автореферат диссертации по приборостроению, метрологии и информационно-измерительным приборам и системам, 05.11.08, диссертация на тему:Разработка нового класса быстродействующих АЦП со сверткой входного сигнала

АКАДЕМИЯ ЕШ БЕЛОРУССКОЙ СОР ИНСТИТУТ ПРИКЛАДНОЙ ФИЗИКИ

На оравах рукописи. УДК 621.317.7.087.92 г

НГУШ ДАНГ КУАНГ

РАЗРАБОТКА НОВОГО КЛАССА БЫСТРОДЕЙОТВУИЩ АЦП СО СВЕРТКОЙ ВХОДНОГО СИГНАЛА

Специальность 05.11.08 - Радиоизмериталыша

приборы и устройства

АВТОРЕФЕРАТ диссертации на соискание ученой степени кандидата технических: наук

Минск - 1990

Специализированный Совет Шй АН БССР направляет Вам для ознакомления автореферат диосертации НШН ДАНГ КУАНГ, представленной для защиты на соискание ученой степени кандидата т ахнете оккх наук.

Работа выполнена в Белорусском ордена Трудового Красного Знаивни государственного университета имени В.И. Ленина.

Научный руководитель - доктор технических наук,

профессор ЯШЫЙ В.Е.

Официальные оппоненты: доктор технических наук,

профессор НОСШКО В.А.

кандидат технических наук ШЪЯНОК A.M. '

Ведущая организация s Научно-производственное объединение "ВЕНТА", г. Вильнюс.

Прооим Bao, сотрудников Вашего учреждения, интересующихся темой диссертации, принять участие в заседании специализированного Совета или прислать отзывы (2 экз., заверенные печатью, один из них - на бланке учреждения) по адресу: 220600, г. Минск, ГСП, ул. Академическая, 16, ИПФ АН БССР.

Защита диссертации состоится " декабря 1990 года на ааседении специализированного Совета ИПФ АН БССР.

Автореферат разослан " ноября 1990 года.

О диооертацией можно, ознакомиться в технической библиотеке ШФ АН БССР.

Ученый секретарь специализированного Совета K.0Ü6.I3.0I, кандидат технических наук

рудницки:! в.л.

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность работы. Создание нового класса цифровых те-евизионных приемников пятого поколения требует разработки ыстр'одействующих интегральных аналого-цифровых преобразова-елей (АЦП), обеспечивающих достаточную точность преобразова-ия видео-сигналов цветного изображения. Как правило, для реобразования сигналов в полосе до 7-8 МГц применяю? так называемый ^ {¡«¡Ь-АОд (параллельные АЦП оо стробирсванием "на ету"). Однако, существующие быстродействующие параллельные нгегралыше АЦП имеют ряд недостатков, связанных, во-первых, резким увеличением числа элементов: компараторов, триггеро&-шцелок при увеличении числа разрядов АДП, что приводит к уважению размеров и рассеиваемой на кристалле мощности. С уважением размера кристалла увеличиваются пути распространения ¡игналов и их неидентичности, вследствие чего увеличиваются шертурное время и апертурная неопределенность АЦП. Во-вторых, ) параллельных АЦП при изменении входного сигнала каждый ком-1аратор и триггер-защелка изменяю свое состояние только один ш во всем динамическом диапазоне, следовательно, они используются неэффективно. В-третьих, обеспечение малой дифференци-шьной и интегральной нелинейностей характеристики преобразо-зания (ХП) требует высокой точности изготовления элементов ¿Ш, таких, как дифференциальных каскадов компараторов, ревизоров делителя опорных напряжений, и уменьшение влияния вход-1ых токов компараторов на значения опорных напряжений. Кроме того, АЦП состоит из аналоговой и цифровой частей, поэтому вровень помех и наводок, возникающих в цифровой части, может зуцественно повлиять на работу аналоговой части АЦП. Поэтому» *ем меньше количество цифровых схем и линий связи между аналоговой и цифровой частями, тем можно обеспечить лучшее соот-ление сигнал/шум по выходу АЦП.

Следует также отметить высокую стоимость параллельных ЩП, обусловленную малым процентом выхода годных кристаллов и требованием высококвалифицированной доводки схем и сложностью шгрологггчеекого обеспечения их динамических параметров.

Указанные недостатки параллельных АЦП тормозят их применение в цифровых гелешзаоншх приёмниках. Преодоление этих не -достатков стало возможным при использовании в схемотехнике па -раллельных АЦП гак называемого метода свертки, который основан на предварительной амплитудной свертке входного сигнала АЦП с помощью специальных устройств амплитудной свертки (УАС) или свёргочных^усилителей (СУ).

Однако в зарубежной литературе имеются только рекламные • сведения о таких АЦП и отсутствуют рекомендации по разработке -элементов, выбору режимов, обеспечению заданных параметров, отсутствуют схемотехнические решения основных узлов и практически полностью отсутствуют сведения о метрологическом обеспечении такого класса АЦП. В плане развития телевизионной техники на 13 пятилетку предприятию НПО "Вента" и ЕГУ имени В.И.Ленина поручено разработать класс АЦП, обеспечивающий преобразование телевизионных сигналов с полосою до 8 МГц, а также разработать ш тоды и аппаратуру для их метрологического обеспечения. Отмеченное выше показало, что тема исследования диссертационной работы является в настоящее время актуальной.

Цель работа состоит в разработке структуры и схемотехнических решений для создания нового класса быстродействующих интегральных маломощных видео-АЦП со свёрткой входного сигнала для применения в цифровых телевизионных цриёмниках, а также в разработке метрологического обеспечения для контроля их динамических характеристик.

В соответствии с поставленной целью в работе решались следующие основные задачи:

1. Выбор структуры АЦП АС для обеспечения достаточной точности преобразования видео-сигналов цветного изображения (с полосой до 8 МГц) с учётом критерия качества, направленного на уменьшение материальных затрат, потребляемой мощности и улучшения динамических характеристик АЦП.

2. Разработка схемотехники АЦП АС видео-сигналов применительно к серийному выпуску интегральных схем.

3. Разработка алгоритма, создание аппаратуры и программноп обеспечения по оценке основных динамических характеристик АЦП.

Основные результаты работы получены в Бслгосуниверситете имени В.ИЛенина в ходе выполнения НИР "Разработка схемотехни-

эских решений для маломощных быстродействующих видео-АЦП и змериталя их динамических характеристик" (тема 255).

Методика исследования. Научные результаты, содержащиеся диссертации, получены путём аналитических преобразований с рименвиием частных эквивалентах моделей и на моделировании лектротшх схем о использованием ЭВМ ЕС-1032 и программы Ш5 5Г-ЛГ , предоставдешюй ЕГУ НПО "Вента", а также утём использования сгохастичаоких методов при оценке дина-ическнх характеристик АЦП.

Наущая новизна.

-предложен алгоритм вычисления корректирующих потенциалов место их приложат«, введённых в делитель опорных напрявд -пй, выполненный в виде металлической шшы, о целью уменыпе -ия дифференциальной и интегральной нелинейностай;

- предложена схема синхронизации старших и младших раз-ядов, в которой используются специальные отводы со свёртоадо-о усилителя для получения сигналов старших и младших разря -,ов, что обеспечило малую апергурную неопределённость;

- обоснованы параметры стробоскопического метода оценки мимических характеристик АЦП для измерения интегральной не-инейности и дифференциальной фазы с применением входного си-усоидального сигнала путём сравнения выходных кодов АЦП с порвдм синусоидальным сигналом, создаваемым в ЭВМ,

Практическая ценность работы:

- применение разработанных схемотехнических решений поз-юлило НПО "Вента" разработать соответствующую технологию и спустить интегральный АЦП АС;

- на НПО "Вента" внедрены установка по оценке динамически: характеристик АЦП, алгоритмы и программное обеспечение, »азработанные в диссертации. ' .........

Основные положения, выносимые на защиту:

Г. Совокупность аналитических выражений по оценке пара-гетров элементов АЦП АС, предназначенных для цифровых телеви-|ионных приёмников пятого поколения, в зависимости от требу -мых динамических погрешностей, а также результаты моделиро -¡ания на ЭВМ различных структур АЦП АС, позволившие выбрать ¡труктуру и режимы работы основных элементов АЦП АС: свёрточ-юго усилителя, триггеров-защёлок, шифратора и резистивной

матрицы опорных напряжений, и обеспечившие достижение 8 МГц полосы преобразования входных сигналов при 7,5-7,7 эффективных битах 8-разрядного АЦП АС.

2. Для обеспечения апертурной погрешности, требуемой для преобразования видео-сигналов предложено синхронизирован старшие и младшие разряды АЦП АС путем использования специальных отводов со сверточного усилителя для получения старик .и младших разрядов выходных кодов АЦП АС.

3. Для оценки динамических характеристик АЦП рекомендуется применять стробоскопический метод, обоснованный необходимостью проверять все уровни квантования АЦП, при этом измерения интегральной нелинейности и дифференциальной фазы осуг-щесгвлять с применением тестового синусоидального сигнала по методу сравнения выходных кодов АЦП с опорным сигналом, создаваемым в ЭВМ.

4. Совокупность алгоритмов оценки динамических характеристик АЦП, аппаратуры и программного обеспечения, позволившие производить оценку дифференциальной и интегральной нели-нейностей, дифференциальной фазы и дифференциального усиления для 8-10-разрядных АЦП.

Апробация работы. Основные результаты диссертационной работы докладывались и обсуждались на научном семинаре кафедры ядерной физики и электроники Белгосуниверситета им. В.И. Ленина и на семинарах НПО "Вента".

Структура и объем работы. Диссертация состоит из введения и постановки задачи, трех глав, заключения, литературы, 2 приложений и содержит 133 машинописных страниц основного текста, 4 таблицы, 88 рисунков. Общий объем 198 страниц.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении дано обоснование актуальности теш диссертации, сформулированы цель и задгли, решаемые в работе, приведены основные положения, выносимые на защиту.

Первая глава посвящена исследованию-скоростных и точное них характеристик АЦП АС разных структур, влиянию параметров и режимов работы основных элементов сверто-шых АЦП на их дин; мическую погрешность в зависимости от частоты входного сигна,

[ля оценки динамической погрешности АЦП АС с последовательной ¡труктурой (ПАЦП АС) применялся метод численного моделирова-[ия на ЭВМ. В качестве параметров ПАЦП АС выбирались среднее" ¡ремя задержки ( ^ ) каждого /АС типа "выпрямителя" и количе-;тво разрядов ( N ) ПАЦП АС. На вход ПАЦП АС подавался сину-юидалышй сигаал, а погрешность АЦП определялась как разность ©иду значениями выходных кодов АЦП и опорного синусоидально-" 'о сигнала, создаваемого в ЭВМ. Результаты модельного эксперимента на ЭВМ позволили получить аналитические выражения для шнамической погрешости ПАЦП АС:

' 0 п,

^ = , (I)

, (2)

где - среднеквадратическая динамическая погрешность АЦП з точке отсчета, а 1'В? , - среднеквадратическая погрешность " §ормы сигнала, определяемая по коэффициенту гармонических ис-<аяений, вычисленное с применением дискретного преобразова-гая Фурье по алгоритму БПФ, Получены также выражения,'которые позволили определить максимально допустимую частоту преобразу- ■ змого сигнала при заданной допустимой погрешности АЦП:

рГЬт, ' * 1

ц (3)

1апример, минимальное значение постоянной времени выходных .....

цепей УАС с учетом паразитных емкостей, резисторов и индуктив-зостей составляет порядка I не, то для случая N = 8 можно получить по (3):

Г\( С омиколлб^.иф™* 0,4 т, ■

я, следовательно, ПАЦП АС непригодны для обработки видео-сиг-яалов с полосой до 7-8 МГц,

В оверточных параллельных АЦП УАС представляют собой параллельное соединение нелинейных элементов для формирования V -образной характеристики преобразования (ХП), при этом на

входе УАС включают малоразрядный параллельный АЦП для старших разрядов (АЦП-С) или набор компараторов, который позволяет определять старше разряды выходного кода АЦП АС, причем число уровней квантования АЦП-С (или число компараторов) должно равняться числу изломов на ХП УАС. Кроме этого на выходе УАС включают другой параллельный АЦП для определения младших разрядов выходного кода АЦП АС (АЦП-М), который в принципе может иметь любое число разрядов. Тогда число разрядов АЦП АС равно .сумме разрядностей АЦП-С и АЦП-М. В параллельных АЦП АС входной сигнал сначала проходит устройство амплитудной свертки, и затем поступает на стробирующие компараторы. Благораря временной независимости работы УАС и компараторов, в параллельных АЦП АС можно достичь высокой частоты преобразования, определяемой частотой стробирования компараторов параллельных АЦП. А динамическая погрешность параллельных АЦП АС ограничивается в основном отличием реальной V -образной ХП УАС от идеальной при увеличении частоты входного сигнала. Поэтому для оценки динамической погрешности всего АЦП АС необходимо было исследовать и минимизировать динамические погрешности УАС. Однако, теоретический анализ динамических характеристик УАС, вследствие их нелинейных свойств, затруднен. Поэтому для анализа работы УАС в динамике применялись упрощенные эквивалентные частные модели, отражающие их отдельные реальные динамические свойства и позволяющие отдельно рассматривать независимые друг от друта динамические свойства УАС. При этом УАС пред-отавлено как последовательное соединение инерционного и нелинейного узлов.

Поскольку подключенные к выходу УАС компараторы создают значительную емкостную нагрузку для переключателей токов, то влияние инерционных свойств УАС на его динамические параметры определяются в основном емкостью в цепях нагрузки УАС. Поэтому для исследования инерционных свойств УАС использовалась эквивалентная схеш, состоящая из выходного сопротивления УАС ( в вых Ь сопротивления ( Е н ) и et,кости ( Сн ) нагрузки, а входной сигнал:

ГШ) = + b 1кт ( + 4(ИЫ)Т , [mi - .at + b , yu Щк.от, v ;

где к = О, I, 2 ...

Т - интервал времени, в течение которого линейно

меняется.

Аналитическим путем найдено выражение для максимального значения динамической погрешности УАО:

I й т<и I , К. , (6)

б е

где к = —-—• - коэффициент передачи выходного каскада УАС, Кг+Квшс

? = I / С(1/кнсн) + (1/ЕбыхСн)),

а также выражение для оценки среднеквадратической погрешности УАС в областях изломов ХП:

= 0,42 К аъ . (7)

Получены также выражения, которые позволили определить требуемые параметры УАС в зависимости от частоты входного сигнала:

для параллельных АЦП АС с простой сверткой, и

М < . (9)

для параллельных АЦП АС с двойной сверткой.

Нелинейные свойства УАС зависят от того, на каких элементах и какие способы формирования V -образной ХП используются при построении УАС. Схемы УАС с отрицательной обратной связью с использованием операционных усилителей (ОУ) из-за частотной зависимости коэффициента усиления ОУ (его быстрое уменьшение на высоких частотах) для обеспечения требуемой'для 8-разрядного АЦП АС точности V-образной ХП УАС имеют полосу преобразуемого сигнала порядка нескольких сотен КГц и не могут быть использованы для АЦП АС видео-сигналов.

Для формирования ^ -образной ХП УАС применяются два способа:

- способ алгебраического сложения сигналов, при котором У-образная ХП УАС является суперпозицией амплитудных харак-

I теристщ всех переключающихся элементов. При этом, статичес-; кая и динамическая погрешности УАС представляют собой сумму ' погрешностей всех переключающихся элементов УАС:

V £ Кс.к > (10>

поэтому, о ростом числа изломов ХП УАС пропорционально возрастают статическая и динамическая погрешности УАС;

- способ "селектирования" сигналов, в котором излом на ХП УАС образуется за счет подавления сигналов от соседних као кадов за пределами рабочего линейного участка данного каскада УАС. В этих' схемах статическая и динамическая характеристики УАС определяются лишь параметрами элементов, генерирующих выходной сигнал в данной зоне, что исключает суммирование погрешностей, как это имеет место в схемах с алгебраическим сложением.

Методом моделирования на ЭВМ базовых схем УАС с разными способами формирования ^-образной ХП с использованием параметров реальных п~ р - п транзисторов, используемых в интегральных микросхемах на НПО "Вента", получены экспериментальные зависимости погрешности УАС от частоты входного сигнала, которые показали, что при применении способа алгебраического сложения возможно достичь только 5-6 эффективных разрядов АЦП АС на частоте входного сигнала 8 МГц, а способ "селектировал ия" позволяет получить 6-7 эффективных разрядов на такой же частоте.

Во второй главе рассмотрены вопросы, связанные с построением схемотехнических решений основных элементов АЦП АС и выбором их .режимов работы.

Проведенные исследования разных структур и схем УАС и АЦП АС показали, что обычные методы аналого-цифрового преобразования с амплитудной сверткой не могут обеспечить требуемую точность 8-разрядного АЦП АС с полосой входного сигнала до 8 МГц. Их основной недостаток состоит в нелинейном искажении в области изломов V -образной ХП УАС. Поэтому для преодоления указанного недостатка необходимо применять оверточный усилитель, который имеет парафазные выходные сигналы, а уровни квантования АЦП АС определяются по точкам их "нулевых" пе-

ресечений. Такой сверточный усилитель (СУ) можно получить, модифицировав входные каскады компараторов параллельных АЦП. Он состоит из линеек дифференциальных каскадов (ДО, имеющих с прилегающими ДК общую коллекторную нагрузку. V -образная ХП такого СУ получена по методу "селектирования". В связи с тем, что каждый каскад СУ представляет собой обычный ДК, то выходные сигналы СУ определяются следующими выражениями:

Г, -*-- , (II)

т

к г -п-гт~7 >

и^КЦ.Щ/УгЗ

где - эмиттерный ток ДК,

К'= Ки- - разность потенциалов на входах ДК,

1/С5 -.напряжение смещения транзисторных пар, для пленарных транзисторов « 1+2 мВ,

- термический потенциал (при Т = 300 К, Ут = 25 мЗ).

Тогда из (II) и (12) можно определить точку "нулевого" пересечения выходных сигналов СУ по равенству I, = ,.т.е. при = 0 или Ц = = К65 . Таким образом, точность

определения точки "нулевых" пересечений выходных сигналов СУ зависит только от величин напряжения смещения транзисторных ' пар и разности температур на них ДТ = - Тл? что позволяет преодолеть трудность, связанную с нелинейными искажениями в области изломов V -образной ХП УАС. Возникающая при этом погрешность и, следовательно, дифференциальная нелиней-" ность, определения уровней квантования ^ = ^ = ^«и 0 учетом 1+2 мВ и Чт - 25 мВ равна:

- 0,0 4+0,08 , (И)

что подтверждено результатами модельных экспериментов на ЭВМ. Методом моделирования определены режимы работы СУ, его ампли-

тудно-частотная характеристика и зависимость дифференциальной нелинейности АЦП АС от частоты входного сигнала. Эти модельные эксперименты доказали возможность достижения 8 МГц полосы преобразования входного сигнала при 7,5-7,7 эффективных разрядов.

Из выражений (II) и (12) следует, что выходные сигналы СУ имеют линейный участок (с отклонением от прямой в пределах 3-5 %) в окрестностях точки "нулевого" пересечения, который составляет порядка 60-70 мВ, следовательно, этот линейный участок можно использовать для реализации так называемого метода интерполяции, сущность которого заключается в уменьшении числа ДК путем исключения нескольких промежуточных ДК и восстановления недостающих сигналов интерполяцией с помощью оставшихся ДК. Методом моделирования на ЭВМ установлено, что применение метода интерполяции с исключением трех из каждых четырех ДК не приводит к значительному ухудшению точностных параметров АЦП АС, при этом дифференциальную нелшейноцть, АЦП можно обеспечить в пределах 0,1М1^Р 8-разрядно.'о АЦП АС при разности опорных напряжений рядом стоящих ДК сверточного усилителя не более 30-40 мВ. Данный метод интерполяции также можно эффективно применять для уменьшения количества компараторов в параллельных АЦП.

Важной задачей в разработке АЦП является обеспечение требуемых дифференциальной и интегральной нелинейносгей, которые прежде всего обусловливаются разбросом значений опорных напряжений, вызванным погрешностью резисторов делителя■опорных напряжений, входными токами и напряжением смещения компараторов. Как известно, резистивный делитель опорных напряжений интегральных АЦП обычно изготавливают в виде металлической шины, поэтому за основу для анализа выбрана модель распределенного сопротивления. Оно представлено в виде прямоугольной пластины с размерами а и Ь соответственно и проводимостью 6" , при этом предположено, что вое точки входной и выходной поверхностей пластины имеют одинаковый потенциал, соответственно равный 0 и 1{ , а эквипотенциальные линии представляют собой прямые, параллельные входной поверхности (при пренебрежении краевыми эффектами). Однако, при съеме напряжения с помощью реальных контактов значения потенциалов опорных напряжений

будут отличаться от идеального случая. Это обусловлено, во-первых, сдвигом реального положения контакта относительно теоретического положения соответствующей эквипотенциали, и, во-вторых, искажением распределения потенциала вследствие различной проводимости материалов пластины и контактного отвода и размеров контактной площади. В результате кривая разбросов реальных значений опорных напряжений будет представлять собой ломанную линию со случайными отклонениями относительно прямой линии. Такое явление в реальном делителе опорных напряжений приводит к увеличению дифференциальной и интегральной нелинвй-ностей АЦП. В работе рассматривался метод коррекции,опорных напряжений путем ввода в пластину % дополнительных контактов, имеющих определенные потенциалы Ц , \ = 1,£ . С использованием теории электродинамики составлены и решены дифференциальные уравнения и получено аналитическое выражение для расчета дополнительного потенциала на выходных контактах за счет корректирующих потенциалов:

¿К - Г $ К Ц-К Ъ) агсЬ — -

' Ы41* « 4 ^

в»

* Iк! Г

^ Ц = Ч-?//'- Я1 ,

,(<•-■& ) ~ координаты точек приложения контактов корректирующих потенциалов, <(, ^, (I = -Сп ) - координаты точек приложения выходных контактов, 5 - радиус контакта. Для сглаживания кривой разбросов реальных значений опорных напряжений требуется, чтобы среднеквадратическое отклонение потенциалов на выходных контактах с учетом корректирующей поправки ЛЦ,. было минимальным, т.е. параметры Ц и , необходимо выбрать по условию минимума функционала: ^

ФСКй + > (15)

_ к-1 где ^ , (к = ) - реальные значения на выходных контактах. Условие минимума приводит к системе дифференциальных уравне-

ний: ,

П& = о >

] 2± , о . I

Посла решения данной системы дифференциальных уравнений получены значения корректирующих потенциалов, обеспечивающих сглаживание:

V. , , (17)

где Л , НА--Я

аА*1__1

3

м

3, *Ч - ].

* к-1 л Л" им а ЛГ, ~7~, Г

л1(*к-

С помощью полученных выражений можно вычислить значения корректирующих потенциалов, введенных в шину делителя опорных -напряжений, выбрать места их приложения и тем самым уменьшить, по крайней мере, в 2-3 раза величины дифференциальной нелинейности АЦП.

В интегральных АЦП АС принципально имеются разные пути ' распространения оигналов старших и младших разрядов выходного кода и наблюдается рассинхронизация старших и младших разрядов с увеличением частоты входного синусоидального сигнала и увеличение динамической погрешности, проявляющейся в виде выбросов на восстановленном сигнале. Учитывая это, в работе уделено внимание вопросу синхронизации старших и младших разрядов АЦП АС. Рассматривались различные схемы коррекции выходных кодов АЦП АС и предложена оригинальная схема синхронизации старших и младших разрядов АЦП АС с помощью специальных отводов со сверточного усилителя для получения как старших,

так и младших разрядов выходного кода АЦП АО. Приведена оценка погрешности определения старших разрядов АЦП АС по предложенной схеме, которая показала, что данная погрешность составляет 0,1-0,2 % на частоте входного сигнала 10 МГц.

Полученные в данной главе научные положения и результаты исследований, а также предложенные методы и конкретнне схемы ' технических решений могут быть использованы в новом классе быстро действующа маломощных интегральных видео-АЦП АС с разными полосой и разрядностью.

Третья глава посвящена разработке алгоритмов и созданию аппаратуры и программного обеспечения, предназначенных для оценки динамических характеристик быстродействующих интегральных видео-АЦП. Как известно, основными динамическими параметрами АЦП являются дифференциальная и интегральная нелинейности, апертурноэ время и апертурная неопределенность и амплитудно-частотная характеристика. Кроме того, применение быстродействующих интегральных АЦП в цифровой телевизионной технике требует знание дифференциальной фазы, представляющей разбросы фазового сдвига АЦП при разных уровнях постоянной составляющей входного сигнала, и дифференциального усиления, определяемого разбросами коэффициента передачи АЦП при разных уровнях входного сигнала.

Наличие дифференциальной (фазы и дифференциального усиления у АЦП, применяемых в цифровых телевизионных приемниках, приводит к различным видам искажений в полученных изображениях: искажения формы, размера, четкости, яркости, цвета, цветовой насыщенности и т.д. Установлено, что для АЦП, применяемых в цивровых телевизиоиных приемниках, требуется обеспечить дифференциальную фазу не более 1,2 град, и дифференциальное усиление не более 1,2%.

Для надежного контроля динамических характеристик быстродействующих АЦП необходимо обеспечить такой режим, измерения, чтобы проверялись все их уровни квантования, в противном случае контроль АЦП будет неполным. Следовательно, для получения достоверного результата необходимо, чтобы входной сигнал за интервал дискретизации изменялся бы не более, чем на заданную величину, например, один или далее 0,5 кванта. Исходя из этого требования и в предположении входного синусоидального сигнала получено соотношение между требуемым числом выборок АЦП па пе-

риод (М) и числом разрядов АЦП (^ ):

- 7 : — ' (18)

Tí Л .

где й = 0,5+1. Напршлер, для W = 8 требуется, чтобы:

М . s £ а. 000 . (19)

«пш *

Те. .

Однако, если выбрать частоту входного сигнала о учетом (18) и (19), то эта частота будет существенно ниже частоты дискретизации. Как правило, на таких чаоготах погрешности АЦП близки к статическим. В то ке время задача настоящей работы состоит в оценке их динамичвоких характеристик. Для разрешения этого противоречия в диооертации предложено применять стробоскопический метод, сущность которого заключает но взятии одной выборки АЦП на один или несколько периодов входного синусоидального сигнала, но так, чтобы огибающая этих выборок составляла оинусоидальный сигнал о разиостной: Частотой,' удовлетворяющей предъявленным условиям (18), (19).

Из извеогных методов измерения интегральной нелинейности АЦП наиболее чаото применяются метод Фурье-преобразования или метод преобразования Уолша. Однако, при обеспечении требуемого, количеогва выборок АЦП на период по (18), (19) для их реализации требуетоя большой объем оперативной памяти ЭВМ из-за наличия комплексных массивов, а также большое машинное время, обусловленное большим объемом вычислений. Так, например, для 10-разрядного АЦП требуется для реализации алгоритма БПФ объем ОЗУ ШМ 48 Кбайт и по крайней мере 10^ операций умножения. Поэтому в диссертационной работе предложен другой метод измерения интегральной нелинейности АЦП с применением тестового синусоидального сигнала, заключающийся в сравнении выходных кодов АЦП с опорным синусоидальным сигналом, соадаваешм в ЭВМ, параметры которого определяются по выходным кодам АЦП. Приведены аналитические выражения для оценки требуемых погрешностей определения чаотогы, фазы, амплитуды и постоянной составляющей опорного сигнала для обеспечения необходимой погрешности изме- . рения интегральной нелинейности при применении данного метода. Методом аналитических преобразований с использованием свойств ряда Фурье и методом моделирования на ЭВМ получены оценки пог-

решностей определения параметров сигнала, которые показали, что предложенный метод позволил провести измерение интегральной нелинейности быстродействующих високоразрядпых АЩ1 с погрешностью 15-20 %, Проведены также экспериментальные сравнения о методом быстрого преобразования Фурье (БПф), которые показали, что предложенный метод позволил уменьшив время измерения, например, для 8-разрядного АЦП, на порядок по сравнению с методом БПФ.

В телевизионной технике измеряют дифференциальную фазу и дифференциальное усиление видео-трактов путем подачи на их вход синусоидального сигнала с малой амплитудой (10 % динами-' ческого диапазона) и с различными смещениями и находят зависимости фазового сдвига и коэффициента передачи от величины смещения. Поэтому для измерения соответствующих параметров видео-АЦП желательно применять такую же методику. Однако, при малых амплитудах синусоидального сигнала, например, для 8-разрядного АЦП они составляют порядка 10-15 квантов, возникли трудности, связанные с необходимостью измерять фазовый сдвиг АЦП о высокой точностью, порядка доли градуса.

При оценке дифференциальной фазы использовался тот факт, что в предложенном алгоритме измерения интегральной нелинейности начальная фаза синусоидального сигнала вычислялась с • ■ погрешность!) ОД град, даже при амплитуде сигнала 10-15 квантов, что является допустимым при.измерении дифференциальной фазы АЦД. В работе получено выражение для погрешности определения дифференциальной фазы АЦП:

где М - число выборок АЦП на период,

д! - погрешность определения точки "нулевого" пересечения синусоидального сигнала по алгоритму измерения фазы.

Для измерения дифференциальной нелинейности АЦП применялся гистограммный метод, заключающийся в получении гистограммы экспериментальной функции распределения числа появлений выходных кодов АЦП, и затем путем ее сравнения с теоретической функцией распределения находят дифференциальную нелинейность АЦП. При этом, в данной работе гистограмма экспериментальной функ-

(20)

щи распределения получана с помощью специального буферного запоминающего устройства (БЗУ) с аппаратно реализуемым режимом накопления. В качестве тестового сигнала использовался оинусоидалышй сигнал, функция распределения которого-хорошо■ известна. Для уменьшения количества отсчетов и времени накоп-'ления гистограммы экспериментальной функции распределения числа появлений выгодных кодов АЦП при заданной погрешности измерения рекомендовано выбрать даойной размах тестового синусоидального сигнала больше, чем динамический диапазон АЦП. Однако, чтобы не увеличивать скорость изменения входного сигнала, что вызывает изменение режимов работы компараторов и приводит к изменению дифференциальной нелинейности АЦП, экспериментально установлено, чтс достаточно выбрать 10 %-ую перегрузку входного сигнала по отношению к динамическому диапазону АЦП, при этом погрешность измерения дифференциальной нелинейности АЦП составляет 0,1-0,2 % при накоплении 10® отсчетов в БЗУ. ...

выводи

1. Получена совокупность аналитических выражений по оценке параметров элементов АЦП с амплитудной сверткой, предназна-' ченных для цифровых телевизионных приемников пятого поколения, в зависимости от требуемых динамических погрешностей, а также результаты моделирования на ЭВМ различных структур АЦП АС, позволившие выбрать структуру и рекиш работы основных элементов АЦП АС: сверточного усилителя, триггеров-защелок, шифратора и резистивной матрицы опорных напряжений, и обеспечившие достижение 8 МГц полосы преобразования входного сигнала при 7,5-7,7 эффективных битах 8-разрядного АЦП АС.

2. Для обеспечения апергурной погрешности, требуемой для преобразования видео-сигналов предложено синхронизировать старше и младше разряды АЦП АС путем использования специальных отводов со сверточного усилителя для получения как старших, так и младших разрядов выходного кода АЦП АС.

3. Для улучшения дифференциальной и интегральной иелиной-ноотой АЦП АС предложен алгоритм вычисления корректирующих потенциалов и место их приложения, введенных в делитель опорных

напряжений, выполненный в виде металлической шины на криоталле.

4. Уменьшение количества компараторов можно осуществлять с помощью так называемого метода интерполяции без ухудшения скоростных и точностных характеристик АЦП АС.

5. Для надежного контроля динамических характеристик АЦП предложено использовать стробоскопический метод с разностной частотой, обеспечивающей изменение сигнала 8а время между двумя выборками на величину, не превышающую одного кванта.

6. При измерении интегральной нелинейности и дифференциальной фазы АЦП предложено использовать штод о созданием в ЭВМ синусоидального сигнала с параметрами, определяемыми по выходным кодам АЦП,

7. Необходимо обеспечить величину кратковременной нестабильности периода задающего генератора синусоидального сигнала в пределах нескольких десятков пикооенунд, что обеопвчивается разработанным в работе- высокостабильным умножителем частоты.

По теме диссертации опубликованы следующие работы:

1. Ямный В.Е., Левко И.А,, Нгуен Данг Куанг. Устройство для автоматизированного измерения динамической погрепнооти АЦП.// ПТЭ, 1989, Л 3, стр. 86-87.

2. Ямный В.Б,, Нгуен Данг Куанг. Оценка динамических погрешностей АЦП поразрядного уравновешивания, не содержащих УБХ. // Деп. в ВШИТИ Л 4727-388 от 16.06.88г.

Подписано к печати 19.II.90г. Формат 60 х 84/16. Бумага Л 3 Печать офсетная. Усл. печ. л. 1,0. Тираж 100 экз. Заказ Л 4С1£о . Бесплатно.

Отпечатано на ротопринте ЕГУ им. В.П. Ленина Минск 220080, ул. Бобруйская, 7.