автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.04, диссертация на тему:Исследование и разработка высокоэффективных импульсных преобразователей напряжения с ШИМ и систем электропитания на их основе

Кобелянский Алексей Евгеньевич

ИССЛЕДОВАНИЕ И РАЗРАБОТКА ВЫСОКОЭФФЕКТИВНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ С ШИМ И СИСТЕМ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ НА ИХ ОСНОВЕ

Специальность 05.12.04 Радиотехника, в том числе системы и устройства телевидения

АВТОРЕФЕРАТ диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Санкт - Петербург 2009

003474027

Работа выполнена на кафедре «Теория электрических цепей» Санкт-Петербургского государственного университета телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича.

Научный руководитель: Заслуженный деятель науки РФ, доктор технических наук, профессор В.Ф. Дмитриков

Официальные оппоненты: Заслуженный деятель науки и техники РФ,

доктор технических наук, профессор М.А.Сиверс

Доктор технических наук, профессор Б.Ф.Дмитриев

Ведущее предприятие: ОАО « Концерн Океанприбор»

Защита диссертации состоится « » УМаС ^Сл 2009 г. в 1 часов в ^Срауд. на заседании диссертационного совета Д219.004.01 при Санкт-Петербургском государственном университете телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича по адресу: 191186, СПб, наб. реки Мойки, д.61.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке университета. Автореферат разослан «. гг » ЦЛХИ- Су_2009 г.

Ученый секретарь

диссертационного совета Д 219.004.01 доктор технических наук, профессор

В.В.Сергеев

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность проблемы. Научно - технический прогресс в различных областях радиотехники, радиоэлектроники, системах связи и т.д. связан, с одной стороны, со всё возрастающей степенью использования интегральных технологий: интегральных микросхем, микроконтроллеров, микропроцессоров и т.д., что приводит к резкому снижению массы и габаритов РЭС и её узлов; с другой стороны разработкой и развитием новых принципов энерго- и ресурсосберерегающих методов генерирования электрических колебаний, усиления сигналов и преобразования электрической энергии в системах электропитания, которые являются неотъемлемой частью каждой радиотехнической и связной системы.

Современные РЭС резко ужесточают требования к энергетическим, массогабаритным показателям, экономичности, надежности, качеству вырабатываемой энергии и электромагнитной совместимости систем электропитания. Решение проблем энерго- и ресурсосбережении в устройствах электропитания осуществляется с использованием импульсных (ключевых) режимов работы усилительных приборов в преобразователях напряжения с промежуточным звеном высокой частоты (сотни килогерц - единицы мегагерц), современной элементной базы: мощных транзисторов (МОББЕТ, ЮВТ), мощных ультрабыстрых диодов, современных магнитных материалов и конденсаторов и т.д.

Наиболее широкое применение получили ИП на основе импульсных преобразователей напряжения (ИПН) с ШИМ, в основу которых положен принцип воспроизведения сигнала с применением широтно-импульсной модуляции параметров электрической энергии. Такие ИПН позволяют снизить загрузку питающих сетей реактивными составляющими мощности. Точность формирования требуемых значений полезной составляющей и степень подавления пульсирующей составляющей выходного напряжения определяют качество выходного напряжения ИПН.

От степени искажения потребляемого из промышленной сети тока ИПН существенно зависит качество напряжения в сети и величина потерь активной мощности. В свою очередь, от качества выходной энергии ИПН существенно зависит эффективность работы потребителей энергии ИПН, получающих от них энергию. Поэтому повышение качества преобразуемой ИПН энергии и качество используемой из сети электрической энергии является актуальной проблемой.

Импульсные источники питания являются одними из наиболее распространенных радиоэлектронных устройств, и они используются в многомиллионном количестве в различных отраслях науки, техники, промышленности и сферах обслуживания. Непрерывное расширение областей применения импульсных источников питания, постоянное возрастание требований к их характеристикам ставит перед теорией, перед разработчи-

ками новые всё усложняющиеся задачи, выявляет недостаточную проработку ряда важных теоретических проблем.

Всё более жесткие требования, предъявляемые современными РЭС к качеству вырабатываемой электроэнергии приводят к необходимости исследования новых принципов построения и развития теории, методов анализа и синтеза импульсных источников питания.

Одним из основных направлений повышения качества выходного напряжения систем электропитания, разработки высокоэкономичных надежных источников электропитания является их унификация и модульный принцип построения систем.

На протяжении ряда лет в научно-технической литературе практически отсутствуют публикации, содержащие углубленный комплексный анализ состояния систем электропитания на основе модулей в первую очередь их устойчивости, динамики. На многих предприятиях, в частности, Мин-судпрома, связи, Газпрома, в радиоэлектронных системах специального назначения, вооружения и военной техники (ВВТ) и т.д., системы электропитания с двукратным преобразованием энергии; системы, работающие на нелинейные комплексные нагрузки; системы с последовательным и параллельным включением модулей и т.д., используют покупные модули. В таких системах очень часто происходит генерация автоколебаний.

Одной из основных причин возбуждения систем электропитания, построенных на основе покупных готовых модулей многочисленных зарубежных или отечественных производителей, заключается в том, что все стабилизированные транзисторные преобразователи имеют отрицательную активную составляющую дифференциального входного сопротивления и комплексное выходное сопротивление с изменяющимися по частоте модулем и фазой. Поэтому очень часто при использовании таких модулей, устойчиво работающих в автономном режиме на резистивную нагрузку, при работе на сложные комплексные нагрузки; при работе в системах с двукратным преобразованием энергии; в системах, использующих входные ЬС-фильтры, происходит самовозбуждение системы, нередко сопровождающееся выходом её из строя.

Сложность исследования устойчивости импульсных стабилизированных источников питания, являющихся дискретно-нелинейными устройствами, общеизвестна. Применение хорошо разработанного метода усреднения систем дифференциальных уравнений, описывающих процессы в ИПН на отдельных этапах работы, и линеаризации полученного нелинейного дифференциального уравнения для исследования устойчивости импульсных систем электропитания часто является проблематичным из-за большой погрешности.

Поэтому исследование устойчивости всех перечисленных систем целесообразно проводить с использованием «эквивалентны» частотных характеристик, построенных для дискретных нелинейных систем. Этот метод

основан на введении возмущения в цепь отрицательной обратной связи (ООС) нормально функционирующего устройства, расчете реакции в установившемся процессе на данное возмущение; разложении реакции в ряд Фурье и построении частотных характеристик (АЧХ и ФЧХ) как отношение комплексной амплитуды реакции к комплексной амплитуде воздействия в заданном диапазоне частот. При данном методе расчета частотных характеристик (АЧХ и ФЧХ) не используются допущения и упрощения. Поэтому он является точным. Данная методика разработана научной школой Санкт-Петербургского государственного университета телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича.

Устойчивость работы ИПН типа DC/DC (преобразующих постоянное напряжение одного уровня в постоянное напряжение другого) и, особенно, перечисленных выше систем электропитания, существенно зависит от величины пульсаций выходного напряжения. Величина и форма пульсаций существенно влияет не только на устойчивость работы, но и на стабильность выходного напряжения под действием возмущающих факторов. Поэтому необходимо исследовать изменение величины и формы пульсаций от параметров СФ и, в первую очередь, от мало исследованных в литературе параметров: паразитных резистивных потерь в дросселях и конденсаторах сглаживающего фильтра.

При расчете пульсаций выходного напряжения в литературе обычно принимают допущение о малости резистивного сопротивления электролитических конденсаторов сглаживающих фильтров по сравнении с их емкостным сопротивлением на тактовой частоте работы силового транзистора ИПН и о малом влиянии на величину пульсаций выходного напряжения, что очень часто не соответствует действительности. Поэтому необходимо произвести измерения модуля и фазы полного (комплексного) сопротивления отечественных и зарубежных конденсаторов в широком диапазоне частот, эквивалентное резистивное сопротивление потерь (ESR) гс, паразитную индуктивность /с; найти эквивалентные схемы замещения конденсаторов и их фильтрующие свойства с учетом паразитных параметров.

Влияние паразитных резистивных потерь в конденсаторах СФ при малом сопротивлении нагрузки (единицы Ом и меньше), которое имеет место в современных низковольтных источниках питания (5 В, 3 В, 1,5 В), может так значительно сказываться на увеличении пульсаций, что достичь требуемых значений пульсаций в обычных импульсных преобразователях напряжения понижающего, повышающего или инвертирующего типов не возможно.

В таких случаях представляется целесообразным использовать преобразователи с непрерывной передачей энергии в нагрузку во время включенного и выключенного состояния силового транзистора. У импульсных преобразователей напряжения с непрерывной передачей энергии в нагрузку уменьшается переменная составляющая напряжения на входе СФ. Это

позволяет существенно снизить пульсации выходного напряжения при заданной избирательности фильтра.

Однако импульсные стабилизаторы напряжения с непрерывной передачей энергии в нагрузку не нашли должного освещения в литературе. В литературе не рассматривалась теория отрицательной обратной связи в таких ИСН, возможная глубина ООС, характер АЧХ и ФЧХ коэффициента петлевого усиления и характер изменения частотных характеристик входного и выходного сопротивлений; изменение коэффициента модуляции импульсов на входе СФ, т.е. отношение амплитуды импульсов напряжения к постоянной составляющей напряжения от коэффициента заполнения импульсов. От величины коэффициента модуляции на входе СФ зависит избирательность выходного фильтра.

Цель и основные задачи работы. Целью работы является развитие теории и разработка энергетически эффективных транзисторных преобразователей постоянного напряжения с ШИМ и систем электропитания на их основе с улучшенными массогабаритными, динамическими, статическими характеристиками и устойчивостью работы.

Достижение поставленной цели предусматривает решение следующих основных задач:

1. Проведение анализа процессов в транзисторных преобразователях напряжения, вывод выражения пульсаций выходного напряжения с учетом резистивных потерь в конденсаторе выходного фильтра.

2. Исследование величины и формы пульсаций выходного напряжения в зависимости от величины потерь в конденсаторе выходного фильтра и коэффициента заполнения импульсов на входе СФ.

3. Исследование влияния пульсаций выходного напряжения на стабильность выходных характеристик и устойчивость работы ИПН.

4. Исследование «эквивалентных» частотных характеристик петлевого усиления, комплексных входного и выходного сопротивления ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку, позволяющих определить стабильность выходного напряжения, запасы устойчивости работы ИПН с ООС по амплитуде и фазе и возможность устойчивой работы ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку, в системах электропитания с двукратным преобразованием энергии, с входными фильтрами, в системах электропитания, работающих на комплексные линейные и нелинейные нагрузки.

5. Исследование устойчивости системы электропитания с двукратным преобразованием энергии; системы электропитания - входной фильтр - импульсный преобразователь напряжения.

6. Увеличение степени подавления входным фильтром ИПН низкочастотных пульсаций первичной сети электропитания и высокочастотных пульсаций ИПН в первичную сеть электропитания.

Основные методы исследования. Теоретические исследования базируются на использовании фундаментальных положений теории электрических цепей, в частности, современного синтеза электрических цепей, функций комплексных переменных. Результаты моделирования импульсных стабилизаторов напряжения, импульсных систем электропитания с двукратным преобразованием энергии и т.д., получены с применением программы РАБТМЕАЫ, разработанной на кафедре «Теория электрических цепей» Санкт-Петербургского государственного университета телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича.

Научная новизна и основные положения, выносимые на защиту. Наиболее значимые новые научные результаты диссертационной работы заключаются в следующем:

- проведен анализ переходных и установившихся процессов в транзисторном преобразователе напряжения, получены аналитические выражения для пульсаций выходного напряжения с учетом резистивных потерь;

- проведено исследование величины и формы пульсаций выходного напряжения в зависимости от величины резистивных потерь в конденсаторе выходного фильтра и показано, что, в отличие от существующего мнения, резистивные потери в современных электролитических конденсаторах как отечественных, так и зарубежных приводят к существенному росту пульсаций;

- проведено исследование влияния пульсаций выходного напряжения на устойчивость работы ИПН и стабильность выходных характеристик; показано, что увеличение пульсаций выходного напряжения ухудшает стабильность выходных характеристик, ухудшает устойчивость работы ИПН сООС;

- с использованием измерителя частотных характеристик, разработанного на кафедре ТЭЦ СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича, проведены измерения модуля и фазы комплексного сопротивления в диапазоне от 10 Гц до 1 МГц, рассчитаны эквивалентные резистивные сопротивления г с и паразитные индуктивности 1с отечественных электролитических конденсаторов ОАО «Элеконд» и зарубежных и проведен структурно-параметрический синтез схем замещения этих конденсаторов. Измеренные гс и /с, найденные схемы замещения необходимы при расчете таких важных параметров как пульсации и стабильность выходного напряжения, величины перенапряжений на транзисторах, диодах и конденсаторах при коммутации транзисторов, величины электромагнитных помех, генерируемых ИПН и т.д.;

- проведено исследование «эквивалентных» частотных характеристик петлевого усиления, комплексных входного и выходного сопротивлений ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку; полученные частотные характеристики позволяют определить стабильность выходных парамет-

ров, устойчивость работы и возможность использования их в различных системах электропитания;

- показана возможность и механизм возбуждения различных систем электропитания при использовании в них транзисторных модулей, устойчиво работающих на резистивные нагрузки;

- проведено сравнение устойчивости работы, массогабаритных показателей и динамических характеристик ИПН с однозвенным и двухзвен-ным входным фильтром.

В диссертации защищаются следующие основные научные положения:

1. Полученные аналитические выражения для пульсаций выходного напряжения ИПН в переходном и установившемся режимах. Полученные результаты по исследованию величины и формы пульсаций выходного напряжения в зависимости от резистивных потерь в конденсаторе СФ выявили, что с ростом потерь в конденсаторе СФ возрастает величина и изменяется форма пульсаций.

2. Полученные в работе выражения для коэффициента стабилизации выходного напряжения с учетом пульсаций выходного напряжения позволили впервые установить, что с ростом потерь конденсатора фильтра гс существенно (в разы) повышается величина пульсаций выходного напряжения, уменьшается коэффициент стабилизации выходного напряжения и уменьшается устойчивость работы преобразователя.

3. Впервые измеренные экспериментально в диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц частотные характеристики модуля и фазы комплексного сопротивления отечественных и зарубежных электролитических конденсаторов, эквивалентные последовательные сопротивления потерь гс, паразитные индуктивности конденсаторов и проведенный структурно-параметрический синтез их схем замещения позволяют рассчитать величину перенапряжений на транзисторах, диодах и конденсаторах при коммутации транзисторов, величину электромагнитных помех, генерируемых преобразователем, и КПД преобразователя, а также определить границы частотного диапазона, где г с становится больше емкостного сопротивления, и конденсатор теряет свои фильтрующие свойства.

4. Впервые проведенные исследования и полученные результаты расчета «эквивалентных» частотных характеристик петлевого усиления, комплексных входных и выходных сопротивлений ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку. Полученные характеристики позволяют оценить устойчивость работы ИПН в автономном режиме и в различных системах электропитания.

5. Проведенные исследования устойчивости различных систем электропитания: системы с двукратным преобразованием энергии, системы входной фильтр - ИСН.

Найденные в работе входные и выходные сопротивления ИПН позволяют предсказывать неустойчивость распределенных систем и, таким образом, открывают возможность их рационального проектирования.

Показано, что ИПН понижающего типа с двухконтурной ООС по выходному напряжению и току конденсатора СФ позволяют не только обеспечить больший коэффициент стабилизации выходного напряжения и большой запас устойчивости в автономном режиме, но и больший запас устойчивости распределенной системы питания, по сравнению с ИПН с одноконтурной ОС по выходному напряжению.

6. Проведенный сравнительный анализ массогабаритных показателей, динамических характеристик и устойчивости систем электропитания, содержащих входной однозвенный и двухзвенных фильтр.

Теоретическая значимость работы. Диссертационная работа является логическим продолжением комплекса исследований по развитию теории импульсных преобразователей напряжения с ШИМ, сводящихся к дискретно-нелинейным устройствам, и системам электропитания на их основе - в трудах Цыпкина Я.З., Бессекерского В.А., Попова Е.П., Дмитри-кова В.Ф., Белова Г.А., Лукина A.B., Поликарпова А.Г., Сергиенко Е.Ф., Мелешина В.И., Александрова В.А., Ромаша Э.М., Коржавина O.A., Колосова В.А., Никитина К.К., Сиверса М.А., Филина В.А., Самылина И.Н., Шушпанова Д.В., Смирнова B.C. Middlebrook R.D., Cuk S.A., Redly R.B., Mitchel D.M., Lee F.C., Чети П. и многих других.

Практическая ценность работы. Проведенные исследования пульсаций и стабильности выходного напряжения от потерь в конденсаторе выходного фильтра, устойчивости ИПН от величины пульсаций, измеренные сопротивления потерь и паразитные индуктивности в отечественных и зарубежных электролитических конденсаторах позволяют выбрать тип конденсаторов выходного фильтра, обеспечивающих требуемые пульсации, стабильность выходного напряжения и устойчивость работы ИПН с ООС.

Рассмотренные ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку позволяют существенно улучшить массогабаритные характеристики выходного фильтра при заданном коэффициенте пульсаций.

Найденные частотные зависимости входных и выходных сопротивлений ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку позволяют предсказывать неустойчивость системы электропитания с двукратным преобразованием энергии, с входными фильтрами, с комплексной линейной или нелинейной нагрузками при использовании данных ИПН.

Основные научные положения диссертации служат методической базой для создания новых учебных курсов радиотехнического профиля, а также для дипломного проектирования и аспирантских исследований на кафедрах ТЭЦ и «Силовая электроника» СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича.

Внедрение результатов диссертационной работы. Теоретические и практические результаты диссертации использовались в научно-исследовательских работах, проводимых на кафедре ТЭЦ СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича по программе МО РФ НИОКР «Медуница».

Апробация результатов работы. Основные результаты работы обсуждались на научных семинарах кафедры ТЭЦ СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича, конференции профессорско-преподавательского состава СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича, 6-й Всероссийской конференции «Состояние и перспективы развития энергетики связи», 5-й международной конференции «Физика и технические приложения волновых процессов».

Публикации. По теме диссертации опубликовано 10 печатных работ, из них 3 статьи опубликовано в научно-технических журналах, включенных ВАК РФ в перечень изданий, в которых должны быть опубликованы основные научные результаты диссертаций на соискание ученой степени доктора наук.

Структура и объем диссертации. Работа состоит из введения, пяти глав, заключения, приложения, и списка литературы, включающего 112 наименований. Диссертация содержит 74 страниц текста, 119 рисунков и 2 таблицы.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обосновывается актуальность диссертационной работы, сформулированы цели и задачи исследования, научная новизна, практическая значимость результатов работы и положения, выносимые на защиту.

Первая глава диссертационной работы посвящена исследованию пульсаций выходного напряжения ИПН понижающего типа, которые являются одной из основных характеристик выходного напряжения и влияют на стабильность выходного напряжения и устойчивость работы ИПН.

В преобразователе (рис. 1): L\, С1 - дроссель и конденсатор выходного фильтра; Гц, fei - потери в дросселе и конденсаторе фильтра; УПТ -усилитель постоянного тока, обеспечивающий коэффициент усиления Ку в цепи ООС; U3T - опорное напряжение, задаваемое эталонным источником; ип(0 = ипmax«ni(0 - генератор пилообразного напряжения, где С/Пюах - размах пилообразного напряжения, иш(0 = (tmodT)/T- единичное пилообразное напряжение, Т— его период (период коммутации транзистора), imodr-остаток от деления t/T. На выходе УПТ формируется сигнал ошибки мош(0 = Ау(£/-)т - си<вых(0)> равный разности опорного напряжения и выходного напряжения, умноженного на коэффициент деления

Для определения выражений для тока дросселя г'ц(Г) и выходного напряжения иВых(0 воспользуемся операторным методом. Найдем 1ц(р) и %ых(р) и, используя обратное преобразование Лапласа, вычислим г'и(г) и "вых(0- Для этого перейдем от схемы, изображенной на рис. 1, к схеме, изображенной на рис. 2. Т.е. заменим силовую часть (ключ с диодом) источником прямоугольных импульсов Ывх(0- Для простоты условимся, что сопротивления диода УШ и транзистора УТ1 в открытом состоянии равны, т.е. = ги + туп = Гц + гуш- Теперь согласно рис. 2 мы можем записать

1и(р) = ивх(Р>ГФ(р), итх(р) = ивх(р)-Нь(р) (1)

Для нахождения 1ц(р) и ицых(р) необходимо определить проводимость 7Ф(р) и передаточную функцию Нф(р) фильтра, а также изображение источника прямоугольных импульсов <7вх(р)- Проводимость и передаточная функция фильтра равны

у Ы-7вх(Р)_ __ти Р+'_Ц(р)

ивАР) ЗД, (7ф2/4я2)р2+(аГф2/2712)р + 1 ЗД, Щр) '

(2а)

Я (1-адкр+1 _ к, м2(р)

Г/И(р) ЛГ0 (Гф2/47с2)рЧ(аГф2/2Л2)р + 1 /Г, '

(26)

где Гф = 2л/<вф = -ЛлСх/К0, а = (\/1и+(1-К1)К0/(К1т1))/2, х„ =С1(га + *„), = ¿1/4,,_

(2в)

Напряжение прямоугольной формы типа меандр мцх(0 можно интерпретировать как последовательность смещенных по времени, чередующихся по знаку скачков. Напряжение до интервала времени пТ< / < (пТ+ /и), соответствующего положительному импульсу напряжению (п + 1)-го периода, равно ыВХи(/), а до интервала времени {пТ+ ?и)< t < (п + 1)7; соответствующего паузе (и + 1)-го периода, - иВХг (г) можно записать:

Запишем изображение напряжения (3) в операторной форме, используя теорему запаздывания и, суммируя члены получившейся геометрические прогрессии,

1 ["вхи(0] + -е"Л)(1 -е'РПТШ-е'РТ)}

• (4)

ь ["вх„ (0] = + [е'"Т О - ^) - (1 - )]/(! - е'РТ)]

Задача отыскания тока дросселя /и (О сводится к определению оригинала по изображению:

>и,(р)

_ К, ит Щр)

к0ли р Щр)

К, икх м}(р)

р Щр)

о-РТ

1+-

1-е-рТ

(5)

Аналогично находится выходное напряжение мвых(0-

Для нахождения оригиналов тока и напряжения воспользуемся теоремой разложения. У первого слагаемого выражений (2а) и (26) существует п полюсов, которые равны корням уравнения Ьг\(р\) = рЖр\) = 0, а у второго слагаемого существует п полюсов, равных корням уравнения ~ 0, и бесконечное число полюсов, являющихся решениями уравнения \-е~лТ = 0. Таким образом выражение для тока дросселя, соответствующее положительному импульсу напряжению (пТ< ? < (пТ+ ¿и)), будет равно

4(0 =

КА

МШ.

Е — -

+1

О-'")

м

где Ы\(р) = = (ЗГф2/4п2)р2 +(схГф2/я2)р + 1.

(6)

и >1

тг

и» 14 Й

-ЕН=>

Рис. 2. Эквивалентная сдама ИПНс однозвенным фильтром и одноконтурной ООС

Рис. 1. Схема ИПН с однозвенным фильтром и одноконтурной ООС

Определив корни уравнения = ±/2я//Г, где 1 = 0,1,2,3,... из (6) получим, что третья сумма равна нулю, т.к.

(1-е-*"т)/Те-р>т\ = 0. (7)

Аналогично получаем выражение для тока дросселя, соответствующее паузе, а также для выходного напряжения в интервалах, соответствующих импульсу и паузе напряжения на входе сглаживающего фильтра. Уравнение = р^тЦАп^р1 + (а.тЦ2пг')р+\} имеет 3 корня: р,=0,

р2 3 =-а + ^а2-Юф . Как видно, корни ргъг могут быть либо действительными (апериодический режим), либо комплексными (колебательный режим) величинами. Действительные корни возникают при а2 > <Вф, или согласно (2в)

Лн<[Л',/(1+Л'|)]р,гдер = %Д7^. (8)

В случае колебательного режима (Кн> рК,/(1 + К,)) получаем:

"выхО = (1 -'иО+ед ("с,(0+Щ0)

йа(0 = и^ -2иое'ш соз(са0/ + фи)

' =+ -гиие-«соз(со0/ + Фии)) + ■'

+(1 - Л(Г)) • 2С/пе-м соз (со0Г+срип)

(9)

где U„ =K¡Uax/K0, Ud=U0AhAd, Ан = V«2 +ю?/2со0, UK=UaAHA^r

q>H=-arctg—, срин =фи+(рн+фт-со()пГ, =фп +фн +фт-а0пТ,<pv =фн + ф0,

С0П

^(а2+т2)((1-ати)2+ш2т^) _ jiíhí!1 Ich(cuff1)-cos(a>0dT) 2co0 >JD~e )J ch(ar)-cos(aaT) :

_ f ШаГ(1 - d)) - cos (ш„Г(1 - dj) _ « ch(adr)-cos(w0dT) A"~e ]¡ ch(ar)-cos(coor) ' n~e }] ch(ar)-cos(coor) '

1 - e^ cos (a„dT) 1 - e°r cos (caj) sin (e>adT)

9D=-arctg^smMr) +arctg ^^ , 9n =arctg ^ ^^ ,

e-oc(i-d)r 5ЦШ (1_¿)r) e~°r sin(fflor)

Аналогичное выражение получаем для тока дросселя.

С использованием полученного выражения (9) проведены исследования формы и величины пульсаций выходного напряжения от потерь в конденсаторе выходного сглаживающего фильтра (рис. 3) и коэффициента заполнения d (рис. 4).

Расчеты проводились для преобразователя с входным напряжением питания 160 В, выходным - 48 В, сопротивлением нагрузки ifH = 1,92 Ом

(выходная мощность 1,2 кВт), частотой коммутации транзисторов 132 кГц и выходным фильтром с характеристиками Чебышева, имеющим ослабление на тактовой частоте 64 дБ.

Как следует из рис. 3 с ростом потерь в конденсаторе фильтра возрастает величина и изменяется форма пульсаций. Пульсации выходного напряжения имеют ассиметричную форму относительно оси абсцисс.

Из рис. 4, где приведены формы пульсаций выходного напряжения для разных значений коэффициента заполнения, видно, что с ростом коэффициента заполнения до значений <1» 0,5 величина пульсаций растет, при дальнейшем увеличении коэффициента заполнения величина пульсаций резко падает. Такой характер изменения пульсаций от коэффициента заполнения сохраняется для различных потерь в конденсаторе фильтра.

Величина и форма пульсаций тока дросселя в отличие от пульсаций выходного напряжения практически не зависит от потерь в фильтре.

Вторая глава диссертационной работы посвящена исследованию влияния пульсаций выходного напряжения ИПН понижающего типа на коэффициент стабилизации выходного напряжения и устойчивость работы ИПН.

Коэффициент стабилизации ИПН определяется значением модуля передаточной функции петлевого усиления на нулевой частоте

где

Яу(0) = кмо - коэффиц иент передачи сглаживающего фильтра на постоянном токе;

Дэс(0)= ^лин-^шим^кл -коэффициент передачи ООС

......

У

и>

/

1"

мр — — - V

N Чио чо«.

Рис. 5. Временные диаграммы на входе компаратора (с учетом пульсаций сигнала ошибки)

Рис. 3- Временные диаграммы пульсаций напряжения на выходе при различных потерях в конденсаторе сглаживающего фильтра при ¡1- 0,3

Рис. 4. Временные диаграммы пульсаций напряжении на выходе при коэффициентах заполнения ¡¡= 0,1-0,5 пригС1 =25 мОм

по выходному напряжению мвых(0> гДе -Клин = О-Ку — коэффициент усиле-

ния линейной части петли ООС, Л"шим~ коэффициент усиления ШИМ-модулятора, Ккл = Щх/Ш - коэффициент передачи регулирующего транзистора по напряжению, 1/1 - напряжение логической единицы на выходе ШИМ-модулятора.

Для определения коэффициента усиления ШИМ-модулятора использовался метод, основанный на составлении уравнений в вариациях путем вычитания из уравнений возмущенного движения системы (иО1ш(0 и /|) уравнений стационарного движения (и0шо(0 и /0)- Возмущенным движением системы называется режим, который возникает в результате воздействия возмущений, например, после изменения входного напряжения или сопротивления нагрузки.

Коэффициент усиления ШИМ-модулятора показывает насколько изменяется коэффициент заполнения Б при изменении постоянной составляющей сигнала ошибки г70Ш(/) и определяется как:

к т ы ЛП

Т иош(Г0+Д/)-г/01д(г0)

где Atz=t\-to^, /о = О0Т- момент пересечения сигнала ошибки и пилообразного напряжения (стационарное движение системы); ^ =0\Т- момент пересечения сигнала ошибки и пилообразного напряжения при изменении сигнала ошибки (возмущенное движение системы).

На рис. 5 пунктирными линиями показано пересечение пилообразного напряжения «п(0 сигнала ошибки иОш(0 в случае, когда можно пренебречь переменной составляющей сигнала ошибки, т.е. йош(1)»^¡ц(0 • В данном случае на протяжении всего периода коммутации Г сигнал ошибки остается постоянным, т.е. «Ошо(О- "отоФ о= "ош (' о) (стационарное движение системы) и иош1 (0 = «ош! ФIТ) = "ош С '1) (возмущенное движение системы). Т.е. получаем, что

Д//(йош(г0+ДО-йо,п('о)) = Д£>т/дг70ш = т/и^. (12) Теперь, подставляя (12) в (11) получаем выражение для коэффициента усиления ШИМ-модулятора при условии, что мош(0»%ц(0- Назовём его линейным коэффициентом усиления ШИМ-модулятора, т.е.

(13)

В работе показано, что при наличии переменной составляющей сигнала ошибки по аналогии со случаем отсутствия пульсаций коэффициент усиления ШИМ-модулятора равен:

*ШШ=*Птах+^ПЭша,), (И)

где ипэтах =-с1%(£)0Г)/сШ0

То есть, учет пульсаций сигнала ошибки на входе компаратора равносилен добавлению к пилообразному напряжению С/птах дополнительного пилообразного напряжения С/пэшах или со знаком плюс, или со знаком ми-

нус, в зависимости от знака производной сигнала ошибки от коэффициента заполнения.

Для нахождения дополнительного пилообразного напряжения ¡УПэтах надо взять производную переменной составляющей сигнала ошибки в точке /о= А)Т по коэффициенту заполнения £>.

Определив производную переменной составляющей тока дросселя и переменной составляющей напряжения на емкости по коэффициенту заполнения Б в точке /0 = А)Г, получим:

ШШ = -аКу [(1 - (-/„ 4- 2 ЦооГ+ф1и + ф,)) +

+К0К1(-и„ +2С/и4е-^г8т(со0ДГ+Фии +ф1))]. Дополнительное пилообразное напряжения С/пэтах согласно (14) равно

^пэшах =2аЛ"у^„4е-"л»Т[(1-Л-0^1)зт(ш0Д0Г+ф1и +ф1)+ВД5т(ш0Д,Т + Фии +Ф,)]

. (15)

Формула для расчета коэффициента стабилизации без учета пульса-

ции

ции

• (16) Формула для расчета коэффициента стабилизации с учетом пульса-

*сг + UmmB). (17)

С использованием формул (16), (17) рассчитаны коэффициенты стабилизации выходного напряжения в зависимости от коэффициента усиления УПТ в цепи ООС и от сопротивления потерь rCi (рис. 6). Также рассчитаны коэффициенты стабилизации выходного напряжения с использованием импульсных моделей методом замкнутого контура (крестики на рис. 6), который является точным методом. Как видно из рис. 6 коэффициенты стабилизации, рассчитанные с помощью (17) и с помощью метода замкнутого контура равны.

С ростом гС1 изменяется форма, и растут пульсации выходного напряжения с тактовой частотой и, как следует из рис. б, с ростом гс\ существенно уменьшается коэффициент стабилизации. Причем большее уменьшение коэффициента стабилизации с ростом гС\ имеет место в ИПН с фильтром с характеристиками Чебышева. У фильтра с характеристиками Чебышева волновое сопротивление р = 1,1, у фильтра с характеристиками Баттерворта - р = 2,7.

Таким образом, впервые доказано, что с ростом потерь в конденсаторе выходного фильтра ИПН понижающего типа изменяется форма, и растут пульсации выходного напряжения с тактовой частотой.

С ростом потерь в конденсаторе фильтра существенно (в разы) уменьшается коэффициент стабилизации выходного напряжения, и повышается устойчивость работы преобразователя. Последний эффект вызван

Рис. 6. Зависимость коэффициента стабилизации от потерь в конденсаторе фильтра rCi при Ку = 21,5: рассчитанная по формуле (16)- сплошная линия, рассчитанная по формуле (17)- пунктирные линии и рассчитанная методом замкнутого контура - крестики

появлением дополнительной ООС по току конденсатора, которая увеличивает запас устойчивости по фазе.

Таким образом, пренебрежение потерями в конденсаторе фильтра может привести не только к количественным погрешностям в расчете пульсаций с тактовой частотой и коэффициента стабилизации выходного напряжения, но и к качественным изменениям режима работы (переходу от устойчивого к неустойчивому режиму и наоборот).

Третья глава посвящена исследованию комплексного сопротивления и структурно-параметрическому синтезу схем замещения конденсаторов. Как показано в предыдущей главе, пульсации выходного напряжения, стабильность, устойчивость работы ИПН зависят от эквивалентного последовательного сопротивления потерь гс-

На рис. 7 приведены изменения модуля и фазы комплексного сопротивления оксидно-электролитического конденсатора К50-17 (820 мкФ х 400 В) Пунктиром приведены изменения модуля и фазы идеального конденсатора, который обладает только емкостью, и у которого отсутствуют резистивные потери и паразитные индуктивности. У идеального конденсатора с ростом частоты линейно уменьшается сопротивление и остается постоянным аргумент, равный -90°. Реальные характеристики модуля и фазы полного сопротивления (рис. 7) резко отличаются от характеристик идеального конденсатора. С ростом частоты аргумент полного сопротивления вначале

увеличивается от -90° до 0° в рис ? Ковденсатор К50.17 820 мкф х 400 в (ал10миниевый

диапазоне частот ОТ СОТНИ ИЛИ оксидно-электролитический): а) модуль полного сопротивления;

б) фаза полного сопротивления; в) схема замещения

несколько сотен Гц до сотен кГц в зависимости от типа конденсатора. Такой характер изменения комплексного сопротивления соответствует рези-стивно-емкостному сопротивлению. При дальнейшем увеличении частоты аргумент полного сопротивления становится больше нуля и возрастает. Такой характер изменения аргумента комплексного сопротивления соответствует эквивалентному резистивно-индуктивному сопротивлению. Частоте, на которой аргумент комплексного сопротивления равен нулю, соответствует чисто резистивное сопротивление конденсатора, равное последовательному сопротивлению потерь гс. Учитывая, что на частоте, при которой аргумент равен -45° резистивное сопротивление равно емкостному, определяем резистивное сопротивление на данной частоте. Для конденсатора типа К50-17 (820 мкФ х 400 В) на частоте /=3 кГц, ср = -45°, резистивное сопротивление г с = 64 мОм, а на частоте /= 70 кГц, при которой Ф = 0°, резистивное сопротивление гс = 80 мОм, т.е. с ростом частоты возрастает эквивалентное последовательное сопротивление конденсатора. Из условия, что на частоте 500 кГц, где аргумент полного сопротивления равен 45°, индуктивное сопротивление равно резистивному, определяем паразитную индуктивность /с = 20 нГн.

Из частотных зависимостей полного комплексного сопротивления, приведенных на рис. 7, следует, что алюминиевые оксидно-электролитические конденсаторы ведут себя как емкость в узком диапазоне частот от нуля до нескольких сотен Гц - одного кГц. Выше этого частотного диапазона они представляют собой резистивно-емкостное сопротивление, а с частоты выше 10 кГц до сотни или нескольких сотен килогерц они представляют собой резистивное или резистивно-индуктивное сопротивление. В этом диапазоне частот исчезают свойства конденсатора как фильтрующего элемента, величина пульсаций в этом диапазоне частот будет определяться не значением емкости и емкостного сопротивления, а значением эквивалентного последовательного сопротивления Гс. Использование таких конденсаторов в качестве фильтрующих элементов для уменьшения пульсаций в высокочастотных импульсных источниках выше 20 кГц с низкоомной нагрузкой в пределах от одного до нескольких Ом представляется нецелесообразной.

Структурные схемы замещения конденсаторов, достаточно хорошо аппроксимирующие частотные зависимости модуля и аргумента комплексного сопротивления в широком диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц приведены на рис. 7. Знание этих схем замещения позволяет учесть влияние всех паразитных элементов конденсаторов (эквивалентное последовательное сопротивление потерь, паразитную индуктивность, сопротивление утечки и т.д.) на энергетические и качественные показатели импульсных источников, такие как: величина пульсаций выходного напряжения; величина выбросов напряжения на транзисторах, диодах, конденсаторах при

коммутации транзисторов; величина высокочастотных помех, генерируемых источником питания при коммутации транзисторов, и т.д.

Четвертая глава посвящена исследованию транзисторных преобразователей напряжения с непрерывной передачей энергии в нагрузку при включенном и выключенном состоянии регулирующего транзистора (рис. 8). В отличие от преобразователей понижающего, повышающего и инвертирующего типов, у данного преобразователя напряжение на входе сглаживающего фильтра имеет постоянную составляющую и прямоугольные импульсы, коэффициент модуляции которых меньше единицы. Поскольку пульсации сигнала на входе СФ значительно уменьшаются по сравнению с ИПН понижающего, повышающего и инвертирующего типов, это позволяет существенно уменьшить габариты и стоимость СФ при сохранении заданного уровня пульсаций в выходном напряжении.

В литературе с учетом ряда допущений проведен анализ энергетических характеристик таких ИПН, однако полностью отсутствуют исследования данных ИПН в режиме стабилизации, исследование устойчивости таких преобразователей, предельной глубины стабилизации выходного напряжения; отсутствуют исследования входного и выходного сопротивлений, которые необходимы при проектировании устойчивых систем электропитания с входными фильтрами, с двукратным преобразованием энергии, при работе на комплексную нагрузку и т.д.; не исследованы модуляционные характеристики таких ИПН; не оценивалась погрешность полученных приближенных формул.

Для исследования устойчивости, расчета цепей ООС, стабилизации выходного напряжения данный ИПН с одноконтурной ООС по выходному напряжению и однозвенным СФ с характеристиками Баттерворта был смоделирован в программе РАБТМЕАЫ.

Для расчета АЧХ и ФЧХ петлевого усиления исследуемого ИПН использовался метод возмущений в замкнутой модели. В модель, реализованную в программе

Рис, 9. АЧХ и ФЧХ петлевого усиления для ИП Н с передачей энергии в импульсе и паузе сдвухконтурной ООС при Ку = 20 и различных значениях К,

Рис. 8. ИПН с передачей энергии в импульсе и паузе

РАБТМЕАЪГ, в цепь ООС между усилителем сигнала ошибки, имеющим малое выходное сопротивление, и компаратором, имеющим большое входное сопротивление, вводится источник гармонического сигнала с изменяющейся амплитудой и частотой. Определяется реакция схемы на данное возмущение. Затем, разлагая в ряд Фурье реакцию, определяют комплексную амплитуду реакции. Отношения комплексных амплитуд реакции и воздействия в диапазоне частот является комплексной передаточной функцией петлевого усиления ИПН.

Изменяя частоту возмущения (этот процесс автоматизирован в программе РАЗТМЕАМ) в диапазоне от 10 Гц до 100 кГц получены АЧХ и ФЧХ петлевого усиления при сохранении заданного режима работы ИПН.

При коэффициенте усиления операционного усилителя в цепи ООС Ку = 20 система находится в устойчивом состоянии: имеется запас по фазе 22°, значение коэффициента петлевого усиления равно 38 дБ на 10 Гц. По сравнению с ИПН понижающего типа, имеются принципиальные отличия АЧХ и ФЧХ. Для ИПН с передачей энергии в импульсе и паузе характерно наличие провала АЧХ и скачка ФЧХ. Такое искажение формы АЧХ и ФЧХ петлевого усиления обусловлено наличием в первичной обмотке трансформатора конденсатора С2 и индуктивности намагничивания 12, которые образуют вместе с другими элементами (вспомогательный транзистор VI и диод Ш) параллельный колебательный контур. В то время как для ИПН понижающего типа характерна форма АЧХ и ФЧХ без каких-либо провалов и скачков.

Исследуемая схема имеет небольшой запас по фазе и устойчивость ее невысока. Для повышения запаса по фазе показана необходимость использования двухконтурной ООС. К контуру ООС по выходному напряжению добавлен второй контур ООС по току конденсатора сглаживающего фильтра.

Принципиальное отличие АЧХ и ФЧХ петлевого усиления ИПН с передачей энергии в импульсе и в паузе от аналогичных характеристик ИПН понижающего типа состоит в том, что в рассмотренном ИПН (рис. 8) с ростом К\ растёт запас устойчивости по фазе и коэффициент стабилизации. В ИПН понижающего типа с ростом К\ растёт запас устойчивости по фазе, но падает коэффициент стабилизации.

Знание входных и выходных комплексных сопротивлений импульсных преобразователей напряжения, их изменения от входного напряжения, сопротивления нагрузки, параметров выходного фильтра, структуры и параметров ООС является необходимым условием для обеспечения устойчивости распределенных систем электропитания.

Для расчёта частотных зависимостей входного сопротивления ИПН во входную цепь модели вводится источник гармонического напряжения с изменяющейся частотой. С использованием программы РА8ТМЕАК рассчитывается комплексная амплитуда входного тока. Комплексное входное

сопротивление определяется как отношение комплексных амплитуд вводимого гармонического напряжения к комплексной амплитуде рассчитанного входного тока для различных частот.

Проведенные в данной главе исследования входного и выходного сопротивлений позволили установить следующее: ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку имеет меньшее входное и большее выходное сопротивления по сравнению с ИПН понижающего типа, что является несомненным недостатком ИН с непрерывной передачей энергии в нагрузку. В значительной мере этот недостаток ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку устраняется использованием двухконтурной ООС по выходному напряжению и току конденсатора, при этом увеличивается входное и несколько уменьшается выходное сопротивление.

Принципиальное отличие частотных характеристик ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку от ИПН понижающего типа - это существенно меньшая полоса частот единичного усиления АЧХ, что является его существенным недостатком. Второе принципиальное отличие ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку - увеличение коэффициента стабилизации с ростом коэффициента усиления ООС по току конденсатора К,. Это является его преимуществом. У ИПН понижающего типа с ростом Л"; также растет запас устойчивости по фазе, но падает коэффициент стабилизации.

В пятой главе проведено исследование устойчивости систем электропитания, содержащих входные ЬС-фильтры - ИПН и распределенные системы электропитания (РСП), в которых происходит двукратное преобразование энергии и содержащих ведущий (генератор) и ведомый (приемник) источники питания.

Комплексный коэффициент передачи каскадно-соединенных четырехполюсников Н(]со), представляющих собой ИПН, входные фильтры, линейную и нелинейную нагрузки, в общем случае зависит не только от произведения комплексных коэффициентов передачи Н\(/со) и НгЦа) отдельных четырехполюсников, но и от отношения выходного сопротивления первого четырехполюсника О'®) к входному сопротивлению второго четырехполюсника ^(у'ш):

Н(М= ■ (18)

При условии, что один из рассматриваемых четырехполюсников является активным, на некоторой частоте ©1 возможно, что 4'ь),х(М)/2&)(>1) = -1, т.е. выполняются амплитудные и фазовые условия самовозбуждения системы, даже если каждый активный четырехполюсник устойчив.

Для обеспечения устойчивости системы входной фильтр - ИПН необходимо, чтобы в соответствии с (18) выходное сопротивление входного фильтра Z(2a(Jm) было меньше входного сопротивления ИПН Z$(jca). Однако с уменьшением выходного сопротивления входного фильтра, как показано в работе, уменьшаются его фильтрующие свойства. В данной главе проведено сравнение частотных характеристик передаточных функций, выходного сопротивления, переходных характеристик, массогабаритных показателей однозвенных и двухзвенных фильтров. Показано, что по совокупности частотных передаточных характеристик, выходного сопротивления, временных характеристик и массогабаритных показателей предпочтение следует отдать двухзвенному фильтру с меньшими значениями емкостей и индуктивностей первого звена.

Помимо частотных характеристик выходного сопротивления, передаточной функции входного фильтра в пятой главе исследовались зависимости входного и выходного сопротивления ИПН с одноконтурной ООС по выходному напряжению и двухконтурной ООС по выходному напряжению и току конденсатора выходного фильтра. Показано, что использование двухконтурной ООС по выходному напряжению и току конденсатора СФ приводит к увеличению модуля входного и уменьшению модуля выходного сопротивления, что способствует повышению устойчивости как распределенной системы электропитания, так и системы входной фильтр -ИПН.

Рассмотрим проблему обеспечения устойчивости системы питания входной фильтр - ИПН. На рис. 10 представлены частотные зависимости выходного сопротивления фильтра. Как видно из рис. 10 модуль выходного сопротивления фильтра имеет резонансный характер с максимальным значением |2Вых|тах = 19 Ом на частоте 13,3 кГц. На этом же рисунке пунктиром показана зависимость рассчитанного модуля входного сопротивления ИПН, фаза которого близка к -180°. Таким образом, для данных параметров системы фильтр - преобразователь выполняются условия генерации на частоте /= 13,3 кГц. Компьютерное моделирование процессов в этой системе подтверждает возникновение автоколебательного режима с частотой/= 13,3 кГц. С целью устранения автоколебаний было уменьшено на 2.3% характеристическое сопротивление р обоих звеньев входного двухзвенного фильтра ИПН.

т:

Рис. 10. Частотные зависимости модуля и фазы выходного сопротивления входного фильтра

Рассмотрим устойчивость распределенной системы, содержащей ведущий и ведомый источники. Ведущий источник осуществляет преобразование постоянного напряжения 160 В в постоянное напряжение 48 В, которое, в свою очередь, ведомьм источником понижается до напряжения 12 В. В качестве ведущего источника использовался ИПН понижающего типа с частотой коммутации 132 кГц с однозвенным СФ (¿1=4 мГн, С1 = 40 мкФ, г1л = reí — 50 мОм) и одноконтурной ООС глубиной 45 дБ с запасом устойчивости по фазе Дер = 10°. В качестве ведомого источника -ИПН понижающего типа с однозвенным СФ с характеристиками Чебыше-ва (¿1=50мкГн, С1=40мкФ, rLi = гС1 = 50 мОм) одноконтурной ООС глубиной 35 дБ с запасом устойчивости по фазе Дф = 18° и сопротивлением нагрузки 1,92 Ом. Данная система неустойчива, несмотря на то, что каждый из источников в отдельности устойчив. Генерация происходит на частоте 342 Гц и её гармониках (684 Гц, 1026 Гц, 1368 Гц, 1710 Гц).

Для исследования устойчивости системы были построены зависимости модуля и фазы отношения ZduxO'm)/Zbx(jco) от частоты для различных значений амплитуды возмущающего сигнала (рис. 11). Из рис. И видно, что при различных амплитудах возмущения выполняются условия (arg(ZBb[X) - arg(ZBX) =180° и |ZBbix| / |ZBX| > 0» при которых система возбуждается (амплитуда сигнала возмущения нормируется к току нагрузки). Из рис. 11 следует, что при заданных параметрах ИПН с ШИМ возможный диапазон генерируемых частот составляет приблизительно от 100 Гц до 67 кГц.

В приложении описаны алгоритм и программа структурно-параметрического синтеза схем замещения различных типов отечественных и зарубежных электролитических конденсаторов с использованием чебышевского критерия близости.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Диссертационная работа направлена на решение важной научно-технической проблемы по развитию теории и разработке энергетически эффективных транзисторных преобразователей постоянного напряжения с ШИМ и систем электропитания на их основе с улучшенными массогабаритными, динамическими, статическими характеристиками и устойчивостью рабо-

——Ч-hr+- i+S.V — J_L! I ¡ ' ■ I ¡~\ ¡ УАХ.

1

фюо1/., 'i X 1 iVV

100% 50% Тггг 20% / i т—;—í—i í i'

Рис. 11. Модуль и фаза ZBÍIX/ZBX в зависимости от амплитуды возмущения

ты. Решение данной проблемы имеет важное практическое значение поскольку транзисторные преобразователи используются в многомиллионном количестве в различных отраслях науки, техники, промышленности и сферах обслуживания. Конкретизация элементов научной новизны приведена в заключительных разделах каждой главы диссертации.

Основные научные и практические результаты выполненных исследований заключаются в следующем:

1. Получены аналитические выражения для пульсаций выходного напряжения ИПН в переходном и установившемся режимах Полученные результаты по исследованию величины и формы пульсаций выходного напряжения в зависимости от резистивных потерь в конденсаторе СФ и от коэффициента заполнения импульсов на входе СФ выявили, что с ростом потерь в конденсаторе СФ возрастает величина и изменяется форма пульсаций.

2. Полученные в работе выражения для коэффициента стабилизации выходного напряжения с учетом пульсаций выходного напряжения позволили впервые установить, что с ростом потерь конденсатора фильтра гс существенно (в разы) повышается величина пульсаций выходного напряжения, уменьшается коэффициент стабилизации выходного напряжения и уменьшается устойчивость работы преобразователя.

3. Впервые измерены в диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц частотные характеристики модуля и фазы комплексного сопротивления отечественных и зарубежных электролитических конденсаторов. Рассчитанные эквивалентные последовательные сопротивления потерь гс, паразитные индуктивности конденсаторов и проведенный структурно-параметрический синтез их схем замещения позволяют рассчитать величину перенапряжений на транзисторах, диодах и конденсаторах при коммутации транзисторов, величину электромагнитных помех, генерируемых преобразователем, и КПД преобразователя, а также определить границы частотного диапазона, где гс становится больше емкостного сопротивления, и конденсатор теряет свои фильтрующие свойства.

4. Впервые проведены исследования «эквивалентных» частотных характеристик петлевого усиления, комплексных входных и выходных сопротивлений ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку. Полученные характеристики позволяют оценить устойчивость работы ИПН в автономном режиме и в различных системах электропитания.

5. Проведены исследования устойчивости работы различных систем электропитания: системы с двукратным преобразованием энергии, системы входной фильтр - ИПН.

Найденные в работе входные и выходные сопротивления ИПН позволяют предсказывать неустойчивость распределенных систем и открывают возможность их рационального проектирования, состоящих из отдельных источников различных типов, работающих на выходные фильтры

с различными характеристиками и различным числом контуров обратной связи.

Показано, что ИПН понижающего типа с двухконтурной ООС по выходному напряжению и току конденсатора СФ позволяет не только обеспечить больший коэффициент стабилизации выходного напряжения и больший запас устойчивости в автономном режиме, но и больший запас устойчивости распределенной системы питания, по сравнению с использованием в качестве подсистем ИПН с одноконтурной ОС по выходному напряжению.

6. Проведен сравнительный анализ динамических характеристик и устойчивости систем электропитания, содержащих входной однозвенный и двухзвенный фильтры.

ОПУБЛИКОВАННЫЕ РАБОТЫ ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ

1. Самылин И.Н., Шушпанов Д.В, Кобелянский А.Е. Исследование пульсаций выходного напряжения транзисторного преобразователя понижающего типа // Физика и технические приложения волновых процессов, Самара, 2007, том 10, №2. С. 86 - 93.

2. Дмнтриков В.Ф., Исаев В.М., Шушпанов Д.В, Кобелянский А.Е. Влияние пульсаций выходного напряжения импульсного преобразователя на коэффициент стабилизации выходного напряжения // Физика и технические приложения волновых процессов, Самара, 2009, том 12, №1. С. 105 — 112.

3. Кобелянский А.Е., Шушпанов Д.В. Анализ однофазного инвертора напряжения с синусоидальной ШИМ при работе на линейную и нелинейную нагрузки // Труды учебных заведений связи / СПбГУТ. СПб, 2005. №172. С. 168- 179.

4. Самылин И.Н., Кобелянский А.Е., Принципы построения децентрализованной системы питания для технологических нужд и связных систем Газпрома // Материалы докладов НТК профессорско-преподавательского состава, научных сотрудников и аспирантов № 57 / СПбГУТ. СПб, 2005.

5. Дмитриков В.Ф., Кобелянский А.Е. Устойчивость работы распределенной системы электропитания при двукратном преобразовании энергии // Электронные компоненты. Москва. 2007. №9 С.

6. Никитин И.Е., Кобелянский А.Е. Основные пути развития и проблемы создания современных систем вторичного электропитания радиоэлектронной аппаратуры специального назначения // 8-я Всероссийская конференция «Состояние и перспективы развития энергетики связи»: сб-к тр. СПб: ПЕТЕРКОН, 2007. С. 48 - 56.

7. Кобелянский А.Е., Филин В.А. Исследование частотных характеристик комплексного сопротивления конденсаторов // Приложение к журналу «Физика волновых процессов и радиотехнические системы»: Доклады

конференции «Физика и технические приложения волновых процессов», Казань, 2007. С. 436 - 437.

8. Дмитриков В.Ф., Шушпанов Д.В., Кобелянский А.Е. Сравнительный анализ частотных, временных и массогабаритных характеристик одно-звенных и двухзвенных входных фильтров импульсных преобразователей напряжения // Приложение к журналу «Физика волновых процессов и радиотехнические системы»: Доклады конференции «Физика и технические приложения волновых процессов», Казань, 2007. С. 438 - 439.

9. Кобелянский А.Е., Павлов А.В. Исследование устойчивости импульсных преобразователей напряжения с входными фильтрами // Приложение к журналу «Физика волновых процессов и радиотехнические системы»: Доклады конференции «Физика и технические приложения волновых процессов», Казань, 2007. С. 440 - 441.

10. Дмитриков В.Ф., Шушпанов Д.В., Кобелянский А.Е. Исследование устойчивости работы ИПН с непрерывной передачей энергии в нагрузку // Материалы докладов НТК профессорско-преподавательского состава, научных сотрудников и аспирантов № 60 / СПбГУТ. СПб, 2008. С. 78 - 79.

Подписано к печати 19.05.2009 Объем 1 усл. - печ. л. Тираж 80 экз. Заказ 495

РИО СПбГУТ. 191186 СПб, наб. р. Мойки, 61 Отпечатано СТ «Факультет ДВО». 191186 СПб, наб. р. Мойки, 61