985, № 7, с. 74-79.

18. Вовшин Б.М., Леховицкий Д.И., Свердлов Б.Г. A.c. № 263803 СССР от 2.11.1987. Заявлено 4.07.1986.

19. Вовшин Б.М., Костин В.В., Леховицкий Д.И. и др. A.c. 283679 СССР от 3.10.1988, Заявлено 28.12.1987.

20. Вовшин Б.М., Пахомов C.B. О принципах работы радиолокатора со сверхбыстрым сканированием луча.// Вопросы радиоэлектроники, сер. РЭ, 1991, вып. 14, с. 12-26.

21. Вовшин Б.М., Пахомов C.B. О разрешающей способности РЛС с сверхбыстрым сканированием луча.// Вопросы радиоэлектроники, сер. РЭ, 1991, вып. 14, с. 27-38.

22. Вовшин Б.М., Леховицкий Д.И., Свердлов Б.Г. A.c. № 327085 СССР от 3.06.1991. Заявлено 22.03.1990.

23. Вовшин Б.М., Иммореев И.Я. Радиолокационные системы с фазированными антенными решетками.// Учебн. пособие.-М.: МАИ, 1993, 97 с.

24. Вовшин Б.М. Анализ характеристик антенн, возбуждаемых сверхширокополосными видеоимпульсными сигналами./ Тез. докл. Международ. конф.: «Теория и техника антенн», г. Москва: НИИРФ,-1994, с. 56-60.

25. Vovshin В., Immoreev I. Radar observation using the Ultra-WideBand Signals (UWBS), Records of Int. Conf. on Radar-94, Paris,- 12-16 May, 1994, pp. 305-309.

26. Вовшин Б.М., Иммореев И.Я. Современное состояние и перспективы развития видеоимпульсных радиолокационных систем./ Сб. науч. тр. Международ, науч. тех. конф. «Современная радиолокация».- Киев: АНПРЭ,-1994.C. 15-20.

27. Вовшин Б.М. Нетрадиционные способы радиолокационного наблюдения с использованием сверхширокополосных сигналов./ Сб. науч. тр.

Международ. науч. тех. конф. «Современная радиолокация».- Киев: АНПРЭ,-1994, с. 42-45.

28. Vovshin В. Features of radiation characteristics determination of received and transmitting antennas of Ultra-Wide-Band (UWB) Radar systems, Proc. on 25th European Conf on Microwave, Bolognia, 1995, pp. 131-134.

29. Vovshin В., Immoreev I. Features of Ultra-Wide-Band Radar projecting, Records of Int. Conf. on Radar-95, Arlingtone, - 6-11 May, 1995, pp. 720-728.

30. Вовшин Б.М. Исследования сверхширокополосных локационных систем с синтезированием импульса с пространственных каналов приема./ Тез. докл. Международ, симп. по прогрессу в электромаг. исслед. «PIERS-95»,- Бонн, март 1996.

31. Вовшин Б.М. Особенности радиолокационного наблюдения при использовании сверхширокополосных сигналов с пространственно-частотным и временным разносом./ Сб. тр. Юб. научн. тех. конф., поев. 25-летию образ. ЦНИИРЭС,- сентябрь 1996.

32. Vovshin В. The Main Principles Construction and the Specific Features of PAA designs in Radar Systems./ Lectures curriculum on Russian Radar Technologies.- Atlanta: SRC, Nov 1997, pp 4-31.

33. Vovshin B. Ultrawideband Signals for Radar Systems./ Lectures curriculum on Russian Radar Technologies.- Atlanta: SRC, Nov 1997, pp 47-72.

34. Вовшин Б.М. Сверхширокополосная видеоимпульсная система с синтезированной апертурой для параллельного обзора пространства.// Радиотехника и электроника.- 1999, -том 44 № 12, с. 1478-1486.

35. Вовшин Б.М., Жаворонко О.А. Многомерные функции неопределенности сверхширокополосных видеоимпульсных сигналов в радиолокационной системе с синтезированной апертурой.// Радиотехника и электроника.-1999,-том 44Ха 12, с. 1487-1495.

36. Vovshin В. Ultrawideband Signals for Radar Systems with Aperture and Signal Synthesis./ Proc. On Int. Symp. "Crossbow-99",-San Diego, Aug. 1999.

37. Вовшин Б.М. Сверхширокополосные радиолокационные системы: Новый подход к принципам построения.// Труды Юб. науч. тех. конф., поев. 30-летию образов. ЦНИИРЭС,- М,: ЦНИИРЭС, 2001, с. 139-149- .

38. Vovshïn В. Space-Time Processing fo UWB Radars with antenna arrays./ Proc. On III Int. Symp. Signal Data Proccesing,- Singapour, 2001.

39. Вовшин Б.M., Свердлов Б.Г. Теоретические и экспериментальные исследования сверхширокополосных радиолокационных систем с ортогональными зондирующими сигналами./ Сб. науч. тр. по материалам 1-го Международ. радиоэл. форума «Прикладная радиоэлектроника. Состояние и перспективы развития», ч. 1,- г.Харьков: ХНУРЭ, 2002, с. 62-66.

40. Вовшин Б.М., Свердлов Б.Г., Савкин М.А. Экспериментальные исследования макета сверхширокополосного локатора с синтезированием импульса и апертуры./ Сб. науч. тр. 1-го Международ, форума «Прикладная радиоэлектроника. Состояние и перспективы развития», ч. 1,- г.Харьков: ХНУРЭ, 2002, с. 76-80.

41. Вовшин Б.М., Зарицкий В.И., Леховицкий Д.И. Перспективные направления модернизации систем междупериодной обработки сигналов импульсных РИС./ Сб. науч. тр. 1-го Международ, форума «Прикладная радиоэлектроника. Состояние и перспективы развития», ч. 1,- г.Харьков: ХНУРЭ, 2002, с. 138-141.

42. Вовшин Б.М. Принципы построения сверхширокополосных РЛС наблюдения воздушных объектов./ Труды 10-ый Юб. международ, конф. «Теория и техника передачи, приема и обработки радиолокационной информации»,- Туапсе: АНПРЭ,- 2004, с. 42-52.

43. Вовшин Б.М. Сверхширокополосные РЛС с безынерционным об: зором пространства./ Сб. науч. тр. 2-го Международ, радиоэл. Форума «Прикладная радиоэлектроника. Состояние и перспективы развития», том 2,-г.Харьков: ХНУРЭ,- 2005, с. 28-35.

Множительный центр МАИ

Зак. отОб.ОЗШбг. Тир. 70 экз.