автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.17, диссертация на тему:Прикладная теория систем фазовой синхронизации с преобразованием частоты

РГБ ОА

д? ЛИГ 1р111»

Томская государственная академия систем управления и радиоэлектроники

На правах рукописи

МАЙСТРЕНКО Василий Андреевич

ПРИКЛАДНАЯ ТЕОРИЯ СИСТЕМ ФАЗОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЧАСТОТЫ

Специальность: .05.12.17 - радиотехнические и телевизионные системы и устройства

ДИССЕРТАЦИЯ

в форме научного доклада на соискание ученой степени доктора технических наук

Томск - 1994

Томская государственная академия систем управления и радиоэлектроники

На правах рукописи

МАЙСТРЕНКО Василий Андреевич

ПРИКЛАДНАЯ ТЕОРИЯ СИСТЕМ ФАЗОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЧАСТОТЫ

Специальность: 05.12.17 - радиотехнические и телевизионные системы и устройства

ДИССЕРТАЦИЯ

в форме научного доклада на соискание ученой степени доктора технических наук

Томск - 1994

Работа выполнена в Томском институте автоматизированных систе управления и радиоэлектроники и Институте информационных технологи и прикладной математики Сибирского отделения Российской Академи наук (г.Омск).

Официальные опоненты:

доктор технических наук, профессор Цветнов В.В.

доктор технических наук, профессор Петров В.П.

доктор технических наук, профессор ПугоЕкин A.B.

Ведущая организация : ЦНПО "Комета" г.Москва

#

Защита состоится , ¿Л сел^х^Л- 1994 г. в 9^0 час. на заседании специализированного Совета Д.063.05.02 Томской академии систем управления и радиоэлектроники по адресу : 634050, г.Томск, пр.Ленина, 40.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке академии (634050, г.Томск, пр.Ленина, 46).

Диссертация в форме научного доклада разослана 2 Ч- ¡ММА^ 1994 г.

Ученый секретарь специализированного Совета ^ А.А.Кузьмин

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность проблемы. Системы фазовой синхронизации нашли широкое применение в технике связи и управления, радио и информационно-измерительных системах (ШС), радиолокации и навигации, системах автоматизированного контроля (АСК) и т.д., выполняя функции :

- стабилизации частоты ВЧ и СВЧ генераторов и трансформации спектра импульсных радиосигналов;

- синхронизации процессов преобразования, приема и обработки информации в устройствах связи, навигации, локации ;

-калиброванного задания фазовых и временных сдвигов между непрерывными и импульсными последовательностями в многоканальных ИИС ;

- синтеза сложных радиотехнических сигналов;

- оптимальной фильтрации радиосигнала из смеси сигнала с шумом . Значительный вклад в развитие теории систем фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) внесли отечественные и зарубежные ученые :

B.С.Дулицкий, Е.А.Барбашин, Ю.Н.Бакаев, Л.Н.Белюстина, В.Н.Белых,

C.И.Евтянов, Ю.Ф.Игнатов, А.А.Ляховкин, М.В.Капранов, В.Н.Кулешов, М.Р.Капланов, В.А Левин, Г.А. Леонов, С.В.Пврвачев, В.М.Сафонов, К.А.Самойло, Р.Л.Стратонович, В.И.Тихонов, Е.Л.Урман, К.Б.Челышев, В.Д.Шалфеев, В.В.Шахгильдян, Ю.В. Эльтерман, R.A.Adler, R.D.Bernard, K.A.Bdwards, B.R.Eisenberg, P.M.Gardner, J.K.Holmes, B.C.Gupta, W.J. Gruen, ff.E. barimore, T.J. Rey, W.O. lindsey, H.O.Osborne,

G.W. Preston, D. Riohman, J.J. Spilker, J.J. Stiffler, D.G. Tuoker,

H.L.Yan Trees, A.J.Viterbi, Z.Jelonek, Z. Sobotka И другие.

В последние годы интенсивно проводятся исследования СФС с элементами дискретизации и устройств на их основе. Основные результаты по этой проблеме отражены в трудах В.Н.Акимова, М.И.Жодзишского, Н.С.Жилина, В.Л.Карякина, А.И.Кабанова, В.А.Левина, А.К.Макарова,

B.Н.Малиновского, В.П.Максакова, В.А.Петрова, A.B. Пвстрякова,

C.К.Романова, В.Н.Фвдосвевой, В.В.Шахгильдяна и ряда других авторов. Прикладные вопросы фазовой синхронизации изложены в работах

A.J.Viterbi, J.J.Spilker, K.Koeok, L.Shiff, посвященных проблемам цифровой спутниковой связи, радиолокации и радионавигации. Фазовые принципы измерительной техники - в работах Е.Д.Колтика, Н.С.Жилина, С.А.Кравченко, В.Я.Супьяна, М.К.Чмыха, С.М.Маевского и других. Теория и практика синтеза частот- в трудах зарубежных и отечественных ученых: V.Manassewitsoh, W.J.Gruen, W.A.Ewans, R.J.Hughes,

V.Kroupa, K.Thrower, B.H.Алехина, А.С.Галина, 0.И.Губернаторова, М.М.Зарецкого, М.Е.Мовшовича, В.А.Левина, В.Н.Попова, А.А.Паина, A.B. Пестрякова, A.B. Рыжкова, Д.Н. Шапиро и ряда других авторов .

Несмотря на большое количество публикаций по данной тематике, в настоящее время недостаточно разработаны и в меньшей степени отражены в публикациях вопросы прикладной теории фазовой синхронизации с преобразованием частоты (ПЧ). В тоже время преобразователи частоты (ПРЧ) оказывают существенное влияние на основные характеристики СФС [1,3]. В УВЧ диапазоне разработка ПРЧ сопряжена с решением ряда теоретических и практических проблем, в число которых входит задача стабилизации промежуточной частоты и разработка методов анализа преобразования параметров радиосигналов в ПРЧ [I].

В последние годы Н.О.Жилиным, В.А.Майстренко, A.B. Никоновым, К.Р.Сайфутдиновым и рядом других авторов разрабатывается перспективное направление построения на основе СФС автоматизированных систем контроля. Применение СФС с ПЧ при построении быстродействующих АСК особенно актуально на частотах свыше 100 МГц, когда традиционные метода построения АСК не могут обеспечить стабильность параметров и необходимую точность задания временного положения тест-импульсов[3] При проектировании быстродействующих АСК возникают проблемы обеспечения высокого быстродействия при малых погрешностях задания временного положения тест-сигналов. Это взаимопротиворечивые требования. С ростом частоты более существенное влияние на динамические свойства систем оказывают задержки сигнала в функциональных звеньях СФС. Необходим комплексный подход к разработке и анализу СФС с ПЧ, учитывающий влияние ПРЧ не только на точностные характеристики систем, но и на их динамику и эксплуатационные характеристики. При этом необходимо решить ряд новых задач и обобщить известные результаты :

- построения математических моделей (ММ) СФС с преобразованием частоты и разработки методов их исследования в УВЧ диапазоне;

- исследования влияния ПРЧ, инерционности и нелинейности характеристик элементов СФС на основные технические параметры систем;

- развития принципов построения на основе СФС с ПЧ широкого класса прецизионных радиотехнических устройств (РТУ) различного функционального назначения, разработки методик аттестации, практической реализации и внедрения РТУ на предприятиях, в КБ и НИИ.

Связь темы диссертации с научно-техническими программами.

В диссертацию вошли результаты НИР, выполненных по комплекс-

ной целевой программе ХНО Минвуза РСФСР "Датчики" ( приказ № 2И от 1.07.82 г.) и входящих в алан важнейших работ ХНО Минвуза РСФСР ( письмо ХНО Л. 11-35-434/03-07 от 25.03.81г.), результаты госбюджетных НИР по тематике Российской НТП " Новые информационные технологии", КП НИР АН СССР "Измерительные процессы и системы шифр программы 1.12.8.2, а также результаты хоздоговорных и госбюджетных НИР, являющихся частью НТО предприятий и НИИ минрадиопрома, министерств связи и электронной промышленности, Госстандарта и т.д.

Цель и задачи работы. Шль_работы - совершенствование методов анализа и проектирования систем фазовой синхронизации с преобразованием частоты и принципов построения на основе высокоэффективных систем фазовой синхронизации радиотехнических устройств и систем автоматизированного контроля УВЧ диапазона с повышенным быстродействием, улучшенными точностными характеристиками и надежностью.

Эта цель достигается решением следащр._основшх_за,дач:

1) обобщения и развития аналитических методов прикладной теории систем фазовой синхронизации с преобразованием частоты:

- разработки математических моделей СФС с ПЧ, адекватно отражающих влияние ПРЧ на характеристики систем в УВЧ диапазоне;

- обобщения известных и развития новых методов исследования СФС с преобразованием частоты;

- исследования прикладных аспектов преобразования частоты в УВЧ диапазоне и помехозащищённости СФС с преобразованием частоты;

- параметрической оптимизации непрерывных и импульсных СФС с ПЧ.

2) совершенствования методов построения РТУ различного назначения на основе СФС с ПЧ, сравнительного анализа характеристик разработанных устройств и лучших зарубежных и отечественных устройств аналогичного функционального назначения ;

3) зкепериментальных исследований и практической разработки устройств на основе предложенных методов, исследования вопросов автоматизации и программного управления их работой;

4) апробации научных результатов и практических разработок.

„Используемые методы исследований: математические методы функционального анализа, теории цепей и сигналов, разностных и обыкновенных дифференциальных уравнений, теории колебаний, статистической радиотехники, аналитического и численного моделирования на ЭВМ, параметрической оптимизации.

Достоверность основных теоретических положений и выводов ггод-

тверждена экспериментально, на макетах и в промышленных образцах, внедренных на предприятиях МРП, МЭП и Минсвязи страны и аттестовать в органах Госстандарта .

Научной новизной обладают следующие основные результаты работы:

- методология и алгоритм построения математических моделей, адекватно отражающих влияние ПРЧ на параметры СФС в УВЧ диапазоне, базирующиеся на применении методов малого параметра и "грубых " систем, информационных моделей функциональных звеньев СФС с ПРЧ для понижения порядка нелинейных дифференциальных уравнений (ЦДУ);

- методология анализа ПРЧ и СФС, базирущаяся на нестандартной методике и алгоритме решения НДУ с помощью функциональных рядоЕ Вольтерра-Винера, позволяющих ускорить сходимость ряда и упростить наховдение членов ряда, существенно сократить обпбм вычислений ;

- метод анализа стробоскопических ПРЧ, представляющий сочетание методов гармонического баланса и малого параметра, оригинальная аппроксимация нелинейной характеристики диодов и формы строб-импульсов, позволившие исследовать линейность преобразования информации об амплитуде и фазе входных сигналов на промежуточную частоту и установить функциональные связи погрешностей преобразования с параметрами ПРЧ и входных сигналов во всЭм диапазоне частот;

- модификация применительно к анализу СФС с запаздыванием метод£ асимптотического разложения в ряд по малому параметру решений сшг;, лярно возмущенных дифференциальных уравнений, позволившая получит! аналитические решения для трех первых членов ряда и существеннс упростить наховдение последующих членов ряда;

- методики и алгоритмы анализа точностных характеристик ПРЧ радиоимпульсных сигналов и полученные на их основе формулы и графики, обладающие новизной и практической ценностью;

- результаты исследования проблемы стабилизации промежуточно! частоты в ПРЧ непрерывных и импульсных сигналов с помощью сисгеа ФАПЧ : зависимости для анализа динамических свойств СФС с ПЧ, определения условий однозначности алгоритма функционирования при наличии шумов и дестабилизирующих факторов, расчета погрешностей преобразования, обусловленных работой систем стабилизации частоты;

- аналитические зависимости и рекомендации по параметрическо! оптимизации непрерывных и импульсных СФС с преобразованием частоты

- теоретическое обоснование и принципы практического применешн фазозапоминащих свойств радаоимпульсных и импульсных СФС для созд;

ния класса прецизионных радиотехнических устройств;

- концепция построения на основе систем фазовой синхронизации быстродействующих автоматизированных систем контроля и диагностики, позволившая существенно повысить тактовые частоты и точность задания временных параметров тест-сигнала.

Народнохозяйственное и практическое значение работы заключается в развитии методов проектирования, разработке, создании и внедрении новых радиотехнических устройств ВЧ и УВЧ диапазона на основе СФС с преобразованием частоты, обладающих повышенной точностью, быстродействием и эффективностью. Практической_значимостью обладают:

- инженерные зависимости для расчета основных характеристик и выбора параметров СФС с ПРЧ, графики и прикладные программы, методики исследований ПРЧ, ранее не использовавшиеся;

- рекомендации по выбору параметров гетеродинных ПРЧ и ССПЧ, подсистем синхронизации АСК, генераторов-калибраторов(ГК) фазы, амплитуды и временных интервалов, способы и устройства преобразования "фаза-код" (ПФК) радиоимпульсных сигналов, реализующие технические характеристики на уровне, а по ряду параметров, превосходящие лучшие зарубежные образцы аналогичного назначения ;

- внедрение результатов теоретических и экспериментальных исследований, методик аттестации в образцы прецизионных фазоизмеритель-ных устройств и ПФК, генераторов-калибраторов амплитуды (ГКА) ВЧ/ УВЧ сигналов, обладающих техническими характеристиками на уровне лучших зарубежных образцов фирм Simeno, Hewlet Packard ;

- структурные схемы устройств на снове СФС с ПЧ с микропроцессорной коррекцией погрешностей и управлением работой от ПЭВМ.

Реализация результатов работы. Теоретические положения и аналитические зависимости, программы для моделирования на ЭВМ использовались при разработке широкого класса прецизионных РТУ. При непосредственном участии соискателя созданы и внедрены малой серией на предприятиях минрадиопрома,Минсвязи, МЭП и Госстандарта [п/я B-243I, A-II78, Р-6082, В-8435, В-2077, ВДПО "Комета", НПО "Ленинец" (Санкт-Петербург), ЦКБ Минсвязи СССР, ЦКБ "Автоматика"( Омск), КБИТ "Иртыш" (Павлодар)] следующие классы устройств:

-фазометры непрерывных и радиоимпульсных сигналов (ФВ-05, ФВ-06);

-генераторы-калибраторы фазы непрерывных и радиоимпульсных сигналов (ВДФГ-8, КФ-01, ВДФГ-П);

-генераторы временных интервалов ВЧ диапазона (ГВЙ-2, ГВИ-3 );

-генераторы-калибраторы амплитуды (ГКА-01, ГКА-03 ); -связные синтезаторы частот с малым временем переключения; -■генераторный канал системы автоматизированного контроля СБИС с тактовыми частотами до 1024 МГц (КБИТ "Иртыш"). Экономический эффект от внедрения прибора ФВ-05 в ЦКБ Минсвязи составил 95000 руб. в ценах 1980 г. Автором диссертации разработан преобразователь спектра непрерывных и радиоимпульсных сигналов, составляющий 85% всей разработки, что подтверждено актом внедрения. Суммарный экономический эффект от внедрений ИДФГ, КФ, ГКА и ГВИ с техническими характеристиками на уровне лучших зарубежных разработок, что подтверждено результатами аттестации в органах Госстандарта, составил 2 миллиона руб (в ценах [989 г.). Автором диссертации разработаны методы анализа точностных характеристик и динамических параметров устройств, методики аттестации в органах Госстандарта, математические модели, алгоритмы и программы моделирования на ЭВМ .

Результаты исследований автора использованы при разработке быстродействующего фазометра БРИФ-I по договору Js 6/73 и проектировании радиоимпульсннх фазоивмерителей в РТИ АН СССР. Использована методика расчета переходных процессов, разработанная автором. Общий экономический эффект по РТИ АН составил 126835 руб.в ценах 1980 г.

Принципы построения преобразователей спектра на основе систем ФАПЧ использовались во ВНИИ оптико-физических исследований (Москва) при разработке оптических цифровых фазометров ОЦФ-I и ОЦФ-2, созданных в рамках х/д N 875. Ожидаемый экономический эффект от внедрения приборов составил 500 тыс.рублей в ценах 1980г. Результаты исследований автора использовались также при разработке блока масштабно-временного преобразования на основе радиоимпульсной ФАПЧ в составе моноимпульоного ОЦФ, созданного в рамках х/д 845. Ожидаемый экономический эффект оценен заказчиком в 300 тыс.рублей .

Результаты теоретических исследований использовались также при разработке радаоимпульсных преобразователей "фаза-код" в Винницком политехническом институте по договору о передаче научно-технических достижений П 6/80 между Томским институтом АСУ и радиоэлектроники и Винницким политехническим институтом.

В приложениях к диссертационной работе даны отзывы на использование еб результатов в ЦКБ "Автоматика" при создании устройств высокоскоростной передачи информации в диапазоне УВЧ с минимальной частотой канала связи и разработке широкополосного синтезатора час-

тот диапазона 1-2 ГГц, подготавливаемого в серийное производство, протокол внедрения в серийное производство гетеродина по схеме с фазовой стабилизацией частоты. Приведен акт внедрения результатов диссертационной работы при проведении научных исследований и создании аппаратуры в составе установки высшей точности УВТ6-89 для средств измерения угла сдвига фаз в диапазоне частот 0.001-17.4 ГГц, разработанной в Сибирском НИИ метрологии.

Основше_яаучше_полок§нш , вышсише_на_за!уиту :

1. Обобщение известных и разработка новых аналитических методов прикладной теории систем фазовой синхронизации с преобразованием частоты позволяет повысить 'эффективность математического аппарата:

а) разработанные математические модели преобразователей частоты, метода анализа и теория погрешностей обеспечивают высокую точность анализа погрешностей преобразования частоты непрерывных и радиоимпульсных сигналов в диапазоне частот, включающем УВЧ;

б) разработанная методология построения математических моделей позволяет существенно снизить порядок дифференциальных уравнений, описывающих системы синхронизации с преобразованием частоты, и при использовании известных методов анализа базовых уравнений дать адекватную оценку влияния преобразователей частоты на точность синхронизации, динамические и эксплуатационные характеристики систем;

в) применение метода асимптотического разложения в ряд по малому параметру решений сингулярно возмущенных дифференциальных уравнений, исследование ряда дискретных математических моделей систем ФАПЧ с запаздыванием позволило установить области эффективного применения моделей, оценить влияние задержек сигнала на длительность переходных процессов, полосы удержания и захвата систем ФАПЧ.

2 Использование систем стабилизации промежуточной частоты, спроектированных на основе выводов и рекомендаций, полученных при анализе динамических и точностных характеристик систем ФАПЧ по вторичным биениям, позволяет улучшить технические и эксплуатационные характеристики преобразователей частоты УВЧ диапазона , в частности снизить фазовые погрешности гетеродинных ПРЧ до 0.1°.

3. Использование разработчиками аппаратуры рекомендаций и выводов, полученных при параметрической оптимизации преобразователей частоты непрерывных и радиоимпульсных сигналов, непрерывных и импульсных систем ФАПЧ, исследовании влияния шумов на динамические свойства систем ФАЛЧ по вторичным биениям и фазозапоминаюцие свой-

ства импульсных СФС позволяет повысить технические характеристики широкого класса РГУ, построенных на их основе.

4 Совершенствование принципов построения генераторных, фазоиз-мерительных устройств и быстродействующих ACH на основе оптимизированных систем фазовой синхронизации позволяет расширить функциональные возможности и значительно улучшить технические характеристики. Разработанные с использованием предложенных принципов построения, методов анализа и результатов параметрической оптимизации СФС с преобразованием частоты радиотехнические устройства и системы контроля, аттестованные в органах Госстандарта и внедренные в производство, превосходят по точности и быстродействию отечественные устройства, а по ряду параметров и лучшие зарубежные образцы:

-погрешность задания угла фазового сдвига в калибраторах фазы б диапазоне частот до 1000 МГц не превышает 0.1°;

- дискрет задания временного положения тест-импульсов в системах динамического контроля функционирования СБИС составил 100 пс в диапазоне до 1024 МГц при погрешности задания временного положения, не превышающей 17 пс, и джиттере фронтов не более 14 пс;

-'погрешность установки амплитуды сигналов в ГКА в диапазоне частот 0.1-1000 МГц, диапазоне амплитуд 60 дБ не превысила 0.7% и т.д.

Апробация работы. Материалы и основные положения работы обсуждались на следующих конференциях, симпозиумах и семинарах:

1. Международных НТК .-"Актуальные проблемы электронного приборостроения "(Новосибирск,1992), "Нанотехнологии, наноэлектроника и криоэлектроника" (Барнаул,1992); на конференциях с международным участием: "Радиотехнические системы (навигации,связи), средства измерений, новые информационные технологии"(Красноярск, 1992), "Проблемы техники и технологии xxi века. Радиоэлектроника и средства телекоммуникаций" (Красноярск,1994).

2. Всесоюзных симпозиумах и семинарах: II Вс. симп. " Нелинейные искажения в приёмно-усилительных устройствах" (Минск,1980),

IV Вс.симпозиум по исследованиям в области измерений времени и частоты ( Москва,1990), III Вс. совещание "Точные измерения электрических величин " ( Ленинград, 1988);

3. 23-х Всесоюзных НТК в Барнауле, Баку, Вильнюсе, Горьком, Каунасе, Куйбышеве, Красноярске, Львове, Минске, Пензе, Риге, Ташкенте, Томске, Новосибирске, Ульяновске, Харькове, Ярославле :

V межвуз-й конфер.по теории и методам расчёта нелинейных электриче-

ских цепей (Ташкент,1975), I Вс.НТК " Метода и средства преобразования сигналов" (Рига,1978), НТК "Современные проблемы фазоизмери-тельной техники и е5 применения" (Красноярск, 1989), II Вс.НТК " Измерение параметров формы и спектра радиотехнических сигналов" (Харьков, 1989), У НТК "Осциллографические методы измерений" ( Вильнюс,

1985), НТК "Оптоэлектронные устройства и системы" (Томск, 1989), "Развитие и совершенствование устройств синхронизации в системах связи" (Горький,1988), "Робототехника и автоматизация производственных процессов" (Барнаул,1983), "Автометрия-91" (Ленинград . 1991), "Контроль и диагностика радиоэлектронной аппаратуры и изделий электронной техники" (Пенза,1990), "Проблемы повышения эффективности и качества систем синхронизации" (Каунас,1983, Львов,1985), "Применение систем фазовой синхронизации в синтезаторах частот" (Куйбышев,

1986), "Повышение эффективности и качества синхронизации в системах связи" (Ярославль,1993), хых сессия, посвященная Дню Радио (Москва, 1994) и т.д.

4. Семи региональных конференциях (Рига, Новосибирск, Омск...): "Информационные и измерительные устройства в радиоэлектронике" (Рига,1974), "Методы и средства преобразования сигналов" (Рига, 1976), "Современные методы радиоизмерений в диапазонах высоких частот (ВЧ) и сверхвысоких частот( СВЧ)"(Новосибирск,1991)."Актуальные проблемы моделирования на ЭВМ систем передачи информации" (Омск,1990) и т.д.

Публикации. Основные результаты диссертации отражены в монографии Жилин Н.С., Майстренко В.А. " Метрологические аспекты преобразования частоты ".- Томск: Изд-во Том. ун-та, 1986.- 184 е., защищены шестью авторскими свидетельствами на изобретения, и изложены в 85 публикациях, включающих : 14 статей в центральных журналах н изданиях, 60 публикаций в сборниках трудов, материалах и тезисах докладов научных симпозиумов, совещаний и конференций, 1Г статей в межвузовских сборниках.- и в 9 научно-технических отчетах, содержащих практическое приложение работы. Часть материалов автора диссертации использована с соответствующими ссылками Н.С.Нилиным при написании монографии " Принципы фазовой синхронизации в измерительной технике".- Томск:"Радио и связь",1989 г.-384с.(в разделах 1.4.3, 2.6, 2.7, 2.9-1, 2.9.3, 3.1, 4.2.1), В.А.Петровым- в разделе 2.2 монографии "Системы фазовой синхронизации с элементами дискретизации" .- 2-е изд. / В.В.Шахгильдян, А.А.Ляховкин, В.Л. Карякин и др.; Под ред. В.В.Шахгильдяна.- М: Радио и связь,1989.- 320с.

СПИСОК ОСНОВНЫХ СОКРАЩЕНИИ

СФС - система фазовой синхронизации ФАПЧ - фазовая автоподстройка частоты ЧАП - частотная автоподстройка АПФ - автоматическая подстройка фазы РИФАПЧ - радиоимпульсная фазовая автоподстройка частоты ИФАПЧ - импульсная фазовая автоподстройка частоты ПЧ - преобразование частоты ПРЧ - преобразователь частоты

ММ - математическая модель ИММ - информационная математическая модель НДУ - нелинейное дифференциальное уравнение ФРВВ - функциональные ряды Вольтерра-Винера ИИС - информационно-измерительная система АСК - автоматизированная система контроля ДКФ - динамический контроль функционирования РТУ - радиотехнические устройства ФД - фазовый детектор СМ - смеситель частоты FET - гетеродин ПГ - подстраиваемый генератор ЭГ, ОГ - эталонный и опорный генераторы, соответственно УЭ - управляющий элемент БНЭ - безынерционный нелинейный елемент ПЭ - преобразующий элемент НЧ - нижние частоты УВЧ - ультравысокие частоты

КЧ - комбинационные частоты ФПЧ - фильтр промежуточной частоты ФНЧ - фильтр нижних частот ПИФ - пропорционально-интегрирующий фильтр ОС - обратная связь СПОС - стробоскопический преобразователь с обратной связью ГПЧ - гетеродинный преобразователь частоты СПЧ - стробоскопический преобразователь частоты ССПЧ - система стабилизации промежуточной частоты АД - амплитудный детектор ИФД - импульсно-фазовый детектор

УЧ - умножитель частоты ДЧ - делитель частоты ДФКД - делитель с фиксированным коеф|>ициентом деления ДПКД - делитель с переменным коэффициентом деления УУ - устройство управления ВУ - входное устройство ЛЗ - линия задержки ЗУ - запоминающее устройство РУ - развязывающий усилитель УО - усилитель-ограничитель УПТ - усилитель постоянного тока Атт - аттенюатор

ОЦФ - оптический цифровой фазометр БРИФ - быстродействующий радиоимпульсный фазометр ГК - генератор-калибратор ГКФ - генератор-калибратор фазы ГКА - генератор -калибратор амплитуды ГНС - генератор калиброванных, сигналов ГВЦ - генератор временных интервалов КФ - калибратор фазы ИДФГ - измерительный двухфазный генератор АЦП - аналого-цифровой преобразователь ПФК - преобразователь "фаза-код" ЦАП - цифро-аналоговый преобразователь СЧ - синтезатор частот АМ - амплитудная модуляция ФМ - фазовая модуляция ЛЧМ - линейная частотная модуляция

АХ - амплитудная характеристика ВАХ - вольт-амперная характеристика ФЧХ - фазо-частотная характеристика АЧХ - амлитудно-частотная характеристика НИ - нелинейные искажения МП - микропроцессор ВТ - вычислительная техника ПЭВМ - персональная ЭВМ

ИС - интегральная схема СБИС - сверхбольшая интегральная схема

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Структурное построение СФС о ПЧ существенно зависит от вида входных радиосигналов и их функционального назначения. При непрерывном входном воздействии в УВЧ диапазоне наибольшее распространение получили аналоговые системы ФАПЧ с гетеродинным ПЧ, при радиоимпульсном - радиоимпульсные (РИФАПЧ) и импульсные (ИФАПЧ) системы. В импульсных СФС наряду со смесителями широко применяются делители частоты (ДЧ) с фиксированным (ДФКД) и переменным (ДПКД) коэффициентом деления. В непрерывных и импульсных ФАПЧ отличаются структура и и алгоритмы работы ПРЧ и ФД. В синтезаторах частоты (СЧ) и генера-рах импульсных последовательностей применяются комбинированные дискретно-непрерывные СФС и системы частотно-фазовой АПЧ. Различия в структуре СФС и характере входных сигналов затрудняют разработку универсальной обобщенной ММ. Практическое значение имеет разработка

информационных Ш основных элементов и базовых структур СФС с ПЧ.

___

В работах автора [1-7] исследованы ММ СФС с ПРЧ различных типов. Тип ПРЧ и рабочий диапазон амплитуд и частот входных сигналов существенно влияют на вид математических моделей.

Ы. Математические модели СФС с ПЧ

Анализ систем ФАПЧ с ПЧ [1,3-5] показал, что ПРЧ влияют на точностные, динамические и эксплуатационные характеристики СФС. При построении ММ использованы эквивалентные схемы элементов, входящих в состав СФС с ПЧ. В монографии [I] изложены принципы выбора эквивалентных схем полупроводниковых приборов, адекватно отражающих физические процессы и обеспечивающие необходимую точность анализа в УВЧ диапазоне. На основе эквивалентных схем диодов и триодов составлялись эквивалентные схемы ФД, ПРЧ и подстраиваемых генераторов (ПГ). При исследовании преобразования сигналов в ПГ, ПРЧ и ФД ММ представляли собой нелинейные дифференциальные уравнения (НДУ), полученные с использованием методов теории цепей. Однако для различных типов полупроводниковых приборов вид НДУ различен и полученные зависимости связи входного и выходного воздействий различны. Общими для всех случаев остаются методы решения НДУ и подход к формированию на их основе информационных моделей ПГ, ФД и ПРЧ. При построении информационных моделей (МММ) элементов СФС выделяется исходя из функционального назначения СФС информационный параметр сигнала М^О. Из решения НДУ находится оператор преобразования ин-

формационного параметра Ъ{ ^,(t)} в рассматриваемом об"екте (ФД,ПРЧ, ..) и составляется ИММ данного об"екта. Причем, требование малости искажения информационного параметра А\(Ь) позволяет упростить модели элементов, входящих в состав СФС [1,5,6].

Для гетеродинных (ГПЧ) и стробоскопических (СПЧ) преобразователей был применен и развит метод построения ИММ, состоящий в замене ПРЧ его низкочастотным эквивалентом, при этом детерминированные помехи и шумы смесителя частоты (СМ) приводятся к выходу ФД, а ФПЧ заменяется его НЧ эквивалентом [I]. Важным моментом при практической разработке СФС является учет особенностей функционирования СФС с ПЧ, таких как ложные захваты на зеркальной и кратных частотах [I].

ММ СФС с гетеродинным и стробоскопическим ПРЧ разрабатывались на основе полной эквивалентной схемы ПРЧ, приведенной на рис.1., учитывающей как нелинейности элементов кольца, так и межканальные связи и паразитные прохождения сигналов из других каналов, т.к. на практике устройства на основе СФС многоканальны.

Выход

во второй канал во второй канал

Рис Л Эквивалентная схема СФС с преобразованием частоты

В эквивалентной схеме электрическая связь между генераторами учитывается коэффициентами связи Р1, р? и Р3, причем напряжения

и Рзиог2 поступают на вход ПГ1 и вызывают внешнюю синхронизацию.

Прохождение сигнала из канала в канал учитывается сумматором £ , в котором суммируется основной сигнал ПГ1 и приходящий из соседнего канала сигнал Р^щ^» где р1 - коэффициент межканальной связи.

Функции преобразования сигнала в ФД и СМ представлены неявно:

гсм = Р1^1'иог2'^1'иогг>' *фя = р(иоГ1'ипч'Фпч)-Преобразуемые сигналы в общем случав имеют нелинейные искажения.

Функция управляющего элемента Р3 зависит не только от частоты, но и от уровня прохождения сигналов ПГ2 и 0Г2. При разработке Ш СФС с гетеродинным ПЧ линейные цепи описываются коэффициентами передачи К(р). Основная задача анализа - построение ММ ФД, СМ и управляющих элементов (УЭ). ММ системы представляется в виде:

рф + К (р) Р^р) Р2(р) Р3(р) = (I)

- обобщенное дифференциальное уравнение системы.

При использовании полных эквивалентных схем элементов ФД , СМ и УЗ порядок ИДУ (I), являющегося ММ СФС с ПЧ, высокий и получить даже приближенные аналитические зависимости практически невозможно. Моделирование на ЭВМ без предварительного исследования качественных процессов в "грубых" системах требует больших затрат машинного времени и зачастую малоэффективно. Предложен следующий алгоритм:

- на первом этапе составляются ММ основных элементов СФС:

СМ, ФД, УЭ, ПГ - и проводится анализ преобразования информационных параметров радиосигналов при прохождении через эти цепи [4,6,7];

- на втором этапе составляются эквивалентные ММ исследуемых СФС, в которых реальные схемы СМ, ФД, УЭ, ПГ заменяются на идеализированные модели, а эффекты, обусловленные их отличием от этих моделей, учитываются введением сумматоров, на вход которых поступают де-детерминированные и случайные помехи, а также включением эквивалентных фильтров и линий задержки, позволяющих учесть инерционность преобразования сигналов в УВЧ диапазоне [4-6,9];

- на третьем этапе производится анализ эквивалентных ММ СФС с ПЧ, построенных путем обоснованного "огрубления" ММ элементов.

Для разработчиков конкретных РТУ практический интерес представляет преобразование какого-либо одного параметра радиосигнала. Поэтому на втором этапе выбирается эквивалентная схема СМ, ФД..... с необходимой точностью отражающая процесс преобразования информационного параметра сигнала в рабочем диапазоне амплитуд и частот, и строится математическая модель [14-16]. При обоснованном "огрублении" ММ СФС

с ПЧ удается существенно снизить порядок ИДУ и воспользоваться известными зависимостями из теории фазовой синхронизации [Ц. В большинстве практически важных случаев ММ СФС с гетеродинными ПРЧ описывается неавтономным ИДУ третьего порядка, в котором источники детерминированных помех получены из анализа погрешностей преобразования частоты е ПРЧ, а ФПЧ замонены их НЧ эквивалентами [1]. Для узкополосных ФНЧ оценено влияние ПТЧ на динамические и фильтрующие свойства СФО. Подробнее эта ММ исследована в разделе 5 диссертации. Математическая модель, учитывающая инерционные свойства ПГ исследована в разделе 5.2 диссертации. Для исследования динамики СФС с запаздыванием разработаны непрерывные и дискретные модели аналоговых и импульсных систем ФАПЧ [3-5,34], проводилось сравнение их эффективности, определялись области применяемости упрощенных моделей. 1.2. Математичесше_мддеш_преобразователей_частоты_ Идеализированная структурная модель СМ представляет собой последовательное соединение развязанных между собой идеального перемножителя и фильтра ПЧ. В области НЧ модель достаточно точно описывает реальные процессы при оптимальном выборе режима ПЭ [I].

Практические исследования однако показывают, что при работе СМ в динамическом диапазоне входных сигналов минус 40 дБ и выше, погрешностями за счет комбинационных частот, возникающих на нелинейном элементе(ГО) при преобразовании сигналов, пренебречь нельзя [I]. Исследованы модели гетеродинных и стробоскопических ПРЧ[7-И,14-16]. Погрешности преобразования на ш информации об амплитуде и фазе

функционально связаны с амплитудой и и фазой <р. входного сигнала,

тс о

амплитудой гетеродина имг и параметрами ПРЧ из некоторого множества {р^}. Выходной сигнал ПРЧ выражается в виде :

Зггч - + Фс + АфШ).

где А<р(Ь) = ФШ^.и^.^Др^]; (Р1Ь {д, ап. исм ,... }, д - кратность преобразуемых частот,

а - коэффициенты полинома, аппроксимирующее вольт-амперную характеристику преобразующего элемента, исм~ напряжение смещения, определяющее ток 1о в рабочей точке.

В результате анализа ИДУ, описывающих процессы в ПРЧ, выявляются функциональные зависимости ДА. от параметров входных сигналов и параметров ПРЧ. Так например, фазовые погрешности преобразования зависят от а, амплитуды и частоты входного сигнала итс, шс и сигнала гетеродина и^, а также от типа ПРЧ [I]:

r mc mr'4' с' n

В простейшем случае ГПЧ представляет последовательное соединение развязанных между собой преобразующего нелинейного элемента (ПЭ) и ФПЧ. ПЭ на НЧ может быть заменен безынерционным НЭ (БНЭ), а фильтр линейным инерционным звеном с переходной характеристикой h^(t).

В реальных системах выходной сигнал БНЭ iH(t) представляет собой сумму полезного сигнала с частотой шпч и комбинационных частот iK4(t): N

iH(t)= in4(t) + Д (t)

где iK4n(t) - n-я комбинационная составляющая тока через БНЭ .

При высоких требованиях к ГПЧ в прецизионных устройствах величина Acp(t) не должна превышать 0.1-0.2° и необходимо учитывать КЧ с уровнем большим или равным минус 60 дБ по отношению к полезному сигналу [13. Реальные ГПЧ в рабочем диапазоне амплитуд входных сигналов соответствуют структурной модели, приведенной на рис.2 .

Рис.2 НЧ структурная модель гетеродинных ПРЧ Ь Ы

Л К^^Ст.М* иг(т) +2 акч1(хП Ь(1;-Т) ¿г . о 1=1

Для учета в УВЧ диапазоне инерционноетей ПЭ и обратной связи по цепи ФПЧ необходим обоснованный выбор эквивалентных схем транзисторов и диодов и математического аппарата, обеспечивающего необходимую точность анализа. В работах [6-8,10,11] показано, что наиболее подходящим для анализа ПРЧ в УВЧ диапазоне является метод функциональных рядов Вольтерра-Винера (ФРВВ). Этот метод позволяет учесть как инерционные, так и нелинейные свойства ПЭ. ФД непрерывных сигналов, построенные по балансным и кольцевым схемам, рассматриваются также как ПРЧ с промежуточной частотой ш11ч= 0.

Работа СФС с гетеродинным ПЧ имеет особенности, такие как: возможность захвата на зеркальной и кратных частотах; перескоки фазы под воздействием флуктуационных шумов из одного устойчивого состояния в другое; влияние ССПЧ на технические характеристики ПРЧ [I].

2^_Тдчностще_характ9ристики__СФС__с__првобразованием_частоты

Результаты исследований опубликованы в статьях автора [13-17] и монографии [I]. При разработке теории погрешностей преобразования параметров сигналов в СФС с ПРЧ решены следующие задачи:

- анализа погрешностей преобразования сигналов непосредственно в ПРЧ различных типов [7-17,19-20,22];

- исследования погрешностей, вносимых ССПЧ [1,3];

- исследования погрешностей преобразования информационных параметров радиосигналов в СФС с ПЧ [4-6] с учетом взаимного влияния ПРЧ и систем синхронизаци.

2.1. _Погрещндсти_гетеродинндго пр§образдвания_частоты___

2.I.I Методы_анализа_.Фаздвые_погрешндсти_^едбразования_

ММ ПРЧ, справедливые в нижней части частотного диапазона преобразователей, полно отражают процессы возникновения КЧ и вопросы выбора режима работы ПЭ, минимизирующего уровень помех. В [I] показано, что для адекватного описания ВАХ биполярных транзисторов и диодов необходим учет сопротивления базы переходов. В случае полиноминальной аппроксимации ВАХ коэффициенты аппроксимирующего полинома находятся путем разложения характеристики в ряд по ортогональным полиномам Лежандра, Чебышева, либо с применением метода регуляризации апроксимирующего полинома по А.Н.Тихонову, подобно подходу, изложенному в работах В.А.Левина и В.Р.Никогосяна.

После нахождения коэффициентов аппроксимирующего полинома исследуется спектральный состав тока на выходе БНЭ. Наиболее важна задача выделения из спектрального состава тока опасных КЧ: i k= пи)с±кшг, т.е. тех составляющих, которые попадают в полосу фильтра и имеют уровень не менее заданного по отношению к полезному сигналу [I]. Для нахождения опасных КЧ, имеющих частоту, равную ш , а начальные фазы, отличные от фазы входного сигнала, получено решение уравнений преобразования в целых числах [12,36]. При дробно-кратном отношении частот: q = шс/со ,т.е. при q= г/в, где г,в- целые числа-эти составляющие определяют из выражений: тр=1+рг, пр=1+р(г+з) (2) ,где mp,np- номера гармоник входного сигнала и сигнала гетеродина, р = ± 1, ±2,

Минимальная степень полинома, из которой получаются указанные составляющие: Nmin= ~ 1в'"

Для учета составляющих с частотами и>кч , не равными си^, но попадающих в полосу фильтра, разработан графо-аналитический метод оп-

ределения КЧ, обладающий большей простотой и наглядностью по сраЕ нению с распространенным методом номограмм [12]. В этом методе К представляют собой точки с координатами ш1, г^ на плоскости (ш,п) где о = Г,2,з.. ; е ъ.

и, п - номера гармоник полезного сигнала и сигнала гетеродина.

Строятся линии, являющиеся решением уравнения преобразования дл. значений д= г/б из диапазона входных частот преобразователя, и эквивалентная полоса пропускания фильтра ДР&. Точки с целочисленным; координатами, попадающие в ДРа, определяют опасные КЧ.

о

Данный метод применялся при практической разработке ПРЧ в составе КФ, фазометров, ГКА, ГВИ, ГК сложных сигналов.

В упрощенной безынерционной модели ГПЧ фазовая погрешность рассчитывается на основании зависимости:

N N

Дср(Ъ) =аг<^е {[£ а в1п(Лш t+ Дф )]/ [1+ £ а сов(Ды t+ Д<р ] }

п=1 п п П=1 п п п и;

где а ~ амплитуда п-й КЧ, отнормированная к амплитуде сигнала ПЧ; Дип, Дфп- разность частот и начальных фаз полезного сигнала и п-й комбинационной составляющей. Опасные КЧ определяются с использованием графоаналитического метода .изложенного в [1,12]. В [I] даны формулы для расчета значений ап Дшп, Дфп при полиномиальной и экспоненциальной аппроксимации ВАХ ПЭ В работах [14-17] и монографии [I] исследуется нэлинвйность_ Ш?§°бЕ§§2§§™5_аюжту,цы, существенно зависящая в практических схемах от типа ПЭ и схемного построения ГПЧ. В работе [17] исследованы наиболее часто используемые на практике ГПЧ : транзисторные, диодные на встречно-параллельном включении и кольцевые. На ВЧ упрощенные модели ПРЧ мало пригодны, т.к. от частоты уже зависят длительность переходных процессов и коэффициенты передачи ПРЧ. Кроме того, на верхних частотах ПРЧ - сложное устройство, содержащее входные и выходные блоки( ВУ и ВК ), развязывающие усилители (РУ) и системы стабилизации промежуточной частоты (ССПЧ)(рис.3).

Рис 3 Структурная схема гетеродинных ПРЧ УВЧ диапазона

Гетеродин (ГЕТ), ФПЧ и ПЭ входят и в НЧ модель гетеродинных ПРЧ.

В диапазоне УВЧ возникает ряд проблем конструкторского плана для обеспечения развязок входного сигнала и сигнала гетеродина, уменьшения паразитных прохождений [1,3]. Оценка погрешностей, вносимых входными и выходными каскадами, производится методами теории линейных цепей. Наименее исследованы вопросы преобразования входных сигналов на НЭ и проектирования ССПЧ для УВЧ диапазона. В основу анализа СМ положены эквивалентные схемы ПЭ УВЧ диапазона [I].

При решении НДУ, являющихся математическими моделями ПРЧ, используется метод функциональных рядов Вольтерра-Винера, ранее применявшийся для анализа нелинейных искажений в приемных и передающих усройствах в работах: S.Narayanan, H.L.Yan-Тгеев, И.Х.Ку, А.А.Вольфа, J[.В. Данилова, Б.М.Богдановича, Е.А. Волкова, Ю.Д. Сверкунова, А.Г.Жаркого и ряда других авторов. В меньшей мере отражено в литературе использование этого метода при исследовании ПРЧ. В работах автора [7,8,11,13,21] развита методика ФРВВ, предложенная И.Х.Ку и А.А.Вольфом. Методика отличается от ранее известных алгоритмом нахождения составляющих функционального ряда, оценкой фазовых и амплитудных погрешностей преобразования и исследованием особенностей ее применения для анализа диодных и транзисторных ГПЧ [I, 8,22]. Метод ФРВВ применим лишь при степенной аппроксимации ВАХ. Доказано [I], что для анализа ПРЧ можно ограничиться пятью первыми членами разложения в ряд нелинейных характеристик ПЭ. После определения коэффициентов аппроксимирующего полинома [1] и выбора схемы ПРЧ составляется НДУ, для решения которого используется метод ФРВВ:

a(D)X(t) + F(х, х',..) = g(t) (4) где и(D) - линейный оператор ; D=d/dt ;

F(x) - нелинейная аналитическая функция переменных х, х', х' ',.. .. производные от которой удовлетворяют условию экспоненциальной ограниченности Липшитца; g(t)- входное воздействие.

Решение находится в виде функционального ряда:

00

x(t) = £ X (t) . n=1

Для расчета степеней ряда используются зависимости:

00 ? 00 IP 1 fT, n

[S *аГ V . где x^1 =2 xr xn r +1 и т.д.

n= 1 n=1 Г 1

Составляющие ряда определяются по рекуррентной формуле из выражения:

П 4

= ХА-1 - Е ^ I (*-Х)Ь(Т)«1Х (5)

к=2 О

ГДе г _/ 1' 01)11 п = 1- символ Кронеккера; °п-1 1 0, при п * I

h(t) - функция Грина исходного уравнения.

Специфические особенности анализа диодных и транзисторных схем

СМ этим методом приведены в [I]. Эквивалентная схема одного плеча

диодного СМ приведена на рис 4.

er(t)

Рис.4 Эквивалентная схема одного плеча диодного смесителя

При анализе фазовых погрешностей ГПЧ на полупроводниковых диодах отличительной особенностью предложенной методики является использование импульсной характеристики нелинейной части уравнения g(t), отличающейся от функции Грина h(t). Линейная составляющая отклика :

t

(t) = т2 f f0(t-T)h(T)dT,

о

где 1/а^ - параметр,

R - суммарное активное сопротивление потерь, учитывающее дополнительные сопротивления, включенные для симметрии схемы ; h(t)- функция Грина, имеющая изображение по Лапласу h (р): h(p) = 1 / [7г + d+pXgJd+T^jjip))] (6)

где - постоянная времени диода;

71 = Ro0/ R, Rq6- резонансное активное сопротивление ФПЧ; z (р) - операторное изображение импеданса нагрузки. Составляющие функционального ряда имеют вид :

t

Xp(t) = ~Хр X rf(t-T)g(x)dT , с о

t t

x3(t) = - {%2 J 2x1(t-T)x2(t-T)g(T)dT + x3 f

где % - нормированный коэффициент аппроксимирующего полинома . Выражение для x4(t), x5(t) приведены в [I]. Отличительная особенность данной схемы - связь мезду G(р) и h(p):

G(p)= 1-T2h(p).

В зависимости от соотношения сопротивления потерь R и резонансного сопротивления нагрузки Ro0 в качестве ФПЧ должен использоваться параллельный либо последовательный резонансный контур. Использование метода малого параметра упрощает нахождение составляющих ряда.

Представив h(p) в виде ряда по степеням z (р):

1 ? ?

h(p) = ---- [1-7T(P)Z (р)+7^т(р) z (р)+...J

1+7г+РТв

где Т(р) = (I+ptg)/(I+72+pTg)-

и введя малый параметр характеризующий степень ослабления сигнала с частотой оз на выходе фильтра, проводим упрощение ядер различного порядка. Так для резонансного контура [23]: где Q - добротность контура,

т|о = u/Wp-относительная частотная расстройка; up = шпч ~ резонансная частота контура. Расчеты значительно упрощаются при е= 71sUc ^ 0.03. Упрощенное выражение ядра первого порядка:

VP) = К(р)И-(еШс + ешг)71Т(р) + -д(82)] К(Р)= 7Р/(1+ 7? + рт ). В ядрах N-x порядков использовались выражения:

NN N

П hi(p1) = П K(pt)[1 - 2 еш171Т(р1) + -0(S2)] 1=1 1=1 1=1

В работе [22] показано, что в схеме СМ с ОС при определении напряжения на нагрузке Zk(p) по методу гармонического баланса, отклик находится как обратное преобразование Лапласа от функции и(р):

U(p) = Vp)UB(p) + L2(p1 ,p2)Ub(p1 ,p2) + L3(p1 ,p2,p3)Ub(p1,p2,p3)

где UB(p) = ес(р) + ег(р) , Р1=Р2=Р3=Р ,

L1(p) = 7!2н(р)[1 - 72к(р>] + Vp) '

2 (9)

Ь2(р, .P2)=71ZH(P1+P2) Хг П K(pi)[1-72K(p1+p2)]+R(p1,р2),

= (агиш)/(а1иш); Vp)' Е2(р1'р2)- ОСТЕ>точные члены ряда.

Б03с ""

(8)

Un(t) находятся при известных Ln(p1,р2...,рп) и ив(р) посредством теории вычетов [22]. Получены оценки остаточных членов ряда. Предложенная методика анализа эффективна и при исследованиях преобразователей частоты с другими схемными построениями и различными типами ПЭ (полевые транзисторы, ДНЗ).

2.1.2 Нелинейность преобразования амплитуды. Фазовое детектирование, При работе СМ и ФД в диапазоне амплитуд входных сигналов возникает погрешность, обусловленная нелинейностью преобразования амплитуды. Для ФД с косинусоидальной характеристикой выходное напряжение ифд : ифд= ф (U1m.ugm) оовф,

где Ф(и1т,и2т)= ифдтах - максимальное значение ифд ; Ф = ф1~фг - разность фаз входных колебаний ; и, , и„ - амплитуда входных сигналов.

m 2m

Для определения зависимости ивых ФД от частоты и амплитуд входных воздействий найдено методом ФРВВ решение НДУ, составленного на основе эквивалентной схемы одного плеча балансного ФД с RC-фильтром в нагрузке [I]. ВАХ диода аппроксимировалась полиномом пятой степени. Выходное напряжение ФД определяется :

ивых=- хустиш\ / ^ 4 V

ГДВ иш = иш1 + Um2 ' Rn = ri 4

ХУСТ = + Y2<U^a2Rn^-2a2a3RnY2 +

+ 4а^^-Зага3Н^2+адНи] [3Um1 U^ (U^ ) ] ■ cos (Ф, -®2 ).

В этом выражении использованы обозначения: *г = <1+QV / И+70+61У]; CRh = (г±+гб) / R^ 7 = a^, a1ta2,a3,a4 - коэффициенты аппроксимирующего полинома.

A1 = [(1 + и)2х2)/(юг+р^)(шг+р|)(шг+р|)]1/2

- нормированная амплитуда линейной составляющей отклика.

Ф1 = tot + ф + arctg(u/p1) + arotg(u/p2) + arotg(u/p3) + arotgWT^. р1,р2'рз " коРни полинома L(p), входящего в коэффициент передачи

Н(р) = (1+ргн) / Ь(р) ,

l(p) = P3tT(xLVg+ Wh>] + P2[T(W Vh5rh + Vg' + + Wh + W 4 PW^A + TL + ^ 4 V1^1 + 4 \ ] 1 + 1 + 7(1 + 7Rn),

гда = <w v l6/rh ' ^н = сб\ = WV' ^rVW-

Расчеты на ЗВМ ивых балансного ФД на диодах КД514А, показали, что коэффициент передачи ФД зависит от частоты входного сигнала и максимален вблизи частоты f = I/tH (рис.5). Кроме того, четко видна нелинейность зависимости и „„ от и ,,11 „ и соотношения и «/и „(рис.6).

вых ш1 гп2 ш1 в2 г

напряжения ФД от частоты входного сигнала Го

Проведено сравнение по нелинейности 7 амплитудной характеристики и уровню комбинационных помех ПРЧ, выполненных на п-п диодах, биполярных и полевых транзисторах и имеющих различные схемные реализации. Наиболее чистый спектр с малым уровнем КЧ имеют СМ на германиевых диодах при малых амплитудах и^.

С точки зрения минимума 7 и уровня КЧ целесообразно использовать двухзатворные полевые МОП-транзисторы, т.к. у них зависимость тока стока I от напряжения первого затвора-истока близка к квадратичной. Выражения для расчета 7 приведены б [17]. Величина 7 для СМ на транзисторе КП 350А- 0.07% при итс=141 мВ и 0.7 % при итс;--0.42 В.

2 Л .3. Фззовые_погрегандсти__транзисторных_ПРЧ_

Методика расчетов имеет специфику, конкретные расчетные соотношения зависят от схемы включения транзистора и типа ФОТ. В работе [8] исследован СМ на биполярном транзисторе по схеме с общим эмиттером. НДУ составляется относительно напряжения на р-п переходе транзистора. Уравнение решается методом последовательных приближений. В первом приближении полагаем емкость Ск= 0, т.е. пренебрегаем обратной связью сигнала ФПЧ.и коллекторный ток 1 находится без учета

и

1

Рис.5 Зависимость выходного

РИС.6 Зависимость U = P(U )

реакции ФОТ. Порядок ИДУ существенно понижается и возможно получение аналитических зависимостей для расчета составляющих ±к<-Ь) по выше описанной методике. После нахождения первого приближения следующие находятся методом Пикара. Эквивалентная схема первого приближения транзисторного ГПЧ приведена на рис 7.

I Я

Рис.7 Эквивалентная схема первого приближения транзисторных ГПЧ

ИДУ для напряжения на переходе Б-Э транзистора и и), отнорми-мированного к ит= и тс+ и ^, имеет вид: ¿х у +1 1 7 7 а. Б

^ -1- Х(1) = ^оо^ ] - УтдНЕ Х^П

Э э Э 11 & п=2

(10)

где 71=а1гп, гп=гб+(1+р)х-э, (гб+г8)- безразмерные параметры;

тв = \+Тпэ ~ эквивалентная постоянная времени эмиттерного перехода; тпэ = с8гп;

а. = и /и , сЦ = и /и , х = (а /а, )ип~1

1 тс ш 2 тг ш Лп п 1 т

Функция Грина уравнения (10 ) :

-[(7^1 Н/^З

1г(1;) = е

а функция

в(-Ь) -- 1

т.

(1+7! К

1 г~

-[(1+7,)^]

е

(II)

В монографии [I] приведены выражения для первых составляющих ряда. Особенность методики расчетов заключается в алгоритме определения составляющих ряда, при котором операции возведения в степень и перемножения производятся во временной области после нахождения предыдущих составляющих ряда, что позволяет ограничиться при расчетах хпШ одномерными прямым и обратным преобразованием Лапласа.

7

Ниже приведено выражение для х^Ш, показывающие зависимость этой составляющей от параметров транзистора и схемы. В установившемся ре-

жиме:

апроов(%ифпр)+агссоз(гшсифгс)+аггоов(гыгифгг)

Выражения для составляющих а^, а2г громоздки и ниже приведены

лишь формулы для расчета амплитуды и фазы сигнала с частотой и

гтр

пр"

Кг = V Тг^+Т, /V ;

1 4-7, ) (- и X11 '1 с в

аг =

г~

(12)

У(1+71)2^ фэ

Фт = ф

пр тс

Афс " ФГ + Афг

га / (1+7,))

Ф, = 2ф

2с 4 с

2Аф - arctg-

Х= с э

(1+Т, )

фгг = - 2Л<Рг

-ЧЛ,, г е

(1+7, )

Напряжение на идеальном диоде и (Ъ)= ит(х14хг+...4х5(Ь)). Ток 1 (t) находится подстановкой и^Ш в выражение, аппроксимирующее ВАХ перехода. Т.к. напряжение и (1;) приложено к идеализированному диоду, то наряду с полиномом пятой степени можно использовать и экспоненциальную аппроксимацию:

-ЛЛ (Ю

10(е

- 1 ),

где

1/ф , I - ток в рабочей точке.

При определении составляющих тока 1 (-ь) используются известные формулы разложения ексозгг в ряд по модифицированным функциям Бесселя. Коллекторный ток определяется: р(±). Расчет отклика ФПЧ на

1к(<0 проводится с использованием преобразования Лапласа.

При анализе широкополосных ПРЧ на транзисторах емкостями Ск и С пренебрегать нельзя. В этом случае НДУ составляет для напряжения на идеальном диоде для полной эквивалентной схемы, составленной с учетом Ск и импеданса нагрузки. Аналитические решения возможны лишь при наличии на выходе фильтра первого порядка, например, яс-фильтра. Анализ переходных процессов приведен в работе [7]. Результаты теоретических расчетов сравнивались с результатами моделирования на ЭВМ и экспериментальными данными и показали, что предложен-

ный метод анализа обеспечивает погрешность расчетов не хуже 20% при учете лишь первых трех членов ФРВВ (7).

Результаты исследования погрешностей гетеродинного преобразования, обусловленных нелинейными искажениями (НИ) входных сигналов, приведены в монографии [I]. Эти погрешности прежде всего зависят от коэффициента нелинейных искажений и вида характеристики НВ и в меньшей степени - от кратности преобразуемых частот. Основным путем уменьшения этих погрешностей является снижение уровня НИ входных сигналов и обеспечение квадратичности ВАХ нелинейного элемента. Это предъявляет высокие требования к линейности ЧХ входных цепей: усилителей, повторителей, фильтров. Наиболее существенно влияние НИ входных сигналов на линейность преобразования амплитуды. При значениях коэффициентов гармоник входного сигнала и гетеродина ^ 0.03 и квадратичной ВАХ НЭ - амплитуда нелинейной составляющей ~ Ю-3 от амплитуды полезного сигнала ПЧ, а величина Дф не превышает 0.05°.

2.2 Тдчность_преобразования_шформациош __сигнала___в

стробоскощческих_ПРЧ_ Исследованы стробпреобразовател с обратной связью (СПОС) и без ОС (СП). Основная метрологическая характеристика стробпреобразова-ния гармонических сигналов - линейность преобразования амплитуды и начальной фазы входного ВЧ сигнала на промежуточную частоту П- важна для разработчиков устройств задания, преобразования и измерения амплитуда .УВЧ, СВЧ- гармонических сигналов и фазометрии. Анализу погрешностей СПЧ посвящены работы автора [1,14-16,18,19]. ММ СПОС описана в [18]. Проблемам анализа и проектирования СПЧ посвящены работы: Рябинина Ю.А., Найденова Н.И., Горячева Ю.А., Гуревича М.Л., Кольцова Ю.В., Суэтинова Б.Ч., Старосельского В.И. и ряда других . Полученные при участии автора новые результаты изложены в работах [14,15], в которых исследованы нелинейность амплитудной характери-ристики (АХ) однодиодных и кольцевых СП, а также кольцевого СПОС. С использованием предложенной автором аппроксимации ВАХ, сочетания методов малого параметра и гармонического баланса, алгоритмов вычислений получены зависимости для расчета у и Дф. Коэффициент передачи кольцевого СП вычисляется:

Т1*свЛ'1

к= —^- еКо\/г [2/Л0Е3]1/а Г(1 /а) (13)

где I - ток в рабочей точке; с-емкость запоминающего конденсатора

а- коэффициент, характеризующий форму стробимпульса ( а = I для треугольной формы, а = 2 - для квадратичной формы стробимпульсов ); Г(х) - гамма-функция аргумента х;

Л-1 - эквивалентная величина показателя в экспоненте, аппроксимирующей характеристику диода :

(Л, и /2)

О 3

21 е о

А. = X -1 о

вЬА1(Ес/2); \0= Л. -

2 Х Уз

\0Ъв/2

где

Л. =1/ ф , 10- параметры диода;

т^.Е,,- длительность и амплитуда строб-импульсов. Величина 7 может быть определена по приближенной формуле:

Т1 « (1/8).а1Ес/2)2. Вносимый СП фазовый сдвиг Дер, определяемый как разность начальной фазы входного гармонического сигнала <ро и первой гармоники выходного сигнала частоты П, равен :

Аф «

X Б

о э

1/а Г(2/а)

Г(1 /а)

1 +

А..Е

1 с

с з

(14)

1 = 100 пс

з

Для СП на КД514А при Ез= 3,2 В; г± =10 Ом; г_ =50 Ом, Сд =4 пф, к'= 0.14.

Вносимый фазовый сдвиг зависит от Ес и частоты входного сигнала ыо. При со = 2% Ю8 Гц, 1 = 100 пс, Е = 10 мВ -> Дф « 0.004°, для

С з пс

Ес=100 МВ » Д(р^- 0.013°. При шс=2 % Юу Гц и Ес= 100 мВ * Дф = 0.13°.

Зависимость Дф от амплитуды Ес слабее чем зависимость 7 =г(Ес). СПОС обладают существенным преимуществом перед СП без ОС, как по линейности преобразования амплитуды, так и по величине Дф .

При выполнении условия (2и:/П)>>Тз осуществлен переход от ступенчатого напряжения иш к непрерывному и ДУ непрерывного аргумента. Применяя методы гармонического баланса и малого параметра получили составляющие и01 (•»;), и^Ш.и^и). Первая гармоника выходного напряжения определяется:

и, ( И-

кЕ С г 3 1 с г

совСМ-агс^СПТ /к)) + - 8

у£2+(ПТ )2^ Б 2

ОТ

■ оов ((К; + аг^(к/ПТ ) - агЫд(Птук) ],

+(ПТ3) (15)

8

м

(1;) зависит от параметров сигналов и СПОС, соотношения йни6. Нелинейность амплитудной характеристики определяется :

1 г

1 с

8 .2 .

+ (fJT

(16)

Уменьшение нелинейности преобразования за счет введения ОС:

з

№)/(Аг + (йр )2

з г

Фазовый сдвиг первой гармоники равен:

Д<р= аго^ШЯ,^)2 (газ)3/ [32(к2+ П2Т2) + Я.2 Е2(0Тв)4]} (17) На рис.8-11 приведены зависимости коэффициента 7 от амплитуды вход-

/.0-

Ь- Л=2 4-¿¿з ОС

О 10 ЮО 1000 £с,мВ

Рис 8 Зависимость 7 от амплитуды высокочастотного сигнала

Т,УЛ

t.O

fd'l

10*.

ю4

-i—i— 10 30 so

70 ЮО zc *■ Z3 ,0/1 Рис.10 Зависимость коэффициента 7 от внутреннего сопротивления источников сигналов г

ю'.

ю*\

10

-с - ЮмВ Ec=fOOMB

з

,в

ТМ

Рис.9 Зависимость ковф-фициента 7 от амплитуды строб-импульсов Е

0,1В -, Z; "50 Ом

2-Fe'tB 3 1В

•t^-60 Он г^юоо,

ES**3,2B

10 50100 10 10*

1ИС.П Зависимость 7 от соотношения частот

ного сигнала и стробимпульсов, внутреннего сопротивления источников сигнала для различных форм стробимпульсов и соотношений частот г Экспериментальные исследования и практическая разработка СПОС подтверждают теоретические выводы. Расхождение теоретических и практических результатов не более 15% в диапазоне частот до 1.5 ГГц [15].

С ростом частоты и амплитуда сигналов возрастает погрешность переноса информации на частоту £1 вследствие того, что выборки сигнала отличаются все более от его дискретных значений в точках считывания из-за изменения сигнала на входе СМ за время т . В работе [16] получены зависимости для расчета напряжения на запоминающем конденсаторе иск и величины ступеней Ак напряжения на выходе СПОС при действии к-го стробимпульса:

-X /'Т

-х /х

Б С

и

ск

е

+ ы х

(А„

к- 1

ЗД.Ш ^

ок

-ек)+ В (Т /2))

Ь{М-е

[оовыс(^к-(тз/г)) +

скИ

■К (1—К ) -х ос ос

1-1

= 1 /

1-е

(18)

где

1=1 t

ок • средина К-стробимпульса ; х^ - постоянная времени заряда = и (1; , - (т /2)); Б - .

к с ок в тс

длительность стробимпульса

конденсатора; Ь , 4

ок

Ъ = и их /(1+ы"Чс);

~ Г* с с

ообш (t . /2))+ы x б111ш (t

с ок з ' с с с '

+(Х /2)).

шс с с ' с с'' с' ок 'з '' с с с' ок

Проведенные на ЭВМ расчеты показали, что погрешность преобразования сигналов в СПОС достигает 1,6 % в диапазоне частот 5-1000 МГц при х - 200 пс и и = 100 мВ. На практике величина погрешности в указанном диапазоне достигает 2.5-3%, что объясняется конечным временем восстановления диодов и влиянием паразитных прохождений импульсных сигналов по цепи питания.

Исследовано влияние нестабильностей параметров СП на основные характеристики [19]. Нестабильность параметров строб-импульсов (СМ) приводит к амплитудным погрешностям СПОС. При нестабильности амплитуды СИ ит<, возникают составляйте погрешности за счет смещения рабочей точки 5рт и изменения эффективной длительности строб-импульса

5 , определяемые по формулам:

рт

<1+ °ЕЛз>

-1 /а

е>:р(оЕв*\0)-

ехВ=Ез°Е3/дазЕ

,(ВзеГЕ3) (19)

К

где а, аЕ0- коэффициент формы и СКО амплитуды строб-импульса;

E3,Egs- напряжение запирания диода и полная амплитуда СИ.

Для СПОС со СМ на диодах КД 514А при и =1.6 В, т =100 пс, а=2,

ms 5

oEb=i мв - е г= 0.6%, егв=о.оз%.

Для формирователей СИ на ДНЗ амплитудная погрешность за счет изме-менения температуры на I К составляет 0.3-0.6%. Исследованы также погрешность за счет неидентичности переднего и заднего фронтов СИ, а также амплитудно-частотная погрешность из-за конечной длительности СИ. Суммарная амплитудно-частотная погрешность СПОС, обусловленная нестабильностью параметров СИ достигает 0.7% при а)0=1.5 ГГц.

3 Преобразование частоты радиоимпульсных сигналов.

Вопросы преобразования частоты радиоимпульсных сигналов исследованы значительно меньше, чем ОТ непрерывных сигналов.

Наиболее существенны в этом направлении работы : А.И.Найденова, В.В.Григулевича.И.Я.Иммореева, Ю.А.Рябинина,В.Я.Супьяна, Н.С.Жилина и автора диссертации. В работах [8,10,31] и монографии [I] показаны возможности использования при ПЧ радиоимпульсных сигналов синхронного и асинхронного стробирования, ударного возбуждения импульсного автогенератора и контура ударного возбуждения, а также применения для синхронизации ПГ систем импульсной и дискретной ФАПЧ. Ряд структур преобразователей на основе РИФАПЧ защищены авторскими свидетельствами на изобретения [54-55]. В случае ПЧ радиоимпульсных сигналов особенности имеют как непосредственно СМ, так и схемы стабилизации ПЧ. Вопросы гетеродинного ПЧ радиоимпульсных сигналов изложены в работах [7,8,10,11,31]. В монографии [I] показано, что основными особенностями ПЧ радиоимпульсных сигналов в безынерционных ГПЧ является расширение спектра огибающей радиоимпульсного сигнала и возможность перекрытия спектров комбинационных составляющих за счет расширения спектра огибающей при нелинейном преобразовании. Для уменьшения трудоемкости расчетов свободной и вынужденной составляющей использован алгоритм вычисления, предложенный И.Д.Золотаревым и состоящий в переходе от сигнала: f(t)= A(t)oos(u t+ф)- к аналитическому сигналу :i(1;)=А(*;)ехр(;}и)о1+ф),- упрощении нахождения свободной и вынужденной составляющей. Выходной сигнал имеет вид:

где |Ñ(t)| - определяет переходной процесс по амплитуде,

arg Ñ(t) - процесс установления фазы. Автором получены точные формулы для расчета свободной и вынужденной

составляющих, позволяющие с большей по сравнению с известными методами точностью определять огибающую и вариацию фазы выходного сигнала ис-фильтров и резонансного контура [23]. Практический интерес представляет оценка времени переходных процессов по фазе для

малых значений остаточной вариации фазы б9доп- В случае резонансного контура ^ может быть определено по приближенной формуле:

где <3 - добротность контура; Кт1п - минимальное значение отношения свободной и вынужденной составляющих переходного процесса ; Тр- период собственных колебаний контура. Анализ инерционных моделей ГПЧ основан на описанной методике ФРВВ. Все члены ФРВВ представляют собой сумму свободной и вынужденной составляющей. В общем случае получаются громоздкие выражения и практические расчеты без применения ЭВМ невозможны.

В случае коротких радиоимпульсных сигналов с малым числом периодов ВЧ заполнения нагрузка СМ широкополосна и переходные процессы в значительной мере определяются инерционностью ПЭ. В этом случае фильтр в нагрузке может быть представлен в виде КС- фильтра с малой постоянной времени. В результате порядок ИДУ для напряжения на идеальном диоде равен трем и возможно аналитическое решение ИДУ. В монографии приведен пример анализа ГПЧ на биполярном транзисторе. В эквивалентной схеме учтены емкость коллекторной связи С , емкость эмиттера Сэ> постоянная времени диода т^ и сопротивление ис-фильтра. При нахождении импульсной характеристики линейной части схемы определялись корни алгебраического уравнения третьей степени:

хА\\бр3 + р2(^н\б + \б\ + КсКк^а'1н) + Р<ТА + ТбЖ01н +

4 ^А + (ТА - РоТЛб* + ТА + 7б = о , где тн - кнон, 7Д = 1 + 7Э + Р07э> 7Э = а^; Тб = а,^. Кс = ^Л^н' % = 1 + №э/гб): ткб = °нрб' \ = ^б+Те'У

таб = насб; а1 ~ коэффициент аппроксимирующего полинома.

Корни уравнения находились по формулам Кардана

Найдены также приближенные значения корней: р1 = -1/тн;

Рг=-(ТАРз ^^к^+РоТэ^кб^Л^^А/да Ан = Нб/КЭ. Для СМ на транзисторе ГТ313Б погрешность расчета корней полинома по приближенной формуле не превышает 5 %.

В практических расчетах нахождению корней предшествует этап расчета

фактических значений постоянных времени тк(3, а , 1 б и т.д. Необходимо пренебречь составлящими второго порядка малости. Полезный сигнал промежуточной частоты имеет вид:

(t) =KS

1 /'

? р '

i+unfT;

пч э во

1 оэ пч mp up hj

cos(U)t + фот)- е tAH *

i<1+W00s% + шпрТшРв1пФ11ч 1 -[(1+Wt))AmP

---е

[(1+W2+ (20)

где Фпч = Фс - агс-Ь§[(шсгтр)/(1+Тбэ)] + arotgCw^/d+T^)];

фпч = ^пч + ^ ~ статический фазовый сдвиг сигнала ПЧ в СМ; ks - коэффициент передачи смесителя, ттр= гв4'себ+^бэ'1:р+'скб~ эквивалентная постоянная времени.

Получены выражения для комбинационных помех. При расчете t^ можно в большинстве практически важных случаев ограничиться следующим ви-выражением для вариации фазы полезного сигнала бфШ:

[^е + К£е l-sinw^t

&p(t) = - arotg -ri7--- (2I)

[1-(Kle H + K2e Гба mp ) ooeu^t]

где k1, k2 - отношение амплитуд свободных составляющих к амплитуде вынужденной составляющей в (20).

Расчеты на ЭВМ позволили определить условия, при которых выбором постоянной времени тн и режима работы транзистора обеспечивается малый уровень комбинационных помех при высоком быстродействии. Для СМ на ГГ 313Б при Rq=30 Ом, R6=r6+rc= 150 Ом значение 5(р(t) меньше или равно 1° через полпериода частоты г = 20 МГц при Umo= 50 мВ и 11^= 100 мВ [1 ]. Причем, для шс € 500 МГц 5<p(t) мало зависит от ц>с. При практической реализации ПФК ,СЧ и генераторных каналов быстродействующих АСК погрешности преобразования частоты зачастую являются определяющими, что и определяет ценность полученных результатов.

4 • Стабишзащ1Я_11ром8жугдчндй_частдты__в_ГПЧ__

Задача стабилизации промежуточной имеет два аспекта:

1) обеспечения заданных точностных характеристик ГПЧ и минимизации погрешностей, вносимых системой ФАПЧ;

2) обеспечения заданных эксплуатационных характеристик ФАПЧ : необходимой полосы захвата и удержания, верного алгоритма работы.

В ГПЧ непрерывных сигналов используется непрерывная ФАПЧ, в стробоскопических ПРЧ - ИФАПЧ, а в ГПЧ радиоимпульсных сигналов - РИФАПЧ.

Непрерывная система ФАПЧ описывается ДУ: рф + ПуК(р)Р(ф)= П^.

В установившемся режиме разность фаз ф сигналов на входах ФД определяется выражением: ср = Р~1(Сн/Пу)

где Р-1 - функция, обратная характеристике ФД Р(ф);

Пу- начальная частотная расстройка и полоса удержания. Значение ф не зависит от начальных фаз входного сигнала и гетеродина. Поэтому в ПРЧ с ФАПЧ информация о начальной фазе фо входного сигнала на не переносится, а при изменении фс на такую же величину изменяется начальная фаза гетеродинного напряжения фоГ, таким образом, что Фс-<Рог= оопв'Ь. Поэтому для преобразования фазовой информации на со вводится второй канал, содержащий второй СМ и ФПЧ2. Информация о разности фаз входных сигналов (Фс,- Фо2) содержится на выходе ФПЧ2 и может быть измерена относительно начальной фазы фор.

4.1 _Осдбещдсти_использдващ .

Эквивалентная схема ФАПЧ с гетеродинным ПРЧ имеет вид [I] :

Выход

Рис 12 Эквивалентная схема ФАПЧ с гетероднным ПРЧ ( Г - эквивалентный генератор с частотой со= со- ы, ).

9 I о 111' С^

При замкнутом кольце ФАПЧ мгновенная частота Гд : сорэ= и - ис= сооге+ Дсоу, сооГд= ыоПГ- сос, где Лсо^ - расстройка, вносимая по цепи управления. Абсолютное значение полосы удержания то же, что и в исходной системе, т.е. Оу = Буэ'ифде,ах- Однако отношение Оу / соогэ в

эквивалентной системе ФАПЧ увеличивается в q раз, где q - кратность ПЧ. Поэтому абсолютная величина Оу может существенно превышать значение ojQra, что приводит к возможности перехода величины шро в процессе управления через нулевое значение. При изменении начальных частотных соотношений в системе ФАПЧ в пределах возможных значений, определяемых неравенствами ojQr-uc> 0 и wor~uc< 0» и переходе шог0 через нулевое значение начальная фаза сигнала ПЧ на выходе СМ скачком изменяет свой знак на обратный. В динамическом режиме системы ФАПЧ при переходе мгновенной разности частот через ноль крутизна управления sye также изменяет свой знак. В работах Н.С.Жилина показано, что ДУ системы ФАПЧ с ПЧ имеет вид:

РФ +б1еп[иоГ8+Р(ф)Пу] ПуК8(р)Р(<р)= шоГ+ %,э|з1«п[Шогэ+ Пу?(ф)1 (22)

где sign х- знаковая функция аргумента х ;

К0(р)- операторный коэффициент передачи эквивалентного фильтра, образованного последовательным соединением ФНЧ и НЧ эквивалента ФПЧ. Для идеализированной системы ФАПЧ с ПЧ справедливы уравнения: РФ + ОуР(ф) = шоГ - ыоГв, -к/г + Д < фо < тс/2 - А (23)

РФ - ПуР(ф) = соог + ыоГ0, тс/2 - А < фо < (з/2)тс + А

где А = aroein ш „ / Q .

ors у

Точка фо= %/2 - А для системы (23) является особой. В стационарном режиме система ФАПЧ обладает двумя точками устойчивого равновесия : ыог~ ыогэ ф01= arocost (шог- "огэ)/ Пу], ф02= arcoos -q- t % (24)

Эти равенства соответствуют частотам ПГ: шп= шс- иоГ, ш1г= ыс+ шоГ При кратности q » I возможно выполнение неравенств Пу >> шоГЭ и fly >> ыоГ и устойчивое состояние на кратных частотах:

со.. = wm- = ± (J / к ; „ = ({«>,— ) = ± ко) , (25)

1гэ ПГ С ОГ 2ГЭ ПГ с ог*

где к - целое число.

Система ФАПЧ в этом случае осуществляет деление или умножение частоты ыор. Выражение для установившегося значения ф приведено в [I]. В системе возможно установление неоднозначных частотных и фазовых соотношений. С целью обеспечения заданных частотных и фазовых соотношений в установившемся режиме для идеализированной системы ( К(р) =1) нужно выбирать номинальные значения частоты ОГ иог >> Оу. Если же в системе ФАПЧ Qy> иоГ,то для получения однозначных частот-

ных и фазовых соотношений следует устанавливать инерционные фильтры, чтобы полоса захвата удовлетворяла неравенству П3 < ш .

Специфика использования системы ФАПЧ для стабилизации состоит в многозначности установки частотных и фазовых соотношений и возможности самопроизвольной смены установившейся начальной фазы выходного сигнала СМ под воздействием помех. Наличие внутренних шумов и шумов в сигнальном тракте приводит к тому, что разность фаз <р может совершать флуктуационные колебания вблизи точек устойчивого равновесия и время от времени переходить из одного устойчивого состояния в другое. Исследование статистических свойств системы, описываемой ИДУ (22) приведено в работе [241 и монографий I] для практически наиболее важного случая, когда время корреляции шумов тк меньше постоянной времени ФАПЧ. В этом случае входной шум можно представить эквивалентным белым шумом и для анализа плотности вероятностей фазы ЧУ (<р) применить аппарат марковских процессов. Уравнение Фоккера-Планка для плотности вероятностей координаты ср: сИ? (<р,1;) д 1 32

- =--А4(ф) И(ф^) +--Б1(фД) (26)

д(р 2 д(рг где для первого фазового интервала (1 = 1) : А % ф < тс - А, А1(ф) = Пно- шоГ- □ В1пф - коэффициент сноса,

да

В = I «у (%) / ~ КОЭФФВДИ0НТ Диффузии ,

' даспеРсия и коэффициент корреляции входного шума; для второго фазового интервала : тс- А < ф $ 2% +А, Аг(ф) = Оно+ шОГ+ Пув1пф - коэффициент сноса. Особенность уравнения (26)- скачкообразное изменение коэффициента сноса А при переходе фазы системы через границу фг = х-А, зависящую от начальной расстройки А, и несимметричный характер т»(ф) при А Ф 0. Общий вид стационарных решений :

^(ф) = 0,ехр[11 (ф)]{1+С2 / ехр[-Г, (х)]с!х} ,

А

Ф

У/р(ф) = С,ехр[£_(ф)К 1+0. ; ехр[-* (х)]<1х}

С £ Ч.

где X ^ (х) = Б01х + совх ; ^(х)= И^х + П2оовх;

Б,= 20у/В; Т>г= -2Пу/В;

■<ШоГ+Пно>/В-

Коэффициенты С найдены из условий, накладываемых на да(ф) из физических соображений: периодичности да(ф) по фазе, непрерывности потока вероятностей и нормировки плотностей вероятностей. да,(ф) и даг(ф) в общем виде выражается в виде бесконечных рядов. Для случая больших отношений сигнал/шум получены выражения в замкнутом виде. Так например, для первого фазового интервала :

"1 (СР} = со1о<в',в

-21) (1С-Д) - е 01 )

(Ф)

вШ),

01

27ГО,

К1К£(е

-2Г)01А

) + (в

"21>01Ф

02

в1г НЕ,

02

.2В02 Д

+ е

гт>ог (%+А)

(27

где Со - константа, определенная из условия нормирования да(ф); I (Ю - модифицированная функция Бесселя мнимого аргумента;

Б - отношение сигнал/шум; К, = ехрС-и, (ти-Д)- Хг(тс-А)]}; К2= ехр(-[£г(2х+&)- Г, (А)]).

Функция распределения ?.'(ф) приведена на рис.13 для различных отношений сигнал/шум Б и различных значений А. Увеличение с приводит к сужению пиков и росту максимумов кривых. При положительной Д максимум и?2(ф) возрастает, а да,(ф) уменьшается, при изменении знака А

-обратная картина

Вероятность пребывания системы в области при-

Щ5 я/з гх/з $ 4х/} 5а/з У

Рис.13 Плотность распределения фазы \¥(<р) системы ФАПЧ с ПРЧ тяжения точек устойчивого равновесия:

- е

= С J W((p)dcp •гс-Д

1С-А 21С+Д

р, = С / ИГ(ф)йф , р

Л г-А 21С+А

где С = 1 /[ X У/(ф)йф +Х И(ф)йф]

А тс-А

В таблице I сведены значения р и р2 для некоторых Б и Д

Таблица I

ы оГ п У D Р1 Р2 А_ р2

0.1 5 0 0.492 0.508 0 0.508 0.492

0.104 0.454 0.546 -0.104 0.604 0.396

0.208 0.317 0.682 -0.208 0.9Ю 0.090

0.563 0.07 0.929 -0.563 1 0

15 0.104 0.377 0.623 -0.104 0.842 0.158

0.01 10 0.104 0.362 0.637 -0.104 0.665 0.335

0.208 0.095 0.905 -0.208 0.908 0.092

15 0.104 0.284 0.715 -0.104 0.733 0.267

Вероятности р1,р2 возрастают с ростом D и начальной частотной расстройки соответствующего знака. Так при Д= 0.104, d=I0 р = 0.665; а при Д= 0.208, D= 10 - р1= 0.908. При D = 20 и А= 0.08 * р1 = 0,9.

Кроме того, согласно выражениям (24) и (25), возможна установка ССПЧ в режим синхронизма по частотам, кратным частоте wor, при этом под действием шумов значение может скачкообразно изменяться по случайному закону. Для исключения ложных захватов ПРЧ с ССПЧ содержит устройства контроля заданного алгоритма преобразования [I]. 4.2 _Вдаяше_ССОТ_на_точность_Щ)еобраздваш Фильтрация фазы выходного сигнала СМ достигается за счет фазовой модуляции гетеродина системой ССПЧ. Т.к. для прецизионных устройств комбинационные помехи на выходе СМ имеют малую величину, то влияние КЧ на работу ССПЧ учтем эквивалентной помехой, а СМ полагаем производящим операцию умножения. Структурная схема ПРЧ с идеализированным СМ и приведенной помехой и (t) изображена на рис.14.

8(1;)

и (t)

п

ФПЧ ФД ог

х - идеальный перемнокитель

+ - сумматор

УЭ

ФНЧ

РИС.14 Структурная схема ПРЧ с идеализированным СМ ипШ = £ ак:1' оов(и^ + Афк1) - напряжение КЧ на выходе СМ.

Если на выходе СМ используется усилитель-ограничитель или АРУ сигнала промежуточной частоты, то влияние ССПЧ на выходной сигнал ПРЧ найдем определив коэффициент передачи ССПЧ Кфсм(р) для фазовой модуляции выходного сигнала СМ. При этом К-Фсм(р) = I - Кфр(р), где Кфг(р) - коэффициент передачи ССПЧ для фазы гетеродина при

фазомодулированном входном сигнале ССПЧ. Если же нет ограничения амплитуды выходного сигнала СМ, то находится коэффициент передачи Кфсм(р). В монографии проведен анализ для случая учета лишь одной КЧ, однако этот подход распространяется и на случай нескольких КЧ малой величины :

исм<^ = ^т^Чтч* + Ч>о> + ? икт.в1п[((йПЧ 1

1 1

ССПЧ не может изменить уровень амплитудной модуляции (АМ). Однако АМ влияет на величину модуляции фШ. Для практического анализа структурная схема ССПЧ сводится к эквивалентной схеме, в которой точка приложения помехи переносится на выход ФД, а на выходе ФД помещен эквивалентный фильтр ФНЧэ, являющийся последовательным соединением ФНЧ и НЧ эквивалента ФПЧ. Показано, что КЧ эквивалент резонансного контура с последовательно включенным сопротивлением г является пропорционально-интегрирующим фильтром (ПИФ) с передаточной функцией: кэ(р)=(1+ тТкр)/ (1+ Т^р),

где т = г/Иод, Коб - резонансное сопротивление контура.

Фазовая модуляция сигнала СМ фг(±) определяется как обратное преобразование Лапласа от операторного изображения фг(р) :

<МР> = ^е'0^ --- •

суг'(ф0>|[1 + (р/иу"(фп)к0(р))]

Конкретное значение фгШ зависит от вида комбинационных помех и типа эквивалентного фильтра с характеристикой Кэ(р). В простейшем случае при Кэ№)=1 воздействие ССПЧ на гетеродин эквивалентно воздействию сигнала ) на УЭ после прохождения через интегрирующую нс-цепь с постоянной времени: тс= 1 /Пу(Р'{ф0)( [I].

Таким образом, воздействие ССПЧ на выходной сигнал СМ при наличии на его выходе комбинационных помех состоит в расширении спектра этого сигнала. Лишь при больших постоянных времени фильтров в ССПЧ это влияние может быть уменьшено, но при этом ухудшается динамика ССПЧ, еб эксплуатационные характеристики. В случае, если эквивалентный фильтр представляет собой ПИФ, имеем:

г 1 + тТр

Ф (Р) = 5уэ ип(р) Т0[-----]

(1 -0) ТоТ) + р (То + тТ)

Подробно вопрос фильтрации комбинационных помех системой ФАПЧ с ФНЧ и ФПЧэ в виде ПИФ рассмотрен в [I].

Исследовано влияние ССПЧ на частотный диапазон ПРЧ. Ограничение частотного диапазона ПРЧ с ССПЧ определяются как максимальной qmax 5[М /ш), так и минимальной кратностью преобразования .

Значение ч т1п должно удовлетворять условию с^^ ^ 6. Это определяется уровнем НЧ с выходе СМ, нелинейно возрастающим с уменьшением д. Значение qmax ограничено условием подавления продукта суммарной частоты ш+= 0)оГ и нестабильностью иог. При работе по.вторичным биениям составляющей пренебречь нельзя, т.к. по мере увеличения q расстояние между ин и ю- уменьшается и ах- попадает в полосу фильтра.

5.__陧!™3®с?ш§_029йства_ССЕС__с_1щедбразованием_частдты_

Динамика систем ФАПЧ с гетеродинным ПРЧ при использовании в качестве ФПЧ ПИФ исследована в работе[ 35] и монографии!!!]. Наличие ПРЧ влияет как на полосу захвата системы, так и на длительность переходных процессов (ПП) Получены зависимости для расчета ^ф.

Для случая ИФАПЧ с ДПКД исследована ММ, учитывающая собственную инерционность ФД и ШЖД и задержки сигнала в цепи регулирования. При разработке СЧ с малым временем переключения и систем ДКФ БИС и СБИС решается проблема оптимального выбора параметров колец ИФАПЧ, т.к. требования обеспечения прецизионности и высокого быстродействия взаимопротиворечивы [34]. Погрешности РИФАГГЧ исследованы в ра-

ботах [1,351. Исследована динамика систем ФАПЧ по вторичным биениям описываемых, ДУ:

ТкТдфЬ)+(Тн+Тк)фЬ)+ ^(tJ+d+m^jj-^ )(1+т2Тк-^)Пувшф »Оц

(28)

где ф(t) ^(t)- производные соответствующего порядка от ц>(Ъ) по t ,

ш1 fmg- коэффициенты пропорциональности в передаточных функциях

1ШФ, используемых в качестве ФНЧ и НЧ-эквивалента ФПЧ;

тн,тк - постоянные времени указанных фильтров.

Условие устойчивости системы при ш,= m = 0 приобретает вид:

-1 1 d < I" (ф0)(1/Тн+ 1/Тк)

Для Т. << Т система абсолютно устойчива при: Т, /(Т„+ Т, )•

«С Н 1 J£ Н iC

Анализ динамики системы с использованием метода нелинейного преобразования переменных, разработанного Самойло К.А., позволил получить выражения для расчета Пз и времени ПЛ. В [I] исследованы также условия фильтрации помех с выхода СМ и ФД. В частности сужение полосы захвата, обусловленное наличием ПРЧ, определяется из зависимости:

т0=Ь[2(зе*-2)]1/г, аг*=ае-£/Ь, (29)

3 1/2 где ae=Qy(m1TH+m2TK), b=1/[Qy(TH+TK)]

б=[Тн/(Тн+Тк+ОуГ,(ф0)т1ш2ТнТк)]>{ОуТк 2/(Тн+Тк)}~ "параметры СФС.

С ростом постоянной времени ФПЧ 73 падает.

Величина t^ при отработке малых отклонений фазы Аф{0):

tn$=2(TH+TK)ln В /[l+fym^-U-mg)^],

где в= Аф(0)/0фдоп, 0фдоп-допустимая погрешность синхронизации.

Влияние помех с выхода СМ u1(t) и ФД- ug(t) оценено в [I] посредством анализа и моделирования на ЭВМ неавтономного ДУ: РФ +ПуКэ(р)Кнч(р)[оовф tSyg/Qyt^(t)+U2(t)/K9(p))]= Оц , (30) где кэ(р)-передаточная функция НЧ-эквивалента ФПЧ .

Результаты анализа динамических и фильтрующих свойств данного базового типа ДУ, описывающего СФС с ПЧ, приведены в [1]. Основные вывода из анализа состоят в том, что при малых тн и тн фильтрации опасных КЧ практически нет. Рост тк ведет к росту t^ , но фильтрация помех существенно не улучшается. С ростом Тн фильтрация значительно улучшается, но величина t^ нелинейно возрастает. Увеличение m1 ведет к уменьшению t с одновременным ухудшением фильтрации помех.

Оптимальное значение параметров СФС с ПЧ зависит от выбранного критерия качества СФС в составе разрабатываемых РТУ.

Для обеспечения фазовой синхронизации по радиоимпульсным сигналам целесообразно применять малоинерционные РИФАПЧ. В [I] использован метод решения системы матричных стохастических ДУ, описывающих линеаризованную модель РИФАПЧ в пространстве состояний, развитый в работах Р.Л.Стратоновича,Н^.Кив1тег,В.Ь.Бпуйег, С.В.Первачева и др. Практическое приложение метода к анализу РИФАПЧ содержится в работах В.А.Петрова, В.В.Шахгильдяна, автора диссертации и др. Получены зависимости для расчета дисперсии фазы, обусловленной шумами. Существенным является зависимость статистических свойств РИФАПЧ от скважности радиоимпульсных сигналов [35]. Часть результатов , совпадающих с результатами работ В.А.Петрова, здесь не приводится. Для РИФАПЧ первого порядка процесс установления фазы ПГ описывается при отсутствии шума системой уравнений: Аф(^+ти)= Дф(^) ехр(-ОуР'(Ф0)ти)

)= Аф () [ 1 -пур' (ф0) е ],

где 9-длительност'ь паузы ; к-номер радиоимпульса. В работах автора [27, 353 исследованы условия устойчивости радиоимпульсной СФС, а также зависимость допустимой скважности д от числа периодов ВЧ заполнения радиоимпульсов "п" и значения к= Пу/а)о(рис15) ,где ш - частота несущей радиоимпульсного сигнала .

Фазовые погрешности радиоимпульсных СФС

Ч,

то

то

т

ж

о 10 20 30 40 50 90 № /2О

Рис.15 Зависимость скважности q от числа периодов ВЧ заполнения радиоимпульсов п

При заданных т и скважности а увеличением "п" всегда можно обеспечить синхронный режим, причем, при заданных кип имеется ограничение на скважность я. На рис.16 и 17 показана текущая погрешность в каналах синхронизации радиоимпульсных фазометров в зависимости от числа периодов следования радиоимпульсного сигнала т без усреднения и при использовании идеального интегратора.

рйЗ

1- 10 ; 100

3- 9 ; 100

3- ю ; 600

4- ю ; 1000

-0.fi-

Рис.16 Зависимость погрешности синхронизации Дф от числа периодов радиоимпульсного сигнала га

¿У.РЛА )

0,075. 0,05 0.02,

О. =200

г-

з - 0.'*°°

Рис.17 Фазовая погрешность РИФАПЧ при идеальном интегрирующем фазоизмерителе

Ь5

При идеальном интегрировании погрешность измерения можно уменьшить до любой пренебрежимо малой величины (рис.1?). С ростом количества периодов усреднения т интегральная оценка погрешности синхронизации Дф нелинейно падает. Прит »10 и значениях Сус= 10 + 12 рост Дф с увеличением ч значительно слабее, чем прит = 1..2 (рис.18).

о гоо боо та та

Рис.18 Зависимость интегральной оценки Дф от скважности

При когерентных последовательностях радиоимпульсов наблюдается два режима вхождения РИСФС в синхронизм в зависимости от длительности радиоимпульса г . Первый - при достаточно больших тц, когда синхронизм устанавливается за время действия одного радиоимпульса. Второй - при коротких радиоимпульсах, когда ПП занимают несколько радиоимпульсов, что существенно снижает быстродействие системы за счет пауз между радиоимпульсами. Время установления синхронизма во

втором случае определится : к

т« = £ т. + (к - 1)8 ¿ 1=0 1

где к - общее число радиоимпульсов, за которое установится синхронный режим с заданной погрешностью. Проведены также исследования по проблеме обеспечения захвата на частоте ВЧ заполнения радиоимпульсных сигналов и исключения ложных захватов на частотах, отстоящих от несущей на один или более дискретов частоты следования радиоимпульсов. Получены рекомендации по практическому обеспечению захвата на основной частоте. При анализе использованы теоретические результаты по проблеме захвата, опубликованные в работах L.Shifí и В.А.Петрова. Полученные автором ана-

литические зависимости и графики использовались при практической разработке ПФК радиоимпульсных сигналов при частотах ВЧ заполнения до 500 МГц и длительностях радиоимпульсов > 0.1 мкс , а также фазометров ОЦФ-1/2. В работе [27] исследованы устойчивость и погрешности синхронизации астатической системы ФАПЧ при ЛЧМ радиоимпульсном входном сигнале. Результаты [27] использованы В.А.Петровым при написании второго раздела монографии "Системы фазовой синхронизации с элементами дискретизации " под редакцией В.В.Шахгильдяна, издания 1989 г., и в диссертации не приводятся.

Особенности проектирования РИФАПЧ для устройств контроля параметров оптоэлоктронных систем изложены в работе [46].

5.2. ^Влияние__шерционности__элементов__СФС__на___данамические__

с§ойства_системл Исследование динамики систем ИФАПЧ с ДПКД позволило получить зависимости для выбора параметров кольца, минимизирующих 1;Пф [4,34]. Условие устойчивости системы имеет вид: ь + 2тз< 1, где ъ - коэффициент , определяющий, инерционность ИФД,

т - задержка сигнала в кольце. Моделирование показало, что ^ в нелинейной модели отличается от расчитанного по полученным формулам не Солее чем на 15 %. При неоптимальном выборе параметров ^ возрастает на порядок и более.

В непрерывных СФС УВЧ диапазона инерционность и неидеальность элементов приводит к изменению не только 1;ш, но также и ограничению полосы удержания и захвата [2,3,25]. Так в системе ФАПЧ с ГПЧ наличие ФПЧ, обеспечивающего фильтрацию КЧ, не вносит ограничений на но величина 03 зависит от постоянной времени ФПЧ Тк : 7„ » 1.21 / У П Т.

'з у к .

где Тк = 1/ДР0 7> 7 ~ полоса пропускания ФПЧ по уровню 0,7.

Время ПП в системе без ФНЧ определяется в основном величиной тк:

*аф-.2Тк1п(с/е<Рдоп) где о - амплитуда скачка фазы в момент 1; = 0 . Анализ ФАПЧ с ПИФ в качестве ФНЧ и гетеродинным ПЧ приведен в [I]. Анализ показывает, что с ростом постоянной времени ПИФ (Т ) значение 7 уменьшается. В частности, при т=0 :

б з ,—ч-

7_ = /2/ ~\У ГГ Т, Т 'з у к н

В работе [25] показано, что при широкополосном ПИФ на величину

заметное влияние может оказать полоса пропускания УНТ, применяемого для усиления выходного сигнала ФД. Условие устойчивости системы:

<[W Vt

где тупт= KQ/uCp- постоянная времени УПТ,

Ко, и - коэффициент усиления УПТ по постоянному току и частота среза (единичного усиления) УПТ. Показано, что при значениях f = 20...100 МГц для исключения влияния полосы пропускания УПТ на динамику системы необходимы специальные схемотехнические решения, обеспечивающие выполнение условия:

(о > К _ . ср о 0,7

В ряде прикладных задач, например при измерении амплитуды импульсных сигналов с использованием СФС [501 необходим учет переходных процессов в колебательном контуре ПГ. Исследована модель ПГ, в которой процесс установления частоты аппроксимируется функцией:

u^tt) = p(Uyn)(1 - e-at) где pW )- нелинейная зависимость ыпг от управляющего напряжения;

а - скорость установления частоты в контуре. Коэффициент а ,как показано в работах В. И.Гомозовз, зависит от постоянной времени контура и инерционности активного элемента схемы ПГ. В результате уравнение системы ФАПЧ примет вид:

(1-е'аЪрф +К(р)Р«р) = Пц (32)

Для решения ИДУ с переменными во времени коэффициентами используется метод функций Грина. Решение уравнения при К(р)=1 находим в виде:

x(t) = Jg(x,s)X(s)ds гдо g(t,B) - функция Грина уравнения с нулевой провой частью. Выражение для g(T,s) имеет вид:

-Jtn F'(ф )/(1-ëau )]du g(t,e) = (1/(1-e s)) [e s y ^ ].

После взятия интеграла получили выражение для g(t,s):

g(t,S) = (1-e-as)"1 e-{n/,(4,o)[t-B+1/a lnf(1-e-at)/(1-e-as)]]}(33) При a oo, т.е. при безынерционном ПГ, g(t,e) вырождается в функцию g(t)= e'V^o'4, являющуюся импульсной характеристикой системы ФАПЧ первого порядка.

Моделирование на ЭВМ показало, что с уменьшением коэффициента а, т.е. с ростом инерционности ПГ, время ПП растет. Так при а- 100 П время отработки скачка фазы г/2 до уровня 0.1 рад составило :

*пфг 6-2/V при а =10 * W = 7ЛУ-

С дальнейшим уменьшением а время t нелинейно возрастает. Через некоторый интервал времени, определяемый длительностью переходных процессов в контуре ПГ, скорость отработки рассогласования в бесфильтровой ФАПЧ и в рассматриваемой системе одинакова, т.е. в линейном приближении влияние инерционности контура ПГ может быть учтено введением задержки, величина которой зависит от а и определяется на основе моделирования полученного решения (33) на ЭВМ.

5.3. _Исследовагае_йгаамики_ СФС_с_запаздыванием. В УВЧ диапазоне запаздывание сигнала в цепи регулирования приводит к ограничению полосы удержания системы из условия устойчивости, изменению характера и длительности ПЛ. В работе [25] показано, что применение первого приближения разложения в ряд Тейлора оператора задержки е_р'сз при $0.1 приводит к большим погрешностям анализа и даже к качественно неверным результатам. Разработаны алгоритмы анализа СФС с запаздыванием методом конечных разностей. Моделирование на ЭВМ показало, что аппроксимация е~рТз по Паде с использованием первого приближения: K(pi=(2-pi3)/(2+px3) - расширяет область применимости такой модели до От «*» 0.8 и обеспечивает более высокую точность анализа. Показано, что существует некоторое граничное значение произведения начиная с которого рост Евдет к увеличению t при любых начальных условиях. Это значение зависит от вида характеристики ФД и при F(<p)= оовц равно 0.45. Определена область применимости линейной и нелинейной модели системы ФАПЧ с запаздыванием. Для исследования динамики систем ФАПЧ с запаздыванием применен также метод асимптотического разложения решений сингулярно возмущенных ДУ в ряд по степеням малого параметра, разработанный в трудах А.В.Васильевой,В.Ф.Бутузова,А.В.Князева и ряда других авторов. Решение дифференциально-разностного уравнения, описывающего бесфильтровую ФАПЧ с запаздыванием:

(ctcp(t,i)/dt) = pfvit-t.t)] (34)

представляется в виде:

Ф(t,т:) - y(t,T) + zct'.a), где t' - t/t - время, нормированное к а ; у(I,•!) - регулярная составляющая решения; Z(t',i) - пограничная функция.

Как y(t.t), так и z(t*,T;) представляются в виде ряда по т:

00 1 со п

y(t,t) = £ т; y^t) . Z(t',T) = S Т Z (f)

1=0 1 n=0

Нелинейная функция P(9(t-x,a)) также раскладывается в ряд по т в окрестности у (t), являющегося решением вырожденного уравнения, т.е. уравнения без запаздывания. Подставляя выражение для (p(-fc,t) в левую часть исходного уравнения, а разложение функции F(<p(t-t.i))- в правую, и приравнивая члены одного порядка % , причем, по t и t' раздельно, получаем системы уравнений для определения составляющих ряда. Получены решения для уравнений первого и второго порядка [4]. В работах [2-4] показано, что для т= <0.2 при анализе нелинейной системы можно ограничиться тремя членами ряда: <p(t,t) = yo(t) + tyi(t) -i xz,ft') Для составляющих yn(t),У)(t), z^t ), получены решения,причем выражение для у ^ ( t ) справедливо для любого вида функции Р(ф):

Уо(t)-решение порождающего уравнения, т.е. уравнения (34) при т=0;

y^t) = y0(t)/yQ(0){y1 (0)+ y0(0)m|y0(t)/y0(0)|}

z^f) = р-[фо(0) - yo(0)] - у^О), O^t'^1 ( 35 )

(о , t' > 1

Нахождение составляющих ряда y2(t), у (t)...также упрощается, т.к. они находится из линейных ДУ, правая часть которых содержит предыдущие члены ряда и их производные. Проведено сравнение на ЭВМ решений уравнения (34), найденных методом разностных схем и на основании полученных зависимостей. Для линеаризованной системы СФС нелинейная характеристика ФД заменяется первым членом разложения в ряд Тейлора и нахождение составляющих yn(t) не представляет труда.

Указанный метод применим также при анализе ИДУ с малым параметром при старшей производной, полученных при учете инерционностей элементов кольца (ШГ, ФД и т.д.)

Обоснован переход от НДУ, содержащего операторный коэффициент идеализированной линии задергает е~рХз , к уравнению с запаздывающим аргументом. На классе аналитических функций с ограниченными производными эти уравнения эквивалентны при выполнении условия:

ф(к)(0> = ф(к)(0) где ф•К'1 (0) - значение к- производной функции <p(t.) при t 0 в исходном уравнении,

Ф^(0) - в уравнении с запаздывающим аргументом.

Уравнение примет вид:

(а/аз) ф(е+'1<) + Р(ф(з)) = 7Н ф(е) = фо + 7н Б, в с (0,1). Разностная схема решения уравнения с запаздывающим аргументом:

= ЧЧ + 1 = = + 1 " 0,1,2.....

где « фЦЬ).

Разностная схема (36) аппроксимирует исходную задачу с первым порядком малости то шагу разностной схемы п. Проведенные численные эксперименты при различных значениях ь подтверждают устойчивость и сходимость разностного решения. На ЭВМ проведены расчеты для двух видов ФД: Р(ф) = ооЕф и Р(ф) ^ ф/-1С - 2 +1/2], где ш1[х] - целая часть числа х.

При изменении нормированной начальной расстройки от 0 до 0.8 и изменении начальных условий: -% 4 <р 4 к, величина Ь падает на интервале 0 « г ¡5 0.5 с увеличением г'= , а затем растет. При > 0.4 процесс установления фазы приобретает осциллирующий характер. Максимальное значение i для р(ф)=сое<р и 7 =о - при ф(0)м тс/2. Методом конечных разностей проведен численный анализ уравнения первого порядка с запаздыванием при апроксимации оператора е"хр первыми членами ряда Тейлора е"'рхз <* 1~рт и разложения в ряд Паде: е"рХз *(2+рТ)/(2- ра). Результаты моделирования показали, что решение первой задачи справедливо лишь гфи выполнении условия :

О'Г < 1/Р'(Ф0) = 1 / Разработан алгоритм итерационного процесса для второго случал и доказана устойчивость разностных схем при аппроксимации е~Гг по функциям Паде. Результаты численных экспериментов подтвердили численную устойчивость разностной схемы:

■X' ф -2ф +ф V Ф^г-Ф^и

--------.1.. + ... р; ] _—-1-« + -р. -у ,

2 ^ 2 1 (к+1)1г 1 (37)

где (р1 = ф('г,' ИЫ; - Тр о -

при выполнении условия: т1 < 2/Р'(Ф*) , Р'(ф*)/ о.

Ф*- точка устойчивого равновесия системы .

0.1 -

Вторая модель имеет более широкий диапазон работоспособности по т. Проведено сравнение на ЭВМ решений с помощью разностной схемы для исходного уравнения и приближенных моделей. Показано, что при раз ложении по Паде линеаризированная модель хорошо отражает момент воз никновения осцилляций: тр (6-4^2)/?-(ф*). Дм Р«р)=оои<р при 7 . тк=0.349. Доказана возможность использования приближенной модели второго порядка для исследования динамики ФАПЧ с запаздыванием в диапазоне практически существующих в кольце СФС задержек : О ^ t's? I. На рис.19 приводятся результаты исследования системы ФАПЧ с запаздыванием на основании ряда моделей для частного случая 7,,=0Л.

7=0.1; Р(ф)= cos ф

1-линейная модель первого порядка

2-линейная модель второго порядка

3-моде.ль о использованием приближения по Паде

4-точнои решение 1=0.8 для кривых I.'.. А.'

п- Л ' ' ''

1=1 для кривых ? ... 4.

i

Qyi

Рис 19 Результаты моделирования СФС с запаздцванем различными методами

Сравнение амплитудных и фазо-частотшх характеристик операторов Н^р) = е-^з, Ка(р) = I - ртз, кз(р) --- (2--сзр)/(2+тзз) показывает близость АЧХ и ФЧХ для И1(р)иЯ3(р) и существенное отличие для К,(р) и К2(р), что и определяет области применимости моделей. При исследовании полосы захвата СФС с запаздыванием и возникновения таких новых качественных явлений как "хаос" использовались результаты отечественных и зарубежных ученых: Л.Н.Белистиной, В.Н.Еелнх, Л.А.Фрайман, А.К.Козлова, У. Пейа, Н. и других.

6__Шумовые соотношения в СФС с преобразованием частоты

Шумы элементов СФС приводят к случайной погрешности задания фазовых сдвигов в ГКФ, дискрета временного положения импульсных последовательностей в ГВИ и системах ДКФ ССИС, подсистемах АСК и т.д. Кроме того, они могут влиять на алгоритм функционирования СФС с гетеродинным ПЧ и на фазозапоминающие свойства импульсных СФС. Наиболее подробно исследовано влияние шумов на характеристики СФС различного типа в монографиях под ред. В.В.Шахгильдяна, в ряде работ по синтезу частот ( В. Манассевич, А.В.Рыжков, В.Н.Попов, Д.Н.Шапиро, V.F.Kroupa, A.B.Пестряков и др.). В работах Н.С.Жилина и автора диссертации [1,28,29,45,47] исследуется влияние шумов на характеристики ГВИ и подсистем синхронизации быстродействующих АСК, точностные характеристики и динамика фазометров непрерывных и радиоимпульсных сигналов. Эквивалентная схема СФС с ПЧ с учетом внутренних шумов приведена на рис.20.

где E(t)- источник шума, определяемого шумовыми параметрами ФД; p(t) = K^CkcMA(t'4KcMB2(t,+G^t)1 ~ шумы 0Г' ^ и см' приведенные к выходу ФД и СМ;

A(t) - источник шума, вызванного 0Г2 и усилителем сигнала 0Г2;

Bg(t)- шумы усилителя сигнала ПГ;

C(t) - шумы смесителя частоты;

D(t) - шумовое напряжение цепи 0Г1 - УС1;

кфд,ксм~ коэФФВД11611™ передачи ФД и СМ, соответственно.

Расчет напряжения шумов F(t), E(t) проводится исходя из конкретных схем и параметров элементов СМ и ФД. В работе [28] приведен анализ флуктуационных погрешностей в кварцевых генераторах с управляемой временной задержкой на основе ФАПЧ. На вход СМ, обладающего собственными шумами C(t), поступают сигналы развязывающих усилителей ПГ и ОГ, фазовые спектры которых содержат суммарные фазовые шумы Д<роГ+ + Д<р и Дф + Дер . Исследованы фазовые шумы кварцевых ОГ, РУ

Рис.20 Эквивалентная шумовая схема ФАПЧ с ПРЧ

и ПГ. После преобразования в ФД фазовые шумы сигнала ПЧ представлены в виде:

= 2 кфдКсМ(А(Рог+Чу1+^рУг+Л^пг) + кфдст + (38) Получены выражения для коэффициентов фильтрации составляющих фазовых шумов и дисперсии фазы ПГ аф^,, обусловленной собственными шумами отдельных элементов ГВИ. Даже при использовании кварцевых генераторов и узкополосных фильтров величина оф^ лежит в пределах

— <Э О

(3+4)■10 рад . Величина суммарной дисперсии существенно зависит от крутизны характеристик УЭ, т.к. с ростом крутизны зу0 уровень фазовых шумов варикапа нелинейно возрастает [28]. При использовании фазового метода формирования временных интервалов в быстродействующих АСК для повышения быстродействия необходимо применять широкополосные фильтры и увеличивать крутизну перестройки ПГ. Однако уровень фазовых шумов при этом возрастает. Кроме того, собственные шумы ОГ1,ОГ2,.. порождают корреляцию сигналов в многоканальных системах. Для определения дисперсии разности фаз выходных

сигналов ГКФ используется выражение: 2 2 2 °Дф = а2фпг1 + °Ефпг2 + 2ра2фпг1'а2фпг2

В общем случае составляющие погрешности являются мультиплика-

тивными ввиду наличия межканальных связей в реальных схемах ГКФ и зависимости коэффициента взаимной корреляции р от разности фаз сигналов в каналах [I]. Исследована корреляция шумов в многоканальных СФС с ПЧ, получены важные для практики зависимости [1,28,29]. Так как ПРЧ работают в большом частотном и динамическом диапазонах входных сигналов, то при малых отношениях сигнал/шум по каналу, содержащему систему синхронизации, сигнал является фазомодулированным и оказывает влияние на отношение сигнал/шум в других каналах преобразователя [I]. Результаты теоретического и практического анализа уровня фазовых шумов в подсистемах АСК , генераторах-калибраторах фазы, амплитуды и коэффициента гармоник сложных сигналов изложены в работах [3,41,48] и в соответствующих разделах диссертации.

Специфической особенностью импульсных СФС является присущее ДЧ свойство начальной фазы колебаний ПГ в режиме синхронизации принимать одно из множества дискретных значений, кратных 2%/я, где н-коэффициент деления частоты. Это свойство импульсных систем синхронизации может быть в частности использовано для запоминания начальной фазы внешних импульсных воздействий. Указанная возможность рва-

лизуется в комбинированной системе ФАПЧ, содержащей два кольца взаимной синхронизации. В первом кольце используется РИФАПЧ или система запуска ПГ, работающего в ждущем режиме, обеспечивающие отработку фазы <р0 входного сигнала с необходимой точностью. Другое кольцо (СФС2) работает в режиме деления частоты ОГ и служит для запоминания на длительное время вновь установившегося значения ср^,соответствующего ср0 (Рис.21 ).

ф/ ФНЧ

91

и п^/а _)

ЗУ

камеи!

Рис 21 Структурная схема комбинированной системы ФАПЧ

Комбинированная радиоимпульсно-диснретная ФАПЧ с фиксатором нулевого порядка на выходе ФД описывается системой уравнений : дер

<5ф

Ж 4 пуг | Рг(ФНьи-1Тр)-(ки-Ц+1)ТрП=

где

1г(1;-:1Тр)- значения переходной характеристики дискретной

ФАПЧ в моменты времени, кратные периоду регулирования тр;

1- номера отсчетов из множества целых чисел Ъ. .

Для уменьшения влияния дискретной СФС на переходные процессы в РИ ФАПЧ необходимо увеличивать инерционность ДФАПЧ, что позволяет при анализе свести еЗ к эквивалентной непрерывной, описываемой при ФД с характеристикой Р(ф)= в±пф дифференциальным уравнением вида:

<зф

ш + ПуК(р)В1пф = ^ (39)

где ф = N Фпг, Пн= шоГ- N шпг. Проведен анелиз погрешностей запоминания <рш,. Для прецизионной фа-зометрической аппаратуры и КФ исследовано условие, при котором погрешность запоминания начальной фазы радиоимпульсного сигнала не превышает одного дискрета . Построен фазовый портрет ДФАПЧ дан-

ного типа с 1ШФ, имеющим К(р)= (1+тТфР)/(1+ТфР). Анализ фазового

портрета системы (ЗЭ) для случая [1+(2/1с)чпП <[(8ПуТф)/тс], соответствующего точке устойчивого равновесия типа "фокус", позволил получить зависимость для расчета частотной расстройки, превышение которой приводит к уходу фазы ф^ на один дискрет:

тПутф + тс р/4

°нтф < -

1 + % р/4ПуТф

где (3= (1-тПуГф(2/тс))+ / (1-(2/x) m ПуТф)г + 8ПуГф/1с

При = 0 выполняется условие Аф^ $ ± 7C/N.

Конечная стабильность ОГ и ПГ приводит к ограничению коэффициента деления N, т.к. 50н= 5uor-N и нестабильность частоты ПГ умно-

жается в N раз, что приводит к увеличению погрешности запоминания начальной фазы радиоимпульсного сигнала.

При наличии фазовых шумов в системе начальные условия в системе носят случайный характер. Вероятность попадания траектории в область притяжения точки устойчивого равновесия определится:

Р,= I- «JH/8cJy)(I+ ✓ 1+(8/х) соуТф )'

Вероятность перескока фазы на один дискрет определяется :

Pn = (wH/scjy) [1+ /Г+ (8/тс)шуТф ] (41)

Полученные зависимости использовались при практической реализации ГВИ и радиоимпульсных фазометров на основе СФС .

___8 Параметрическая оптимизация непрерывных и импульсных СФО с ПЧ

8.1 Параметрическая оптимизация ПРЧ В ГПЧ непрерывных и радиоимпульсных сигналов производилась минимизация амплитудных и фазовых погрешностей преобразования. Уменьшение погрешностей достигалось за счет выбора типа ПРЧ ( структурные методы ), выбора кратности преобразуемых частот, режима работы ГО, типа и полосы пропускания фильтра II). Вопросы выбора режима ПЭ и типа преобразователя рассмотрены в работе 120]. Теоретически и экспериментально показано преимущество кольцевых диодных, на встречно параллельном включении диодов и ряда транзисторных схем. Применение ГПЧ предпочтительнее при амплитудах входных сигналов до 100 мВ и амплитуде гетеродина 200 мВ. При больших амп-

литудах umc меньшие погрешности у стробоскопических ПРЧ.

При ПЧ радиоимпульсных сигналов конечная длительность импульса т;и вносит ограничение на время переходных процессов Оптималь-

мальное значение полосы фильтра ПЧ определяется из условия минимума суммарной фазовой погрешности на заданный момент времени Вариация бфШ фазы в резонансном фильтре СМ определяется [23]:

N

бф(т) = arotg-

. sinC + 2 e/Q _n=1 n

1 - коовС

(42)

где к- отношение амплитуд свободной и вынужденной составляющей ПП ; С- разность фаз свободной и вынузденной составляющих; О- добротность контура;

еп=ап^- амплитуда п-й КЧ на входе ФПЧ, нормированная к амплитуде сигнала частоты ш^; кратность частоты; м-число опасных КЧ; ч = - нормированное время.

Оптимальное значение а .определенное из решения уравнения : &р«а,г ) = 0 - имеет вид :

5Q

Qopt(V = Х<ГА 7 m' ( 43 >

где т*- решение трансцедентного уравнения: N

m - 2е em + e"m = I - 2е ; б = £ (a /q)

п=1 п

%А - момент времени анализа. Как следует из (43), значение Q . тем больше, чем больше величина

Ори

гд, определенная уз условия i ^ t , и чем меньше уровень КЧ (е) СМ. Для СМ на транзисторах ГТ313Б с параметрами итС= 0.05 В, 11^=0.1 В, q=I0, uc=2x I07 рад/с, е= 0,1 - QQpt= 9.6 при Тд = 6. При этом &p(tA=6)=0.036 рад. При Q=5 - 5ф(6)= 0.052 рад; Q = 20 -*> 5ф(6)=0.06 рад. При Q>Qopt преобладают составляющие погрешности, обусловленные переходным процессом в контуре, а при Q <Qopt основной вклад в погрешность вносят комбинационные составляющие.

Выбор полосы фильтра СМ из условия минимизации суммарной фазовой погрешности не обеспечивает малой величины §ф(тд) при коротких радиоимпульсах ( малое %А), так как с расширением полосы ухудшается фильтрация КЧ. Для сокращения t без увеличения значений бф(тд) был предложен структурный метод, состоящий в автоматической перестройке полосы (АЛЛ) фильтра СМ сигналом, сформированным из входно-

го радиоимпульса. Структурная схема СМ с АЛЛ приведена в монографии [I]. Дана оценка выигрыша по быстродействию, показано, что при формировании управляющего напряжения могут использоваться амплитудные детекторы, выходной сигнал которых управляет входным сопротивлением полевых транзисторов, включенных параллельно ФПЧ. Практически в предложенной схеме t сокращается в 4-5 раз.

8.2 Параметрическая оптимизация СФС с ПЧ___

Оптимизация осуществлялась по критериям минимума уровня помех при ограничениях на t и минимума tnn при ограничениях на точность синхронизации [28,29,34]. При наличии нескольких СФС проводилась как параметрическая оптимизация СФС, так и структурная оптимизация РТУ на их основе. Оптимизация системы ДКФ СБИС позволила снизить уровень фазовых шумов на выходе каналов формирования импульсов фронта/среза на 14-17 ДБ [29]. Получены зависимости для выбора параметров ПИФ, показаны пути уменьшения уровня собственных шумов элементов СФС. При разработке СЧ с малым временем переключения частоты и систем ДКФ ССИС использован минимаксный критерий оптимизации t . Получена зависимость для оптимального сочетания параметров импульсной СФС с ДПКД, позволяющего минимизировать tnn [4,34]:

d— [(I+b)fer N 3/ 2% a (I-b>(I-Ta)ü max ( 44 ) где a, d- крутизна характеристик варикапа и ИФД, соответственно; ъ- параметр, характеризующий инерционность ИФД (Ь=ехр(-тв/Тс);

тв,а?с- время выборки и постоянная цепи разряда УВХ );

Tg- суммарное время запаздывания сигнала в кольце ; f3r> N - частота ЭГ и коэффициент деления ДПКД . При выборе параметров ИФАПЧ согласно (44) обеспечивается минимальное нормированное значение t ( п*) :

п*= 2 îne/lnj + I (45)

где 7= (ъ-т)/(1+х)- параметр системы ;

е- допустимая ошибка синхронизации. При неоптимальном выборе параметров кольца время t возрастает на порядок и более, что совпадает с выводами, сделанными в работах Кабанова А.И. и Пестрякова A.B., и экспериментальными данными.

8.3 Структурные методы улучшеншя технических характеристик

В ряде работ автора использованы эвристические методы повышения качественных характеристик СФС и устройств на их основе [1,53-57]. Часть из этих решений защищена авторскими свидетельствами на изобретение . При измерении разности фаз моноимпульсных радиосигналов и

радиоимпульсных последовательностей высокой скважности применена комбинированная радиоимпульсная СФС[1], использующая дополнительное кольцо ИФАПЧ для запоминания начальной фазы радиоимпульсов в паузе ( рис 21). В радиоимпульсном фазометре [52] в структуру на основе систем РИФАПЧ введены дополнительные элементы , обеспечиващие сокращение Ь за счет принудительного вывода системы из окрестности точки неустойчивого равновесия. Структурная схема фазометра приведена на рис 22. Для расширения частотного диапазона этих РТУ ис-

Рис.22 Радиоимпульсный фазометр А.с.567149 СССР

Применены также структурные метода снижения влияния неидеальности ЗУ и собственных шумов в паузе при измерении фазовых сдвигов радиоимпульсных сигналов большой скважности [54].

При проектировании РТУ с высокими показателями качества решаются задачи многокритериальной оптимизации. Требования к точности, помехоустойчивости, быстродействию определяются функциональным назначением разрабатываемых устройств.Так например, в ГКФ нет существенных ограничений на быстродействие. Важное значение имеют эксплуатационные и экономические показатели качества. При разработке устройств на основе СФС решались задачи:

- выбора эффективных критериев качества;

- задания весовых функций для кавдого из критериев качества ;

- выбора метода решения задачи многокритериальной оптимизации . Наиболее сложная из перечисленных задач - третья. Автором диссерта-

ции использован подход, изложенный в работах Михалевича B.C., Вол-ковича В.Л.[51]. Т.к. невозможно найти решение оптимальное по всем критериям одновременно, то осуществляется выбор компромиссного варианта проектируемого устройства или системы. Использован двухэтапный алгоритм поиска лучшего варианта сложной системы. На первом этапе исключаются все варианты системы из полного множества, не удовлетворяющие хотя бы одному из критериев качества. На втором- для каждого из вариантов, удовлетворяющих в заданной степени всем критериям качества и ограничениям, определяются численные значения критериев и производится выбор лучшего варианта.

Недостатком метода является необходимость проведения большого обп-ёма вычислений матриц значений критериев качества, соответствующих различным техническим реализациям устройства (системы).

Этот подход был использован при выборе архитектуры быстродействующих АСК[51]. Метод может дать неоптимальное решение, если выбранное множество возможных решений окажется неполным. Этих недостатков лишен метод многокритериальной оптимизации, основанный на аналитическом определении класса парето-оптимальных решений. Однако метод не получил еще необходимого развития - при многокритериальной оптимизации СФС он использован только Ю.Ф. Игнатовым применительно к линейным моделям ФАПЧ. Проводятся исследования по практическому приложению методов многокритериальной оптимизации.

9 JIpiimjmH

Принципы использования СФС в радиотехнических системах и устройствах изложены в работах В.Линдсея , Э.Витерби, В.Манассевича, коллектива под руководством В.В.Шахгильдяна, В.А.Левина и т.д.

Вопросы применения СФС при построении прецизионной измерительной аппаратуры достаточно полно отражены в монографии Н.С.Жилина. В практических реализациях устройств для обеспечения высоких технических характеристик в широком частотном диапазоне используются СФС с ПЧ. При преобразовании частоты в СФС должны быть выполнены условия минимального искажения информационного параметра преобразуемого сигнала, обеспечения надежности функционирования и высоких эксплуатационных характеристик. Труды автора посвящены как проблемам разработки ПРЧ непрерывных и радиоимпульсных сигналов, обеспечивающих высокие технические характеристики в УВЧ диапазоне [8,10, 14-17,29-32], так и разработке РТУ различного класса [45-49].

во

9.1 Разработка СЧ, ГВИ и радиоимлульсных фазометров Проблемам построения и анализа синтезаторов частоты посвящены работы [28,44]. Исследованы флуктуационные погрешности кварцевых генераторов с управляемой временной задержкой на основе систем ФАПЧ [28], быстродействие синтезатора фазы и частоты с малым временем переключения, вопросы программного управления работой СЧ СВЧ диапазона [44]. Структурная схема связного СЧ с малым временем переключения частоты, внедренного в ЦКБА "Автоматика", приведена на рис 23.

„грубо"

Рис 23 Структурная схема СЧ

СЧ обеспечивает в диапазоне 1...2 ГГц шаг изменения частоты 100 кГц, время переключения не более 10 мкс при уровне подавления побочных составляющих в спектре не менее минус 70 дБ при отстройке по частоте более I МГц. Дополнительный СЧ также реализован на базе ФАПЧ.

Эффективен принцип построения радиоимпульсных ПФК и фазометров на основе РИФАПЧ. Для достижения в практических реализациях устройств этого класса высоких технических характеристик решены проблемы ПЧ широкополосных сигналов [8,10,31], аппаратурного уменьшения информационных искажений сигналов [1,31] и практической реализации радиоимпульсных фазометров [35,45]. Структурная схема устройства для измерения разности фаз радиоимпульсных сигнвлов [55] приведена на рис. 24. В разработанных структурах на основе РИФАПЧ достигнуты высокие технические характеристики измерения и преобразования фазовых сдвигов когерентных радиоимпульсных последовательностей: Аф г£2° при г £ 0.1 мкс, частотах несущей 1...500 МГц, динамичес-

АД-амплитудный детектор

Кл- влектронный ключ УО-усилитель-ограничи-

тель

Рис .24 Устройство для измерения разности фаз радиоимпульсных: сигналов A.c. 602877

ком диапазоне амплитуд (ДЦА)- до 60 дБ, частоте повторения радиоимпульсных сигналов I...I00 кГц.

9.2 Разработка ГКА УВЧ диапазона Создание прецизионных ГК амплитуда УВЧ и СВЧ диапазона на основе СФС с ПЧ сопряжено как с исследованием влияния погрешностей ПЧ на точностные характеристики ГКА [14-16, 19], экспериментальными исследованиями и аппаратурными методами уменьшения амплитудных погрешностей [37], так и с созданием новых структурных решений, защи-щвденных A.c. [56], а также с автоматизацией работы устройств. Структурная схема ГКА УВЧ и СВЧ-диепазона приведена на рис. 25.

+ Выход,

Л

> V

*dB

dB

JL

НЯйННейЗ l

ЫлчШ

-*dß

ССПЧ

ЬdB

с cm

чщ*

ч>

т>

(L

са

'fm

ou

/dB

-Üm+ьЯ

I

V

jUUi

Рис.25 Структурная схема ГКА A.C. I635150

При разработке ГКА практическое значение имеет обеспечение линейности амплитудной характеристики ПРЧ [15] и калибровки начального уровня ВЧ сигналов с помощью диодных детекторов. Проведено срав-

нение по линейности амплитудной характеристики и уровню комбинационных помех ПРЧ, выполненных на полупроводниковых диодах и транзисторах и имеющих различные схемные реализации. Для кольцевого диодного СМ нелинейность амплитудной характеристики 7 определяется:

^ (1 -8Л.г10+6 (ХР10 )2)

8 (1 +А.г10 ) 5+т4л2 [ 1 -8Л.г10+6 (Л.г10 )г ]

(46)

где ито, и - напряжение входного сигнала и сигнала гетеродина, \ - крутизна ВАХ диода;

г = гб+гг+г ~ сУммаРное сопротивление потерь. Значение 7=0.08% при и = 14 мВ, 7= 2% при и = 71 мВ, что под-

1 А тс 1 тс

тверждается экспериментально. Составляющие спектра частоты гс и £

на выходе СМ имеют уровень подавления 35 дБ и 25 дБ.

На частотах свыше 100 МГц предпочтительнее использование СМ

на встречно-параллельных даодах(ВГЩ). Для ВПД гпч= 2гр± flз, у них

меньшая разбалансировка, в два раза меньше, чем у кольцевого СМ.

Как показано в работе [17], для этого случая:

7 = [(2Б.(А,.и г)/ККи)) - 1] 1 I тпс 1 то

где Б1(х) - модифицированная функция Бесселя мнимого аргумента.

Величина 7 при итс = 71 мВ имеет значение 2 %- примерно, как у кольцевого СМ. Наиболее чистый спектр с малым уровнем комбинаций дают СМ на германиевых диодах с амплитудами и в 3-8 раз меньшими, чем у кремниевых. В работе получены также зависимости для расчета 7 в двухтактных СМ на полевых транзисторах. Для СМ на ГТ313Б: 7*<3% при и =71 мВ, 7=0.1% при и =14 мВ.

г тс 1 г тс

С точки зрения минимума 7 и уровня КЧ целесообразно использовать двухзатворные полевые МОП-транзисторы, т.к. у них зависимость тока стока 10 от напряжения первого затвора-истока близка к квадратичной [17]. Величина 7 для СМ на транзисторе КП350А составляет

0.07% при и =141 мВ и 7= 0.7% при и = 0,42 В. г то 1 с то

В практических образцах при fc= 100 МГц, ^=100 кГц, ис= 100 мВ и иг = 0.5 В реализована величина 7 « 0.1 %.

Калибровка начального уровня высокочастотных__сигналов^

с помощью диодных детекторов

Исследованы возможности применения в детекторных головках диодов типа КД514, АД-516 [21]. Основная задача анализа диодного ком-

пенсационного детектора в УВЧ диапазоне - определение частотной характеристики коэффициента передачи с использованием адекватных эквивалентных схем и аппроксимации. Ток на начальном участке ВАХ диода аппроксимирована полиномом второй степени с отсечкой:

Г а.и + а? и 2(Ю, и (1;) и' . I П)= ] 1 в 2 6 Е

ё I о, и^) < и

где и^(-Ь) - напряжение на р-п переходе диода,

и - точка на характеристике, соответствующая резкому увеличению тока через диод. Для эквивалентной схемы детектора в соответствии с законами Кирхго-ффа составлено ДУ относительно и^(-Ь). При решении ИДУ использована методика ФРВВ [1,21]. Функция Грина имеет изображение по Лапласу:

С(р)=1/[1+т +р(гб+7(г1+т;д>)+р2г[1(г0 + гид)]

где 7=^0 -гб=снкб -^б7 нб

сопротивление потерь ; индуктивность выводов диода ; Сн- емкость в нагрузке детектора; тд- постоянная времени диода. Неравномерность частотной характеристики о (и) определялась :

а<ш)= |0(ш)|/с(0) Нйже в таблице 2 представлены результаты расчета модуля а(«с) и величины 6(оз) (в процентах) для диода АД516Б .

Таблица 2

1с( МГц) I 100 250 500 750 1000

с (и) 0.9766 0.973 0.968 0.9668 0.9662 0.96618

0 0.3 0.78 0.92 1.0 1.07

Для менее широкополосного диода КД514 при £С=Ю00 МГц б(ш)е*10 %. Получены выражения для составляющих ряда Вольтерра : я^МуоМ оов (о^-Ь-Аф)- 0(0)оов 8]

2

О

где в-угол отсечки ;

х= а2йб >(р)=[i +р()] (ир)

(47)

На основании неравенства Буняковского-Шварца оценена погрешность усечения функционального ряда:

а^тах-^х^-Ь)!/!*., (-Ь)|| = е а^Ид

где е= 1-оов 9.

Для диода АД516 при е=0.01,а2=0.05 тА/В3,ит=3 В,1^=10 Ом - а, =1.5%.

Аналогично для отношения третьего и второго членов ряда имеет место зависимость: а£=2е а2итйб.

Доказано, что два члена ряда обеспечивают погрешность анализа <1%. Уравнение для расчета угла отсечки:

а1йн0(0)в3/3 +2/15 [а1Рн+к(0)а2Енито(0)]о(0)85= % (48) где к(о)=1-а1нбс(0). Показано, что при выборе йд из условия >Ю6 Ом изменение амплитуды--и ведет к малым приращениям угла отсечки. Исследовано влияние частоты входного сигнала ш на величину угла отсечки 8. Решено уравнение для расчета 9 с учетом зависимости о от частоты :

83 +3 5(0)8 -3'ГС/а1КнС(а)с)=0 (49)

Расчеты показали, что инерционность даода приводит к уменьшению коэффициента передачи детектора. На ЭВМ проведены расчеты погрешности за счет частотной зависимости

Ош = (сов 0 - 0068)/ ооб0 где 9 -рассчитано из (49),

9*-значение угла отсечки на нижних частотах (48). Максимальная величина для АД516Б при ?о=1000 МГц -> $ ± 0.95 %. Анализ показал, что использование полупроводниковых диодов, обладающих малой инерционностью позволяет осуществить с погрешностью 1% установку максимальной амплитуды сигналов ГКА в диапазоне частот до 1000 МГц. Аттестация детектора на диоде АД516Б во ВНИИМ им. Д.И.Менделеева показала, что расхождение теоретических результатов с экспериментальными не превысило 10% (рис26).

РИС26 Градуировочная кривая детектора на диоде АД 516В

9.3 Разрабдтка_ГК_сложнта_сигналов Направлением, в котором использование СФС с ПЧ и фазовых принципов позволило достичь высоких показателей , явилось создание прецизионных калибраторов коэффициентов гармоник. Проблемы разработки и исследования СФС для генераторов калиброванных сигналов (ГКС) решались в работах [39-41,47]. Вопросам автоматизации управления и практической реализации ГКС посвящены работы [40,41]. При чем, при анализе использована методика ФРВВ, разработанная автором.

В работах Н.С.Жилина, В.В.Гришаева и автора диссертации был развит метод формирования сигнала с прецизионной регулировкой коэффициента гармоник Кг в диапазоне частот свыше I МГц, основанный на фазовой модуляции при гармоническом воздействии. Структурная схема устройства, реализующего указанный принцип, приведена на рис.27 .

Рис. 27. Широкополосный генератор с прецизионной регулировкой коэффициента гармоник

В рассматриваемом генераторе две системы СФС обеспечивают равенство частот ПГ1 и ПГ2. Кроме того, первая СФС, осуществляющая подстройку частоты ПГ1, работает в режиме фазового модулятора. В результате сигнал на выходе ПИ: ивых^= А oos(cot - ш sinfit). Коэффициент гармоник выходного сигнала кг".

«> П 2 1/2

Kj,={ S tJn+1(m)~ (-1) Jn_.,(nO] } / [ J2(m)+J0(m)] (50) n=2

где Jn(m)-функция Бесселя n-го порядка аргумента m . Основными источниками погрешности установки Кр являются гармоники ПГ1, ОГ, неидеальность перемножителя, нелинейность аттенюатора (АТТ) и влияние внутренних шумов. При реализации CMI на полевом транзисторе при воздействии на его вход uor(t)=Eor,ooe uQt и фазомодударованного сигнала ПГ1 : u1(t)=Enroos(a)11+ m Bin Ot) погрешность задания k определяется:

Дк = (a^/ISOg)Е ог/ Епг1 гда o¡2,a4 - коэффициенты второй и четвертой степени полинома, аппроксимирующего ВАХ полевого транзистора.

Для уменьшения Дк необходимо выбором режима транзистора обеспечивать максимальное отношение а^/ а4 . Практически Дк=6 Ю-?

В рассматриваемом широкополосном генераторе СФС используется в режиме Ш [39] и нелинейность модуляционной характеристики определяется характеристикой ФД1, которая для балансного ФД при отношении входных сигналов Е^/ Е^ =0.5 имеет вид:

«^-{йНд • Епг1 /(VRi>} (°овФ/2 ф/£) При этом сигнал на выходе CMI определяется: UCM(t)= oos№t+m Bin fit]+(J3(m/2)/J1 (m/2)) sin 30t] Зависимость погрешности задания Кг от ш для различных соотношений Еог/ Епг1 приводится на рис. 28.

от индекса фазовой модуляции ш

Исследование фазовых шумов и детерминированных помех показывает', что при оптимальном выборе параметров уровень шумов не превысит - 90 дБ от уровня первой гармоники и внесет составляющую погрешности : Кш $ 0.03%. Экспериментальные исследования макета генератора с £с=100 МГц показали, что погрешность установки Кг не превысила 1% . Разработанные образцы внедрены на предприятиях МРП.

9 • 4 Фазовые принципы построения быстродействующих АСК

Использование СФС позволило не только решить проблему разработчиков АСК, использующих традиционные методы проектирования, заключающуюся в обеспечении малой нестабильности временного положения импульсных тест-последовательностей (ТП), возрастающей с ростом тактовой частоты г , но и уменьшить погрешности, обусловленные помеха ми в генераторном канале [3]. Специфика использования СФС для построения подсистем синхронизации, формирования ТП и контроля отк-

лика быстродействующих АСК рассмотрена в работе[31. Исследованы быстродействие СФС УВЧ диапазона, влияние ПЧ и межканальных связей на технические характеристики подсистем. Показано, что применение СФС наиболее эффективно при создании подсистем синхронизации АСК и сис-стем ДКФ сверхскоростных СБИС. В состав системы ДКФ с Г^до 1024 МГц входят синтезаторы фазы(СФ) и СЧ, построенные на основе СФС [42,50].

Анализ быстродействия ИФАПЧ с ДПКД проведен с использованием зависимостей (44),(45) для оптимального выбора параметров кольца и расчета 1; . При оценке погрешностей, обусловленных помехами с выхода СМ и ФД, эффективно использованы результаты анализа СФС с гетеродинными и стробоскопическими ПРЧ Ш. При практической реализации системы ДКФ выполнены условия обеспечения допустимого уровня межканальных связей и аппаратурные методы обеспечения однозначных частотных соотношений в СФС [48,50]. Анализ уровня собственных шумов СФ и СЧ показал, что в широкополосных СФС даже при осуществлении параметрической оптимизации СКО фазы сигнала ПГ о... в каналах сос-ставляет (3...4)*Ю рад. В канале задания положения фронта тест-импульса на частоте 64 МГц значение Од^, обусловленное шумами такого уровня, равно - 15.6 пс . Структурная схема ДКФ с т до 1024 МГц и программным управлением от ПЭВМ РС/АТ [49] приведена на рис 29.

БЛОК

ог

р П

ТЫ

КАНАЛ

с инт-

сигнал

*ГТП

I!!

г фу

КАНАЛ сикхро-ЦсигнААА ФРОНТА

Ыср

малыши

ПОЛ ОзШие ?._7 -ЩАЛЬН

канал синхросигнала. среза

НАПАЛ СННХРО-^ СЧГНА\А ЗАЛ«СИ

^ПГТТГ

ЦЗАП

Ыкор.ЗАП-число "то * номер

ЦИКЛОВ ТАКТОВ АМХРЕГА

ъ ФТС

и™

JJ.cc

БЛОК коррекции

ГТП - генератор тест-последова-тельноотей (ТП)

ФУ - форматирующее устройство

ЧмО^.и,- на-ф ср* зап

пряжения фронта,

среза и записи

ФТС- формирователь тест-сигнала

X - тактовая чат

стота исс - напряжение

синхросигнала

кор

напряжение коррекции

Рис.29 Структурная схема системы ДКФ сверхскоростных ИС

Исследовано влияние запаздывания в элементах СФС на быстродействие и устойчивость. Получен ряд новых теоретических результатов [3,4], использованных при практической разработке системы ДКФ. Технические характеристики системы по ряду параметров UTmax> дшт-тер фронтов тест-импульсов ) превосходят лучшие зарубежные системы контроля Viking И Mega One (USA), 1-3341 Фирмы Takeda Ricken Advan-test (Japan) и не имеют пока аналогов среди отечественных АСК .

9.5 Программное управление устройствами на основе СФС и

коррекция составляющих погрешностей Вопросы микропроцессорной коррекции нелинейности преобразования амплитудной информации в ГПЧ и СПЧ изложены в работах [20,37], коррекции амплитудно-фазовой погрешности КФ - в [38] и монографии Н.С.Жилина. Применение коррекции позволило повысить точностные показатели разработанных устройств УВЧ диапазона. Разработаны структуры преобразователей амплитудной информации автоматических устройств для поверки ВЧ вольтметров [37] и устройства автоматизированного

I- сч

3-управляемый аттенюатор

3- фильтр

4-прео<5разователь 5~вольтметр постоянного тока

6-ДПКД

7-управляемый фазовращатель

8-блок АПФ

9-формирователь строб-импулъсов

Рис 30 Автоматизированный преобразователь амплитудной информации

В автоматизированном калибраторе коэффициента гармоник [40] осуществляется автоматизированное задание калиброванных значений Кг и обработка результатов измерений. Разработаны интерфейсы для задания фазовых сдвигов с помощью ПЭВМ в КФ [60]. В подсистемах синхронизации АСК и устройствах ДКФ IBM PC/AT программно задает необходимые временные сдвиги тест-импульсов, осуществляет коррекцию уходов параметров СФС в каналах, а также управление работой подсистем [48,49] (рис 31). Опыт разработок РТУ на основе фазовых методов показал, что применение СФС с ПЧ ввиду сравнительной простоты программного управления фазой сигналов позволяет в полной мере реализовать возможности использования ВТ для улучшения технических характеристик

контроля фазовых систем (рис 30).

rajj

i

4

л

> г

5

1

к

5

ОСИ

еис

сз

{Ц

тп

1-подсистема синхронизации

2-канал опорных синхроимпульсов ОСИ

3-канал синхроимпульсов фронта СИФ

4-канал синхроимпульсов среза СИС

5-канал синхроимпульсов записи СЗ

6-генератор тест-последовательностей

7-форматирующее устройство

8-ЭВМ

Рис 31 Структурная схема генераторного канала быстродействующей АСК с тактовыми частотами до 1024 МГц

разрабатываемых устройств .

Ниже приведены характеристики разработанных генераторов-калибраторов фазы, временных интервалов, амплитуды и сложных сигналов, аттестованных в органах Госстандарта.

Калибраторы фазы

диапазон частот диапазон задания фазы дискретность задания фазы погрешность задания фазовых углов время непрерывной работы приборов

- 0.1- 1000 МГц

- О- 360°

± 10°. ± 0.1°; 8 часов

± 5.625° Р=0.9Э7

Генераторы-калибраторы временных интервалов

частота следования импульсов-

нестабильность частоты

диапазон задаваемых временных сдвигов

дискретность изменения

погрешность относительного задания временного сдвига

выброс на вершине импульса

Генераторы-калибраторы амплитуды

диапазон частот

максимальный уровень сигналов

диапазон изменения выходных сигналов

погрешность установки в диапазонах

10-100 МГц 100-1000 МГц коэффициент нелинейных искажений

- 0.1- 1000 МГЦ

- Ю"7

- не менее периода частоты следования импульсов

- 0.01- 10 не

10 пс, Р=0.997 не более 10%

0.1-1000 МГц 3-5 В 60дБ

0.3 % 0.7 %

выходных сигналов - 0.05 %

- индикация - цифровая

Генераторы-калибраторы сложных сигналов

- диапазон частот ело ясных сигналов - 0.05- 600 кГц

- диапазон значений коэффициента гармоник - 0.1- 100 %

- погрешность установки значений . коэффициента гармоник - 0.01- 10

- диапазон регулировки фазового сдвига - 0- 360°

- погрешность установки фазового сдвига - 0.1°

- диапазон регулировки временных интервалов - 0- 10 мке

- минимальный дискрет временных интервалов - 10 лс

- погрешность установки временного интервала - 50 лс

Все выше описанные приборы соответствуют по условиям эксплуатации I группе ГОСТ 13565-68.

Синтезаторы частот с малым временем переключения

- диапазон частот - 400-2000 МГц

- шаг сетки частот - 0.25 МГц

- время переключения частоты - менее 10 мке

- уровень побочных составляющих

при отстройке по частоте более 1МГц - -70 дБ

- конструктивное исполнение - модульное

Системы динамического контроля функционирования СБИС

- диапазон тактовых частот - 10 - 1024, МГц

- интервал временных сдвигов - 0.125 - (п*10) не

- дискрет задания временного положения импульсов фронта среза - 125 пс

- погрешность задания временного

положения тест-импульсов - 17 пс

л.

- джиттер фронтов тест-импульсов - - 14 пс

- управление работой - программно от

ЭВМ

На рис.32-36 приведен внешний вид приборов, разработанных и внедренных при участии атора диссертации. Высокие метрологические характеристики приборов подтверждены актами их аттестации в органах Госстандарта.

I

. ' ; и&о л'. ...•

Т „X, 1ГГТЛГ: .-.г. , .*:

РИС 32 Фазометр радиоимпульсный высокочастотный ФВ-05

Рис 33 Генераторы-калибраторы фазы ИДФГ-8 и ИДФГ-11

& <21

■!«•> "><•>■*). •)! • •«> V •{?> • (*'<.« <*<•"< -Ш

Рис.34 Генератор-калибратор амплитуды ГКА-01

РИС.35 Генератор калиброванных сигналов ГКС-01

РИС.36 Генератор временных интервалов ГВИ-2

ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ РАБОТЫ В диссертации обоснована и решена крупная научно-техническая и народнохозяйственная проблема создания прикладной теории систем фазовой синхронизации с преобразованием частоты и разработки на ев основе радиотехнических устройств и систем ВЧ / УВЧ диапазона с широким частотным диапазоном, повышенным быстродействием, улучшенными точностными и эксплуатационными характеристиками.

Основные научные и практические результаты диссертации :

1- разработаны методология и алгоритм построения математических моделей систем ФАПЧ с преобразованием'частоты, базирующиеся на применении методов малого параметра и "грубых" систем при понижении порядка НЦУ, являющихся математическими моделями систем;

2- разработана методология анализа ПРЧ и СФС с преобразованием частоты, базирующаяся на новой методике и алгоритме решения ИЩУ с использованием функциональных рядов Вольтерра-Винера, позволяющая упростить нахоздение членов ряда и сократить об"ём вычислений;

3- развит метод анализа стробоскопических ПРЧ, представляющий сочетание методов малого параметра и гармонического баланса, использующий оригинальную аппроксимацию нелинейных характеристик диодов и формы строб-импульсов, получены аналитические зависимости для расчёта линейности преобразования информации об амплитуде и фазе ВЧ/ УВЧ сигнала на промежуточную частоту-, функционально связанные с параметрами входных сигналов и ПРЧ;

4- разработаны аналитические и программные средства исследования погрешностей преобразования частоты непрерывных гармонических и радиоимпульсных сигналов в УВЧ диапазоне;

5- развит метод асимптотического разложения в ряд по малому параметру решений НДУ с запаздывающим аргументом и уравнений с малым параметром при старшей производной , позволивший получить ранее не известные аналитические выражения для трех первых членов ряда, справедливые при характеристиках фазовых детекторов произвольного типа, и существенно упростить нахождение последующих составляющих ряда;

6- разработаны и исследованы методом конечных разностей дискретные математические модели систем ФАПЧ с запаздыванием, определены области их применимости, получены практические рекомендации;

7- при комплексном исследовании проблемы стабилизации промежуточной частоты в гетеродинных и стробоскопических. ПРЧ получены зависимости

для расчета погрешностей преобразования, обусловленных применением системы стабилизации ПЧ, сформулированы требования к режимам работы и параметрам ССПЧ, сформулированы условия обеспечения однозначности алгоритма и надежности функционирования СФС с гетеродинным ПРЧ ;

8- исследовано влияние шумов и дестабилизирующих факторов на фазо-запоминающие свойства радиоимпульсных и импульсных СФС, предложены структурные схемы РТУ, использующих эти свойства для повышения точностных характеристик при радиоимпульсном входном воздействии ;

9- определены условия минимизации погрешностей преобразования частоты непрерывных и радиоимпульсных сигналов, минимизации времени переходных процессов в импульсных системах ФАПЧ, структурные методы улучшения технических характеристик радиоимпульсных пребразователей "фаза-код", генераторов-калибраторов амплитуды, подсистем синхронизации быстродействующих АСК;

Ю- предложена и разработана концепция построения быстродействующих АСК на основе систем фазовой синхронизации, позволившая обеспечить высокие точности задания временного положения тест-импульсов на тактовых частотах до 2ГГц при малом времени установки параметров тест- сигналов с помощью ЭВМ, развиты методы построения и анализа подсистем синхронизации быстродействующих АСК и систем ДКФ сверхскоростных ИС, превосходящих по своим техническим характеристикам отечественные, а по ряду параметров, и лучшие зарубежные АСК;

11- теоретически обоснованы и практически исследованы фазовые принципы построения радиоимпульсных преобразователей "фаза-код", ГВИ, СЧ с малым временем переключения, ГКА и генераторных каналов быстродействующих АСК УВЧ диапазона; показано, что фазовые принципы построения РТУ в виду относительной простоты управления фазой сигналов позволяют в полной мере использовать возможности ВТ для улучше-* ния технических и эксплуатационных характеристик (микропроцессорная коррекция погрешностей, программное задание параметров сигналов,..);

12- с использованием предложенных автором диссертации методов анализа, полученных на их основе зависимостей и рекомендаций разработан широкий класс прецизионной фазовой радиотехнической аппаратуры: КФ, радиоимпульсные ПФК, ГВИ, ГКА, синтезаторы сложных сигналов и т.д., -обладающей техническими характеристиками на уровне лучших зарубежных образцов и аттестованной в органах Госстандарта .

В приложении к диссертации, направленном в адрес оппонентов и

ведущей организации представлены документы, подтверждающие внедрение разработок и их экономическую эффективность; отзывы на использование научных результатов автора диссертации в РТИ им. академика А.Л.Минца, СНШМ (Новосибирск), ВНШОФЙ, ЦКБА "Автоматика" (Омск) и другие документы, подтверждающие актуальность и эффективность проведенных исследований.

Содержание диссертации опубликовано в следующих основных работах:

I. Жилин Н.С., Майстренко В.А. Метрологические аспекты преобразования частоты.-Томск: Изд-во Том.университета, 1986.- 186 с.

2 . Жилин Н.С., Майстренко В.А., Сайфутдинов К.Р. Разработка фазовых каналов прецизионных измерительных и генераторных устройств УВЧ диапазона // Тр.Междунар.науч.-техн.конф. "Актуальные проблемы электронного приборостроения",т.б.-Новосибирск.-1992.-С.12-16.

3 . Жилин Н.С., Майстренко В.А. Проблемы разработки систем фазовой синхронизации для автоматизированных систем контроля сверхбыстродействующих изделий электронной техники // Электронная техника. Серия 8. Управление качеством, стандартизация, метрология, испытания.-1991.-Вып. 4(146).-С.19-21.

4 . Майстренко В.А. Методы исследования систем фазовой синхронизации с преобразованием частоты в УВЧ диапазоне // Тр.Международ. НТК "Актуальные проблемы электронного приборостроения", т.6.- ч.И. -Новосибирск.-1992.-С.116-120.

5 . Майстренко В.А. Моделирование систем фазовой синхронизации с преобразованием частоты // Сб.тез.докл. Региональной конференции "Актуальные проблемы моделирования на ЭВМ систем передачи информации". -Новосибирск. -Изд-во ВЦ СОАН СССР.-1990.-С.61-62.

6 . Майстренко В.А. Исследование информационных моделей систем фазовой синхронизации // Сб.тез. докл. НТК с международным участием "Радиотехнические системы (навигации, связи), средства измерений и новые информационные технологии",ч.2.- Красноярск.- 1992.- С.39-41.

7 . Майстренко В.А. Моделирование переходных процессов в фазо-метрических преобразователях частоты широкополосных сигналов // Сб. труд. Респ. НТК " Методы и средства преобразования сигналов ".-Рига: Зинатне.-1976.-С.185-188.

8 . Майстренко В.А. Переходные процессы в транзисторных радиоимпульсных преобразователях частоты.- Сб. статей "Радиотехнические измерения в физических исследованиях".- М.: Наука.-1977.- С.98-100.

9.У.A.Maystrenko PHASE LOCKED LOOPS INFORMATION MODELS INVESTIGATION// Тез. док. НТК с международн. участием " Радиотехнические системы (навигации, связи), средства измерений и новые информационные технологии"/!.2.- Красноярск,1992.- С.41-43.

10. Жилин Н.С., Майстренко В.А. Преобразование широкополосных сигналов со стабилизацией промежуточной частоты // Сб.тез.докл. I Всес. НТК "Методы и средства преобразования сигналов", т.н.- Рига: Зинатне.-1978.- С.104-107.

11. Майстренко В.А. Исследование фазовых погрешностей преобразования частоты радиоимпульсных сигналов с помощью функциональных рядов Вольтерра-Винера // Сб.матер. Ii Всес.симпозиума "Нелинейные искажения в приемно-усилительных устройствах".-Минск.-1980.-С.71-74.

12. Майстренко В.А. Графоаналитический способ определения комбинационных частот в нелинейной цепи преобразователей частоты.- В сб. " Научное приборостроение для физических исследований ч.1.-Красноярск, 1975.- С. 163-168.

13. Майстренко В.А. Применение метода функциональных рядов Вольтерра-Винера для анализа фазовых радиотехнических систем // Сб. докл. Всео. НТК " Современные проблемы фазоизмерительной техники и ее применения".- Красноярск.-1989.- С.196-197.

14. Жилин Н.С., Майстренко В.А., Никонов A.B. Исследование линейности преобразования амплитуды высокочастотных сигналов кольцевыми стробпреобразователями// Радиотехника и электроника.- М.: Наука, 1985, Вып.II.-С. 2254-2260.

15. Жилин Н.С., Майстренко В.А., Никонов A.B. Исследование линейности амплитудной характеристики кольцевых стробоскопических преобразователей нвносекундного диапазона // Техника средств связи, Серия РИТ.-1985.-N 1.- С. I-I2.

16. Майстренко В.А., Никонов A.B., Крутов С.Н. Амплитудно-частотная погрешность стробпреобразователя с обратной связью // Изв.вузов. Радиоэлектроника.- 1986.-N 1.- С. 80-82.

17. Майстренко В.А., Никонов A.B. Нелинейность амплитудной характеристики гетеродинных преобразователей частоты // В межвуз. на-учно-технич.сборн. "Проблемы метрологии и метрологическое обеспечение средств измерений ттеременного тока".-Томск. 1985.-С. 88-95.

18. Майстренко В.А., Никонов A.B., Крутов С.Н. Математическая модель стробпреобразователя с обратной связью // В сб. тез. докл.

Всес. НТК "Радиотехнический измерения в диапазонах высоких (ВЧ) и сверхвысоких (СВЧ) частот".- 1984.- С.225-226.

19. Майстренко В.А., Никонов A.B. Влияние нестабильности параметров стробимпульсов на амплитудную погрешность стробпреобразова-теля // Сб.тез. Y Всес. НТК "Осциллографические методы измерений".-Вильнюс.-1985,- С.I40-141.

20. Майстренко В.А., Никонов A.B. Нелинейность амплитудной характеристики ключевого преобразователя частоты // Сб.тез.докл. II Всес. НТК "Измерение параметров формы и спектра радиотехнических сигналов".-Харьков.-1989.-С.156-157.

21. Жилин Н.С., Майстренко В.А., Эрастов В.Е. Исследование компенсационного вольтметра на полупроводниковом диоде // Изв. вузов. Приборостроение.-1983, N 6.~ С.22-26.

22. Майстренко в.А. Расчет фазовых погрешностей преобразователей частоты радиоимпульсшх сигналов на полупроводниковых диодах // Сб. статей аспирантов ТИАСУР "Схемные решения и анализ точности измерительных устройств".- Вып.II.-Томск.-1976.-С.68-74.

23. Майстренко В.А. Переходные процессы в резонансном контуре при больших расстройках частот// В сб.: Научное приборостроение для физических исследований, Ч.1.- Красноярск, 1975.- С. 169-173.

24. Жилин Н.С., Майстренко В.А. Статистические свойства систем фазовой автоподстройки с преобразованием частоты // В сб. статей "Метода и средства преобразования сигналов в научном приборостроении".- Красноярск: СО АН СССР.-1979,- С.175-180.

25. Майстренко В.А., Сайфутдинов K.P. Исследование динамики систем ФАПЧ с запаздыванием // Сб.тез.докл.Всес. НТК "Современные проблемы фазоизмерительной техники и ее применения ".- Красноярск.-1989.- С.189-190.

26. Майстренко В.А. Методы исследования динамики прецизионных систем фапч по вторичным биениям//Сб.тез. докл. iy Всес.симп. по исследованиям в области измерений времени и частоты.-М.:1990.-С.95-97.

27. Майстренко В.А. Анализ астатической системы ФАПЧ при ЛЧМ радиоимпульсном входном сигнале //Сб. тез. докл. Всес. конф. НТОРЗС им. А.С.Попова.- Каунас.-1983.- С.47-48.

28. Майстренко В.А., Субботин Л.С. Анализ флуктуационных погрешностей в кварцевых генераторах с управляемой временной задержкой на основе ФАПЧ // Межвузов, сб. "Пьезо- и акустоэлектронные уст-

ройства".- Омск.- 1983.- С.32-36.

. 29. Майстренко В.А., Никонов A.B., Сайфутдинов K.P. Погрешность задания временных соотношений в системах динамического контроля функционирования сверхскоростных СБИС// Сб. тез. докл. I Мезду-нар.конфер. "Нанотехнологни, наноэлектроника и криоэлектроника".-Барнаул.- 1992.- С. I20-I2I.

. 30. Жилин Н.С., Кузнецкий Н.В., Майстренко В.А., Никонов A.B. Пути повышения быстродействия многоканальных универсальных контрольно- диагностических систем // Обмен производственно-техническим опытом .- М: НИИЭИР.- 1989, N 10 .- С. 14-15.

31. Жилин Н.С., Майстренко В.А. Аппаратурное уменьшение информационных искажений при преобразовании радиоимпульсных сигналов // Матер. Республ. НТК по информационным и измерительным устройствам.-Рига: Зинатне.-19?4.- С. 165-168.

32. Майстренко В.А. Оценка фазовых погрешностей и выбор параметров преобразователей частоты радиоимпульсных сигналов // Сб.тез. докл. ill Всес. семинара-совещания "Метрология в радиоэлектроника". - М.: 1975.- С. 64-65.

33. Майстренко В.А. Прикладные аспекты фазовой синхронизации с преобразованием частоты //Сб.тез. док. НТК "Повышение эффективности и качества синхронизации в системах связи".- Ярославль,1993.- С.34.

34. Майстренко В.А. Параметрическая оптимизация систем фазовой синхронизации с преобразованием частоты // Электросвязь.-1994 .35. Майстренко В.А. Исследование динамических и статистических

свойств радиоимпульсных фазометров на основе импульсных систем ФАПЧ // Межвуз.сб.науч.статей "Фазовые и частотные радиотехнические системы и устройства с цифровой обработкой".-Красноярск.-1981.-С.50-54.

36. Майстренко В.А., Супьян В.Я. Графоаналитический метод определения комбинационных помех при преобразовании частоты импульсных радиосигналов // Сб. ст."Фазоизмерительные системы и устройства". -Томск: Изд-во Томского университета, 1974.- С. 253-258.

37. Майстренко В.А., Никонов A.B. Преобразователи амплитудной информации автоматических устройств для поверки высокочастотных вольтметров //Сб. тез. докл. Всес. конф. "Робототехника и автоматизация производственных процессов", ч.З.- Барнаул.-1983.- С.123-124.

38. Жилин Н.С., Майстренко В.А., Ким Д.Н. Калибратор фазы с

микропроцессорной коррекцией амплитудно-фазовой погрешности // Тез. Всес. НТК "Радиотехнические измерения в диапазонах ВЧ и СВЧ".- Новосибирск.- 1984.- С.16-17.

39. Жилин Н.С., Гришаев В.В., Майстренко В.А. Исследование системы фазовой синхронизации в режиме фазового модулятора для регулировки коэффициента гармоник // Сб. тез. докл. Вс. НТК "Развитие и совершенствование устройств синхронизации в системах связи",- М.: Радио и связь.-1988,- С.122.

40. Майстренко В.А., Гришаев В.В. Автоматизированный калибратор коэффициента гармоник //Сб. тез. док. Вс. НТК "Радиотехнические измерения в диапазонах ВЧ и СВЧ".- Новосибирск.- 1984.- С.229-230.

41.Гришаев В.В., Майстренко В.А. Генератор с прецизионной регулировкой коэффициента гармоник // Изв.вузов. Сер. Радиоэлектроника.-1989,- N 1.- С.51-56.

42.Жилин Н.С., Майстренко В.А.,.Субботин Л.С. Генератор-калибратор временных интервалов // Сб. тез. докл. Всес. НТК "Радиотехнические измерения в диапазонах высоких (ВЧ) и сверхвысоких (СВЧ) частот".- Новосибирск.-1984.- С. 223-224.

43.Жилин Н.С., Майстренко В.А., Субботин Л.С. Кварцевые генераторы с управляемой временной задержкой на основе ФАПЧ // Межвуз. сб. ст. "Пьезо- и акустоэлектронные устройства".- Омск.-1982.-С.107-110.

44.Майстренко В.А., Субботин Л.С. Программно-управляемый синтезатор СВЧ // Сб.тез.докл.Всес. НТК "Применение систем фазовой синхронизации в синтезаторах частоты".-Куйбышев.-1986.

45. Жилин Н.С., Майстренко В.А. Радиоимпульсные фазометры // Сб. статей "Методы и средства преобразования сигналов в научном приборостроении",- Красноярск,- СО АН СССР.-1979,- С.92-96.

46.Майстренко В.А. Особенности применения систем ФАПЧ в устройствах контроля параметров оптоэлектронных систем //Сб. тез. докл. Всес. НТК " Оптоэлектронные устройства и системы ", ч. II,- Томск: Радио и связь,-1989.- C.I42-I43,

47. Жилин Н.С., Гришаев В.В., Майстренко В.А. Широкополосный генератор с прецизионной регулировкой коэффициента гармоник// Межвуз. тематич. сб. науч. трудов " Техника электрических и магнитных измерений ".- Омск ,1991.- С. 69-75.

48. Жилин Н.С., Майстренко В.А., Никонов A.B., Сайфутдинов K.P. Система динамического контроля функционирования сверхскоростных ИС

// Приборы и системы управления.-1991, N 3.- С.22-23.

49. Майстренко В.А., Никонов A.B., Сайфутдинов K.P. Автоматизированная система контроля сверхбыстродействующих изделий электронной техники // Электронная техника. Серия 8. Управление качеством, стандартизация, метрология, испытания.-I991, N 5.- C.II-I5.

50. Майстренко В.А. и др. Принципы построения генераторных каналов АСК ССИС // Межвуз. сб. науч. трудов "Теория и практика автоматизированных измерений".- Омск.-1990.- C.4-II.

51. Жилин Н.С., Майстренко В.А., Никонов A.B. Оценка качества автоматизированных систем контроля и диагностики // Сб. тез. докл. Всес. НТК "Проблемы стандартизации и повышения технического уровня автоматизированных систем различного назначения".- Минск.- 1988.-С.90-91.

52. A.c. 564149 СССР. Радиоимпульсный фазометр / Н.С.Жилин, В.А.Майстренко.- Опубл.1977, Ekui.N 28.

53.А.с. 885920 СССР . Радиоимпульсный фазометр / Н.С.Жилин, В.А.Майстренко.- Опубл. 1981, Бюллетень изобретений N 44 .

54 A.c. 885921 СССР. Фазометричэский преобразователь радиоимпульсов / В.В.Грншаев, В.А.Майстренко.- Опубл. 1981, БИ N 4455 A.c. 602877 (СССР). Устройство для измерения разности фаз радиоимпульсных сигналов/ Н.С-.Жилин, В.А.Майстренко.- Опубл. 1978, Бюл. N 14.

56 A.c.1635X50 СССР. Устройство для калибровки уровней высокочастотных и сверхвысокочастотных сигналов / В.А.Майстренко, А.В.Никонов.- Опубл. 1991, Bxui.N 10 .

57. А.с.1107294 СССР.Устройство фазовой автоподстройки частоты / В.В.Гришаев, В.А.Майстренко, А.В.Нилкин.- Опубл. 1984, БИ N 29.

__Личный_вкла5_автора. В работах, опубликованных в соавторстве, соискателю принадлежат: в [2,3,10,30,31,48-51]- участие в исследовании и решении проблемы повышения точности и быстродействия радиотехнических устройств и подсистем быстродействующих АСК УВЧ диапазона за счет использования оптимизированных систем фазовой синхронизации с преобразованием частоты; поиск путей анализа и решение задач параметрической оптимизации, формализация задач и разработка методов исследований; в [14-21,24,25,28,29,36,39]- участие в постановке и выборе путей решения задач, самостоятельная разработка ма-

тематических моделей и методов их анализа, получение аналитических решений и разработка алгоритмов моделирования задач, участие в их моделировании на ЭВМ ; в 137,38,40-44,47 3- участие в разработке идеологии построения и структурных схем устройств, экспериментальных исследованиях и анализе полученных результатов, разработке методик аттестации реализованных устройств; в [52-57]- разработка в соавторстве новых оригинальных решений и формул изобретения авторских свидетельств; в монографии [1]- участие в разработке структуры книги, идеологии изложения материала и написании введения, разделов 2.2, 2.3,3.4, самостоятельно написаны главы I и 4 и три первых раздела третьей главы.

- Автор диссертации выражает глубокую благодарность сотрудникам кафедры информационно-измерительной техники ТАСУР, лаборатории быстродействующих автоматизированных систем контроля Омского государственного технического университета и лаборатории телекоммуникационных технологий ИИТПМ СО РАН за конструктивное сотрудничество в области создания высокоэффективных радиотехнических устройств и быстродействующих систем атоматизированного контроля на основе принципов фазовой синхронизации.