автореферат диссертации по электронике, 05.27.01, диссертация на тему:Исследование и разработка схемотехнических методов снижения нелинейных и линейных искажений сигналов в СВЧ микрополосковых приемопередающих устройствах при улучшении их массогабаритных и энергетических характеристик

0034В0455 На правах рукописи

ДУТЫШЕВ Иван Николаевич

УДК.621 J75.029.064.

ИССЛЕДОВАНИЕ И РАЗРАБОТКА СХЕМОТЕХНИЧЕСКИХ ТОДОВ СНИЖЕНИЯ НЕЛИНЕЙНЫХ И ЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ ИГНАЛОВ В СВЧ МИКРОПОЛОСКОВЫХ ПРИЕМОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВАХ ПРИ УЛУЧШЕНИИ ИХ МАССОГАБАРИТНЫХ И ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК

Специальность 05.27.01 «Твердотельная электроника, радиоэлектронные компоненты, микро - н наноэлек-троника, приборы на квантовых эффектах»

Автореферат

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

г. Фрязино 2008г.

003460455

Диссертация выполнена в Федеральном государственном унитарном предприятии «Научно-производственное предприятие «Исток».

Научный руководитель:

Кандидат технических наук Перегонов Сергей Александрович

Официальные оппоненты: доктор технических наук, профессор, Жиган Игорь Платонович,

кандидат технических наук, с.н.с., Архипкин Владимир Яковлевич. Ведущая организация ОАО «Телеком»

Защита состоится 9 декабря 2008г. в 11 часов на заседании диссертационного совета Д409.001.01 при ФГУП «НЛП «Исток» по адресу: 141190, Московская область, г. Фрязино, ул. Вокзальная, д. 2а. Большой конференц-зал. С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке ФГУП «НПП «Исток»

Автореферат разослан 6 ноября 2008г.

Ученый секретарь диссертационного совета

кандидат физико-математических наук

Погорелова Э.В.

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы. Для современных радиосистем связи различного назначения трудно переоценить значение приемопередающих устройств СВЧ диапазона. Масса, габариты, надёжность, энергопотребление радиосистемы, в первую очередь, во многом зависит от характеристик приёмопередающих устройств. В свою очередь, основной частью приёмопередающих устройств являются СВЧ приёмные и передающие тракты. В зависимости от особенностей назначения радиосистемы на приёмные и передающие СВЧ тракты накладываются свои требования.

Обычно, с целью экономии выходной тракт передатчика работает в режиме близком к насыщению. При таких режимах, даже и при фазовой модуляции возникает опасность появления интермодуляционных искажений (ИМИ) третьего порядка слишком высокого уровня, которые увеличивают ширину спектра сигнала, как минимум, в два раза. Это может привести к нарушениям связи в соседних каналах. Борьба с ИМИ является важной задачей при решении проблемы увеличения количества передаваемой информации на. единицу ширины спектра сигнала. Кроме задачи уменьшения ИМИ существуют и другие проблемы. Следует выделить проблему электромагнитной совместимости. Она особенно актуальна для приёмных и передающих трактов станций спутниковой связи, построенных с несколькими преобразованиями частоты. Сигналы гетеродинов могут попадать в тракт сигнала приёмника, вводить оконечные каскады приемника в нелинейный режим. Это опасно тем, что может возникнуть эффект подавления слабого сигнала сильным, при этом ухудшается соотношение сигнал - шум, что, как следствие, приводит к нарушению связи. В передающем тракте наличие сигналов гетеродинов, расположенных в других стволах, будет восприниматься в соседних каналах как мешающая помеха. Большой уровень этой помехи, сравнимый с сигналом, может привести к нарушению связи в соседних каналах. Для устранения этих эффектов следует обратить особое внимание на хорошую фильтрацию сигналов в приёмном и передающем трактах. Это обстоятельство приводит к необходимости более

подробного рассмотрения вопросов проектирования фильтров. При разработке фильтров предпочтительно решение, обеспечивающее минимальную стоимость и габариты при сохранении всех требуемых характеристик.

В радиолокации в настоящее время широко применяются активные фазированные антенные решётки (АФАР). Они позволяют суммировать в пространстве мощности большого числа передающих модулей, управлять диаграммой направленности и производить сканирование пространства лучом приёмопередающей антенны. Сканирование позволяет осуществлять сопровождение движущихся объектов и определение их угловых координат. Излучатель, усилители, фильтры, фазовращатель, аттенюатор, линии передачи конструктивно объединены в одно устройство: модуль АФАР. Основными требованиями к модулям АФАР являются: обеспечение заданной выходной мощности, высокого КПД, сравнительно широкой полосы пропускания, малого разброса параметров отдельных экземпляров, стабильности работы в широком интервале изменения температуры, хорошей фильтрации внеполосных и побочных излучений. При выполнении всех перечисленных требований модуль АФАР должен иметь ряд конструктивных особенностей, определяемых общей конструкцией антенной решётки, иметь определённую конфигурацию, малую массу и габариты. Составной частью модуля АФАР является фазовращатель, необходимый для управления фазой сигнала, поэтому поиск новых решений при проектировании фазовращателя является важнейшей задачей.

В системах связи с корреляционной обработкой сигналов составной частью оптимального приёмника является согласованный фильтр, обеспечивающий на своём выходе максимальное отношение сигнал - шум. В свою очередь, все искажения сигнала происходят в передающих и приёмных трактах. Поэтому, требования на искажения сигнала в приемных и передающих трактах для оптимального приёма необходимо задавать в виде изменений корреляционной функции входного сигнала. Однако из-за отсутствия измерительной аппаратуры такой подход используется весьма редко.

Из сказанного выше следует, что проектирование СВЧ трактов радиосистем имеет свои особенности и сопряжено с рядом характерных трудностей. Электрические параметры и массогабаритные характеристики приёмных и передающих трактов определяются не только структурой радиосистемы, но и требуемой надежностью, ремонтопригодностью, серийностью, энергопотреблением, себестоимостью и допустимой компоновкой радиосистемы в целом. Требования на исключительно высокие электрические параметры, жёсткие массогабаритные характеристики и низкое энергопотребление для некоторых радиосистем часто являются противоречивыми.

Цель работы - создание СВЧ усилителей с пониженными ИМИ, создание методик расчета микрополосковых фильтров и разработка на их основе сверхмалогабаритных фильтров и фильтров со специальными параметрами, создание методов компенсации искажений сигналов на основе анализа корреляционных характеристик СВЧ устройств, создание малогабаритных фазовращателей на основе совмещения с другими элементами СВЧ устройства.

Постановка задачи - для достижения поставленной цели решались следующие задачи:

получение высокой выходной мощности при низких нелинейных искажениях сигналов и малом энергопотреблении, анализ работы усилителя в нелинейном режиме, уменьшение интермодуляционных искажений путем компенсации нелинейных параметров полупроводникового элемента, а также использование устройств, компенсирующих нелинейные искажения,

разработка новых типов фильтров, имеющих малые габариты и высокие электрические параметры, разработка методов расчета нестандартных топологий фильтров,

оценка влияния искажений сигналов в СВЧ трактах на тактико-технические характеристики всей системы, разработк. методов измерений искажений сигналов,

проведение коррекции параметров приёмных и передающих трактов с целью уменьшения искажений,

проектирование плавных и ступенчатых фазовращателей и пути их миниатюризации, совмещение фазовращателя с другими элементами схемы.

Объектом исследования служат: СВЧ усилители мощности на полевых и биполярных транзисторах; СВЧ микрополосковые полосно-пропускающие фильтры; СВЧ тракты и их амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики; плавные и ступенчатые СВЧ фазовращатели.

Предметом исследования служат: расчет и экспериментальное обследование цепей компенсации нелинейных искажений, возникающих в усилителях, работающих в многосигнальном режиме; проектирование и расчет полосно-пропускающих фильтров со специальными параметрами и с минимальными габаритами; методы измерения и коррекции искажений сигналов приемных и передающих СВЧ трактов; проектирование и расчет плавных и ступенчатых СВЧ фазовращателей.

Научная новизна. В диссертации впервые получены следующие результаты:

1. Разработан метод снижения ИМИ в СВЧ усилителе на биполярном транзисторе. Установлено, что значительное влияние на ИМИ третьего порядка оказывает динамическая ёмкость коллекторного перехода.

2. Разработаны методы увеличения динамического диапазона и уменьшения ИМИ в СВЧ усилителях на полевых транзисторах путём: стабилизации тока транзистора, введения низкочастотной отрицательной обратной связи и подключения на вход усилителя компенсирующего устройства.

3. Разработан 100-ваттный усилитель с пониженными ИМИ третьего порядка и с обратной связью для защиты выходных транзисторов от пробоя напряжением ИМИ второго порядка.

б

4. Разработаны методики расчета малогабаритных микрополосковых фильтров на четвертьволновых шпилечных резонаторах, на полусосредоточенных элементах с емкостными и индуктивными связями.

5. Разработаны топологии сверхширокополосных фильтров и фильтров с увеличенным подавлением сигналов на заданных частотах.

6. Проведен анализ возможности реализации фильтров различных топологий в зависимости от частоты и полосы пропускания.

7. Показано, что соотношение сигнал-шум на выходе оптимального фильтра уменьшается пропорционально квадрату коэффициента взаимной корреляции входного и выходного сигналов радиотехнического устройства.

8. Показано, что измерение коэффициента взаимной корреляции по сравнению с измерением амплитудных и фазовых характеристик дает возможность значительно проще определить тактико-технические возможности реальной системы.

9. Разработан метод улучшения параметров сверхширокополосного радара, который основан на компенсации искажений взаимной корреляционной функции путем применения согласованного фильтра

10. Разработаны плавные и ступенчатые фазовращатели, совмещенные с полосно-пропускающим фильтром.

Научные положения, выносимые на защиту:

1. Уменьшение высокочастотных сигналов ИМИ третьего порядка в рабочей полосе частот СВЧ усилителя на полевом транзисторе может быть достигнуто подачей на затвор транзистора с его стока низкочастотных сигналов ИМИ второго порядка, образующих низкочастотную отрицательную обратную связь по этим сигналам.

2. Уменьшение габаритов полосно-пропускающего фильтра достигается укорочением длин связанных четвертьволновых резонаторов путем последовательного соединения отрезков микрополосковых линий с высоким и

низким волновым сопротивлением, образующих резонаторы и подключением входа и выхода фильтра к крайним отрезкам с высоким волновым сопротивлением.

3. Уменьшение габаритов полосно-пропускающего фильтра с режекцией сигнала на заданных частотах может быть достигнуто применением четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных микрополосковых линий в качестве резонаторов фильтра и подключением к крайним резонаторам режектирующих отрезков линий, настроенных на заданную частоту режекции.

4. Увеличение дальности обнаружения объекта радаром со сверхкороткими видеоимпульсами может быть достигнуто выделением полезных составляющих и подавлением шумов в спектре каждого отраженного от объекта видеоимпульса синхронным накопителем группового действия.

Практическая ценность работы.

Разработаны: методы снижения ИМИ в СВЧ усилителях; усилители мощности с увеличенным динамическим диапазоном для станций спутниковой связи С, Ки, КА диапазонов; топологии, методики их расчета и синтеза СВЧ микрополосковых фильтров; малогабаритные, сверхминиатюрные, сверхширокополосные фильтры, фильтры с увеличенным подавлением сигналов на заданных частотах; метод увеличения дальности сверхширокополосного радара; радар с улучшенными характеристиками; плавные фазовращатели, совмещенные с полосно-пропускающим фильтром.

Апробация результатов работы:

Результаты работы докладывались на следующих международных и российских конференциях: «Оптические, сотовые и спутниковые сети и системы связи» 26-28 июня 1996г., г. Пушкин (Санкт-Петербург), «Физика и техническое приложение волновых процессов» КГТУ им. А.Н. Туполева сентябрь 2007г., г. Казань, «Подповерхностная радиолокация и дистанционное обнаружение людей с помощью радиолокационных средств» 2007г., МГТУ им. Н.Э. Баумана, г. Москва, "Подповерхностная радиолокация и дистанционное обнаружение людей с помощью

радиолокационных средств" 30.01. 2008г., МГТУ им. Н.Э. Баумана, г. Москва, «Инженерная и рудная геофизика - 2008» 25 - 30 апреля 2008г., г. Геленджик.

Публикации. По материалам работы автором опубликовано 9 печатных работ, получен один патент РФ на полезную модель и одно положительное решение о выдаче патента на полезную модель.

Объем работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы. Работа выполнена на 157 страницах текста, содержит 102 рисунка, 10 таблиц и список литературы из 88 наименований.

Содержание работы.

В первой главе рассмотрены три простых и экономичных способа уменьшения ИМИ в СВЧ усилителях:

- путем компенсации динамической ёмкости коллекторного перехода биполярного транзистора.

- путем введения в усилитель низкочастотной обратной связи.

- путём подключения на вход усилителя дополнительной нелинейной корректирующей цепи.

В отличие от известных из научной литературы методов компенсации предложенные отличаются простотой реализации, надежностью и большей экономичностью. В известных методах компенсации ИМИ с прямой и обратной связью по сигналам ИМИ третьего порядка часть выходного сигнала теряется в сумматоре и ответвителе на выходе усилителя.

1. Пути уменьшения нелинейных искажений в трактах сигнала.

Существенным источником искажений в СВЧ усилителях является динамическая емкость коллекторного перехода. В работе [1] на примере усилителя на биполярном транзисторе 2Т3101 было показано, что уменьшение влияния динамической емкости может быть достигнуто за счет создания резонансного

контура в цепи коллектора путем подключения добавочной индуктивности параллельно динамической емкости.

Экспериментальные измерения показывают, что при работе полевого транзистора в режиме близком к насыщению происходит смещение рабочёй точки транзистора. Этот эффект связан детектированием части входного сигнала на нелинейности затвора и приводит к образованию дополнительного напряжения смещения [2]. Метод компенсации нелинейности путём стабилизации тока транзистора состоит в следующем.

Напряжение, пропорциональное току стока, снимается с токового резистора, усиливается и подается на затвор транзистора для стабилизации его рабочей точки. В результате при изменении выходной мощности ток стока остаётся постоянным, стабилизируется режим работы транзистора.

Эффективная работа транзистора в многосигнальном режиме возможна, если в усилитель ввести стабилизацию тока работающую в динамическом режиме -низкочастотную отрицательную обратную связь [2]. Принцип ее работы заключается в следующем. Образованный в СВЧ транзисторе ИМС второго порядка снимаются со стока и в противофазе подаётся на затвор. На нелинейности затвора ИМС второго порядка с входным сигналом образуют ИМС третьего и далее порядков, которые компенсируют ИМС, образованные входным сигналом. Зависимости уровней ИМС третьего порядка от выходной мощности в усилителе с низкочастотной отрицательной обратной связью на транзисторе МСР0905 приведены на рисунке 1.

-■-с отрицательно* обратно» сипа Рисунок I - Зависимости ИМС третьего порта от аыходвой мощности ■ усилители со стабилизацией топ я с нииочастотаой отрицательной обрпвой сажшо.

Относительный уровень ИМС минус 28дБ для усилителя на транзисторе МСР0905 достигается при выходном сигнале 26дБМВт, а в усилителе со стабилизацией тока - при 29дБМВт.

При работе усилителя в двухсигнальном режиме возникает модуляция тока стока транзистора с частотой равной разности частот входных сигналов. Модуляция ¡тока стока транзистора вызвана образованием ИМИ второго порядка на нелинейном затворе транзистора. Такой режим работы транзистора является опасным, (в 100-ватгном усилителе напряжение сигнала разностной частоты может достигать 10 и более вольт). Мгновенное значение напряжения на стоке транзистора может превысить допустимые нормы и вызвать его пробой. Для защиты выходных транзисторов от пробоя напряжением интермодуляционного сигнала второго порядка усилитель охвачен обратной связью. Работа обратной связи заключается в следующем. ИМС второго порядка снимаются со стоков транзисторов, детектируются и поступают на схему выделения максимального значения. Выделенное напряжение поступает на усилитель постоянного тока и далее на управление аттенюатором. При этом ограничивается выходная мощность усилите чя, что предотвращает возникновение слишком большого уровня ИМС второго порядка. Разработан 100-ваттный усилитель с пониженным уровнем на 5...6 дБ ИМС третьего порядка и с обратной связью для защиты выходных транзисторов от пробоя при наличии ИМИ второго порядка, что повышает надежность работы усилителя в двухсигнальном режиме. Ниже, на рисунке 2 приведен внешний вид усилителя, на рисунке 3 график зависимости уровней ИМС третьего порядка от выходной мощности.

Рисунок 2- Внешний вид 100-ваттного усилителя, и

■ Без стабилизации тока

Рисунок 3 - График зависимости уровней ИМС третьего порядка от выходной мощности

усилителя

При требуемом ИМИ -28 дБ для станций спутниковой связи усилитель обеспечивает выходную мощность 40.. .50 Вт.

2. Компенсирующий четырехполюсник.

Для компенсации нелинейных искажений, возникающих в СВЧ усилителе, рассмотрена возможность введения в усилитель дополнительного четырёхполюсника, выполняющего функцию обратного нелинейного преобразования сигнала. Автором предложен диодный преобразователь, реализующий эту функцию. Проводились экспериментальные измерения уровней ИМС двухкаскадного усилителя на транзисторах МОР0904, М0р0905, на входе которого включен диодный преобразователь. На рисунке 4 приводится зависимость уровня ИМС третьего порядка в двухкаскадном усилителе с диодным преобразователем.

О Ю '

а ч .20

* О -40

о 3

-90

-12 -10 Л •» -4 -2 о 2

РзыхдБ Вт

- ♦ Уромнь ИМС дли усилители со стабипиици«* тока -•-Урмяиь ИМС для усялитала е комланемрующаи чатыратолюсмаюм

Рисунок 4 - Зависимости ИМИ третьего порядка в усилителях с диодным преобразователем и со стабилизацией тока.

3. Выводы.

В первой главе показано, что введение индуктивности в усилитель на биполярном транзисторе приводит к уменьшению нелинейного выходного сопротивления усилительного каскада на порядок, на 9 дБ уменьшается уровень ИМС третьего порядка. Разработаны три метода увеличения динамического диапазона и уменьшения ИМИ в СВЧ усилителях на полевых транзисторах: путём стабилизации тока транзистора, введением низкочастотной отрицательной обратной связи и подключением на вход усилителя устройства с обратным нелинейным преобразованием сигнала. При этом достигается уменьшение уровня ИМС на 5 15 дБ. Разработан 100-ваттный усилитель с пониженными ИМИ и защитой выходных транзисторов от пробоя.

Во второй главе разработаны новые топологии, методики расчета и синтеза фильтров: дециметрового диапазона на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах и полусосредоточенных элементах с емкостными и индуктивными связями, сантиметрового диапазона, со специальными параметрами. Топологии фильтров дециметрового диапазона представлены на рисунках 5 + 7.

Рисунок 5 - Топология фильтра на короткозамкнутых шпилечных резонаторах.

Рисунок 6 - Топология фильтра Рисунок 7 - Топология фильтра

на полусосредоточенных на полусосредоточенных

элементах с емкостными элементах с индуктивными

связями. связями.

1. Фильтры на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах и автотрансформаторным включением нагрузки.

Фильтр состоит из п резонаторов, образованных отрезками микрополосковых линий (рисунок 5). Длина каждого резонатора фильтра равна четверти длины волны

13

на средней частоте полосы пропускания. Один конец резонатора замкнут на землю, а другой - разомкнут.

2. Фильтры на полусосредоточенных элементах с емкостными связями и частичным включением нагрузки в контур.

Фильтр имеет п контуров (рисунок 6), состоящих из индуктивностей, образованных отрезками микрополосковых линий с высоким волновым сопротивлением, и емкостей на отрезках с низким волновым сопротивлением. Один конец индуктивности короткозамкнут, а другой соединен с емкостью.

3. Фильтры на полусосредоточенных элементах с индуктивными связями и частичным включением нагрузки в контур.

Конструктивно фильтр выполнен в виде п контуров (рисунок 7), состоящих из индуктивностей, образованных отрезками микрополосковых линий с высоким волновым сопротивлением, и емкостей на отрезках с низким волновым сопротивлением. Один конец индуктивности замкнут на землю, а другой соединен с емкостью. Связь между контурами осуществляется за счет включения между контурами последовательных индуктивностей.

Для синтеза топологий фильтров вычисляются размеры элементов фильтров по формулам, созданным автором на основе предложенных моделей с использованием экспериментальных результатов {3,4].

4. Фильтры сантиметрового диапазона.

а) Фильтр со связями Я/4.

Топология фильтра приведена на рисунке 8. Формулы для приближенного расчета размеров элементов фильтра получены: 1 - путем перехода от схемы со встречно-направленными короткозамкнутыми трансформирующими крайними стержнями к схеме с автотрансформаторной связью, 2 - путем замены короткого замыкания на землю отрезком разомкнутой на конце микрополосковой линии. Зазоры связи между соседними резонаторами находятся из экспериментального графика.

б) Фильтр со связями Д/2.

Топология фильтра приведена на рисунке 9. Формулы для расчета фильтра со связями Д/2 аналогичны формулам для фильтра со связями д/4. Отличие методики (так как длина области связи д/2) заключается в расчете нормированной псгонной емкости связи, которая находится из экспериментального графика.

Рисунок 8- Топологии фильтра со Рисунок 9- Топологии фильтра со

5. Сверхминиатюрные фильтры.

При разработке современных сверхминиатюрных радиотехнических систем предъявляются высокие требования к миниатюризации отдельных СВЧ узлов и блоков. Автором разработаны топологии, методики их расчета и приведены экспериментальные характеристики сверхминиатюрных микрополосковых фильтров [5]. Разработанные автором сверхминиатюрные фильтры отличаются от известных из научных работ аналогов меньшими габаритами (в 1,5...2 раза), а методики их расчета простотой и высокой точностью.

а) Фильтр на резонансных отрезках.

Резонаторы фильтра длиной Д/4 с одной стороны - замкнуты на землю, с другой - разомкнуты. Топология фильтра оптимальна с точки зрения использования в полной мере площади подложки. С этой целью резонаторы выполняются в виде спирали или меандра с высоким волновым сопротивлением. Включение генератора и нагрузки в фильтр осуществляется через автотрансформаторную связь, чтобы исключить трансформаторы на входе и выходе фильтра. Топология фильтра приведена на рисунке 10.

б) Фильтр на полусосредоточенных элементах.

связями

Резонаторы фильтра состоят из индуктивностей, образованных отрезками микрополосковых линий с высоким волновым сопротивлением и емкостей на отрезках линий с низким волновым сопротивлением. Соседние резонаторы расположены встречнопараллельно относительно друг друга. Топология фильтра приведена на рисунке 11.

Рисунок 10-Топология Рисунок 11-Топология

сверхминиатюрного фильтра на сверхминиатюрного фильтра

четвертьволновых резонаторах. на полусосредоточенных элементах.

В отличие от предыдущей конструкции фильтр имеет малые потери в полосе пропускания (0,5 дБ по сравнению с 2,5 дБ) и не имеет паразитной полосы пропускания третьей гармоники.

6. Фильтры со специальными параметрами.

Для некоторых малогабаритных радиотехнических систем применение фильтров со специальными параметрами может дать существенный выигрыш в габаритах СВЧ трактов. С этой целью автором разработаны: фильтры с режекцией сигналов на заданных частотах [б], которые могут применяться для подавления сигналов гетеродинов и побочных сигналов приема; сверхширокополосные фильтры (одна-четыре октавы) для сйерхширокополосных радиотехнических систем [7]. По сравнению с известными аналогами (патенты научные статьи) разработанные фильтры имеют меньшие габариты (в 1,5...2 раза).

а) Фильтр с режекцией отдельных частот.

Для реализации фильтра с увеличенным подавлением сигналов на заданных частотах эквивалентная схема фильтра должна содержать, хотя бы, один режектор. В качестве режекторов используются отрезки микрополосковых линий, подключенных к первому и последнему резонаторам, длиной от точки подключения до свободного конца резонатора. Для уменьшения габаритов в фильтре

используются шпилечные резонаторы. На рисунке 12 приведена топология и АЧХ фильтра.

521. «5 14

0.3 1X1 15 2X1 25 30 15 Г, ГГц

Рисунок 12 - Топология и АЧХ фильтра на четвертьволновых шпилечных резонаторах с режекцией второй и третьей гармоник____

б) Сверхширокополосные фильтры.

Фильтры с большими полосами пропускания могут быть реализованы на широкополосных резонансных элементах. В качестве широкополосных элементов применяются трансформаторы сопротивлений, делители мощности и ответвители. При каскадном соединении таких элементов автором разработаны сверхширокополосные фильтры с полосой пропускания 1.. .4 октавы.

7. Выводы.

Во второй главе представлены результаты разработки топологий, методик синтеза и расчета малогабаритных микрополосковых фильтров: на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах, на полусосредоточенных элементах с емкостными и индуктивными связями, на полуволновых резонаторах с длиной связи л/4, на полуволновых резонаторах с длиной связи а/2, со специальными параметрами.

В третьей главе рассматриваются вопросы о физическом смысле корреляционных характеристик, преимуществах и недостатках их применения для анализа цепей, требованиях к СВЧ трактам системы с корреляционной обработкой сигналов, разработке методов измерения корреляционных характеристик СВЧ

устройств, а также об исследовании возможности и методов компенсации искажений сигналов на основе анализа коэффициента взаимной корреляции входного и выходного сигналов СВЧ устройства.

1. Влияние искажений сигналов в приемо-передающих трактах на тактико-технические параметры системы.

СВЧ тракты приемных и передающих каналов должны выполнять определенные функции (модуляцию, демодуляцию, преобразование на другую частоту, фильтрацию, изменение амплитуды и фазы сигнала и т. д.), необходимые для нормальной работы всего устройства в целом. Кроме необходимых изменений параметров сигналов реальные СВЧ устройства вносят паразитные изменения, связанные с неидеальностью их работы. В диссертации для характеристики устройства используется коэффициент взаимной корреляции. Показано, что если устройство «А» характеризуется коэффициентом взаимной корреляции входного и выходного сигналов, то отношение сигнал-шум на его выходе уменьшится пропорционально квадрату коэффициента взаимной корреляции [9].

2. Установка для измерений коэффициента взаимной корреляции сигналов передающего и приемного тракта планетного радара.

При разработке радара для поверхностного и подповерхностного зондирования спутника Марса - Фобоса возникает вопрос об измерении тактико-технических параметров радара. Для более точных представлений о структуре подповерхностных слоев коэффициент шума приемного канала должен быть весьма

низким. Амплитудные и фазовые характеристики приемного и передающего

/

каналов не дают возможности достаточно просто оценить влияние каналов на отношение сигнал-шум на выходе. С этой целью автором разработан метод измерения коэффициента взаимной корреляции входного и выходного сигналов, основанный на сравнении сигнала, проходящего через приемопередающий тракт радара, включая антенны с сигналом, проходящим через согласованный фильтр.

Коэффициент взаимной корреляции Кху и автокорреляционная функция Я^

приемопередающего тракта бортового радара показаны на рисунке 13.

Рисунок 13- Коэффициент взаимной корреляции и автокорреляционная функция приемопередающего тракта бортового радара.

Квадрат коэффициента взаимной корреляции при I = 0 составляет 0,82, что уменьшает отношение сигнал-шум на выходе приемного канала на 0,86 дБ. Разработанный метод измерения коэффициента взаимной корреляции дает возможность определить адекватные требования на параметры приёмопередающего траста.

3. Улучшение параметров сверхширокополосного радара путем применения оптимального фильтра.

В трактах передачи и приема сверхширокополосного радара возникают искажения видеоимпульса, видеоимпульс приобретает осциллирующий вид, что сильно ухудшает технические характеристики радара. Осциллирующий характер видеоимпульса получается за счет искажения АЧХ в приемной и передающей антенне. Если рассматривать искаженный видеоимпульс, полученный на выходе приёмника, как пачку положительных и отрицательных импульсов, то возможно применение согласованного фильтра для пачки импульсов, что приводит к улучшению тактико-технических параметров радара. В радаре «Герад-5» в качестве согласованного фильтра применен синхронный накопитель группового действия.

Кжрш; отраженны! от

объекта находящегасяна рзсспяяа 0,5 метр»

Ищульс, отраженный от

обьояъ нводядетесяна расстояния 1,6 Петра

Импульс, отрахошый от

объекта находящегося на расстояния 3,0 иетра

Рисунок 14 - Импульсы на выходе приемника. Рисунок 15 - Импульсы на выходе синхронного накопителя

Вид видеоимпульса на выходе приемника приведен на рисунке 14, а на рисунке 15 - импульсы на выходе синхронного накопителя [10]. Применение синхронного накопителя в радаре «Герад-5» позволяет уменьшить габариты антенн по сравнению с радаром «Герад-3» в 1,5...2 раза при сохранении дальности обнаружения объекта.

4. Выводы.

В третьей главе показано, что отношение сигнал-шум на выходе оптимального фильтра уменьшится пропорционально квадрату коэффициента взаимной корреляции. Измерение коэффициента корреляции дает возможность точно определить тактико-технические возможности реальной системы. Автором разработан метод измерения искажений коэффициента взаимной корреляции приемопередающего тракта, включая антенны бортового радара, применяемого для локации спутника Марса - Фобоса. Автором разработан метод улучшения параметров сверхширокополосного радара, который основан на применении согласованного фильтра для каждого отраженного видеоимпульса.

В четвертой главе решаются вопросы уменьшения габаритов фазовращателей путем уменьшения габаритов квадратурного моста, совмещения фазовращателя с другими элементами приемопередающего модуля.

1. Совмещение двух разрядов фазовращателя на одном квадратурном мосте.

Для уменьшения габаритов фазовращателя (в 1,5-2 раза) совмещены два разряда фазовращателя на одном квадратурном мосте. Принципиальная схема двухразрядного фазовращателя показана на рисунке 16.

2. Известно, что при перестройке полосно-пропускающего фильтра по частоте происходит изменение фазы. На этой основе построен фазовращатель, совмещенный с фильтром. В результате уменьшены габариты фазовращателя и фильтра в блоке адаптивной диаграмме образующей системы (АДОС) ~ в 1,5 раза. Фотографии экспериментальных образцов фазовращателей, совмещенных с полосно-пропускающими фильтрами, показаны на рисунке 17.

Рисунок 16 - Принципиальная схема двухразрядного фазовращателя.

Рисунок 17- Фотографии фазовращателей.

1 - Фазовращатель на 180° на основе семизвенного фильтра.

2 - Фазовращатель на 45° на основе трехзвенного фильтра.

Заключение

В результате проведенной работы были получены следующие основные результаты:

1. Разработаны новые способы уменьшения ИМИ в мощных СВЧ усилителях.

2. Разработан метод защиты выходных транзисторов усилителя при перегрузке входным сигналом, основанный на ограничении выходного сигнала в зависимости от уровня ИМС второго порядка на выходе усилителя при работе его в двухсигнальном режиме.

3. Созданы новые топологии, методики расчета и синтеза малогабаритных микрополосковых фильтров и фильтров со специальными параметрами (с полосой 1.. .4 октавы, с режекцией второй и третьей гармоник).

4. Предложен метод улучшения параметров сверхширокополосного радара путем применения согласованного фильтра на основе дискретной линии задержки.

5. Предложен метод оценки искажений коэффициента взаимной корреляции, который применен в радаре поверхностного и подповерхностного зондирования спутника Марса - Фобоса и в станции пассивной локации.

6. Разработаны методы уменьшения габаритов фазовращателя путем уменьшения габаритов квадратурного моста и совмещения функции изменения фазы сигнала с фильтрацией сигнала.

С использованием разработанных методик были созданы:

- усилители мощности с пониженными ИМИ С - диапазона на выходную мощность от 8 до 100 Вт, К11 - диапазона - на выходную мощность 4 и 8 Вт, КА - диапазона -на выходную мощность 2 Вт;

- малогабаритные микрополосковые фильтры дециметрового диапазона, габариты которых меньше (более чем в два раза) по сравнению с известными аналогами;

- микрополосковые фильтры с режекцией второй и третьей гармоник;

- сверхширокополосные фильтры с полосой пропускания 1.. .4 октавы;

- радар подповерхностного зондирования земли с улучшенными тактико-техническими характеристиками;

- фазовращатель для макетного образца модуля АФАР Ь - диапазона;

- фазовращатель, совмещенный с полосно-пропускающим фильтром для блока АДОС.

Публикации по теме диссертации

1. И.Н. Дутышев, В.И. Левитин, К.И. Рабинович Транзисторный СВЧ усилитель с малым уровнем нелинейных искажений. Электронная техника, Серия «Электроника СВЧ», выпуск 5 (389), 1986.

2. И.Н. Дутышев. 100-Ватгный усилитель мощности с уменьшенным уровнем интермодуляционных искажений и защитой выходных транзисторов от пробоя при работе в двухсигнальном режиме. Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, выпуск 4 (492), 2007.

3. И.Н. Дутышев. Проектирование и расчет фильтров на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах. Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, выпуск 5 (493), 2007.

4. И.Н. Дутышев, В.И. Левитин Полосовые фильтры дециметрового диапазона на гибридных интегральных микросхемах. Электронная техника, Серия «Электроника СВЧ», выпуск 2 (326), 1981.

5. И.Н. Дутышев. Сверхминиатюрные СВЧ фильтры. Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, выпуск 2 (496), 2008.

6. И.Н. Дутышев. СВЧ фильтр с режекцией отдельных частот Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, выпуск 2 (496), 2008.

7. И.Н. Дутышев. Сверхширокополосные фильтры. СВЧ Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, выпуск 2 (496), 2008.

8. В.И. Левитин, К.И. Рабинович, И.Н. Дутышев и др. Приемо-передающая аппаратура для наземных станций спутниковой связи. Сборник тезисов VII Научно-технической конференции, «Оптические, сотовые и спутниковые сети и системы связи», г. Пушкин (Санкт-Петербург), 26-28 июня 1996.

9. И.Н. Дутышев. Оптимальный способ определения качества канала связи на основе измерения коэффициента взаимной корреляции входного и выходного

сигналов. Приложение к журналу «Физика волновых процессов и радиотехнические системы», Казань 2007 г. стр. 316-317.

10. Дутышев И.Н., Бажанов A.C., Дутышев В.И., Кричевский В.И., Местэртон А.П. «Радиолокатор подповерхностного зондирования», патент на полезную модель от 26. 02.2008, № 2008107454(008081).

11. Дутышев И.Н. Микрополосковый сверхвысокочастотный полосно-пропускающий фильтр, положительное решение о выдаче патента на полезную модель от 16.06.2008, № 2008124372/22(029560).

Подл, к печати 30.10.0». Заказ J* 33«. Формат «0х>4/16

Объем 1 усл. печ. л. Тираж 50 э«з. ФГУП «НПП «Исто»

Введение.

Глава 1. Пути уменьшения нелинейных искажений в трактах сигнала.

1.1 Уменьшение ИМИ путем компенсации динамической ёмкости коллекторного перехода биполярного транзистора.

1.2 Уменьшение ИМИ в усилителях на полевом транзисторе.

1.2.1 Стабилизация тока транзистора.

1.2.2 Низкочастотная отрицательная обратная связь.

1.3 Компенсирующий четырехполюсник.

1.4 Выводы.

Глава 2. Проектирование и расчет фильтров на микрополосковых платах нестандартных топологий.

2.1 Разработка конструкций и методик расчета фильтров дециметрового диапазона.

2.1.1 Фильтры на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах.

2.1.2 Фильтры на полусосредоточенных элементах с емкостными связями и частичным включением нагрузки в контур.

2.1.3 Фильтр на полусосредоточенных элементах с индуктивными связями и частичным включением нагрузи в контур.

2.2 Фильтры сантиметрового диапазона.

2.2.1 Фильтр со связями

2.2.2 Фильтр со связями

2.3 Сверхминиатюрные фильтры и фильтры со специальными параметрами.

2.4 Выводы.

Глава 3. Разработка методов измерений и коррекция параметров приёмных и передающих трактов с целью уменьшения искажений.

3.1 Влияние искажений сигналов в приемопередающих трактах на тактико-технические параметры системы.

3.2 Теоретические основы для разработки метода измерения коэффициента взаимной корреляции устройства.

3.3 Методы измерения взаимной корреляционной функции и компенсации искажений СВЧ устройств. h=x(t)

3.3.1 Методы формирования фильтра с передаточной функцией ^ '

3.3.2 Формирование согласованного фильтра для одиночного импульса.

3.3.3 Формирование согласованного фильтра для последовательности импульсов (пачки импульсов).

3.3.4 Установка для измерений коэффициента взаимной корреляции сигналов приемного тракта бортового радара, применяемого для локации спутника Марса Фобоса.

3.3.5 Улучшение параметров сверхширокополосного радара путем применения оптимального фильтра.

3.4 Выводы.

Глава 4. Проектирование плавных и ступенчатых фазовращателей и пути их миниатюризации, совмещение фазовращателя с другими элементами схемы.

4.1 Малогабаритные ступенчатые фазовращатели на основе квадрат) рного моста.

4.1.1 Совмещение двух разрядов фазовращателя на одном квадратурном мосте.

4.2 Совмещение фазовращателя с полосно-пропускающим фильтром.

4.2.1 Фазовращатель с плавным изменением фазы от 0 до 180° на основе семизвенного полосно-пропускающего фильтра с перестройкой полосы пропускания варакторными диодами.

4.2.2 Фазовращатель с плавным изменением фазы от 0 до 45° на основе трехзвенного полосно-пропускающего фильтра с перестройкой полосы пропускания варакторными диодами.

4.2.3 Фазовращатель со ступенчатым изменением фазы от 0 45° на основе двухзвенного полосно-пропускающего фильтра с перестройкой полосы пропускания pin - диодами.

4.3 Выводы.

Актуальность темы. Для современных радиосистем связи различного назначения трудно переоценить значение приемопередающих устройств СВЧ диапазона. Масса, габариты, надёжность, энергопотребление радиосистемы в первую очередь во многом зависят от характеристик приёмопередающих устройств. В свою очередь, основной частью приёмопередающих устройств являются СВЧ приёмные и передающие тракты. В зависимости от особенностей назначения радиосистемы на приёмные и передающие СВЧ тракты накладываются свои требования. В диссертационной работе рассматриваются три радиосистемы: спутниковая система связи, радиолокационная станция на основе активной фазированной антенной решётки и система связи оптимального приёма с корреляционной обработкой сигнала.

Спутниковые системы связи используют для ретрансляции сигналов искусственные спутники, расположенные в зоне взаимной видимости наземных станций. Большая удалённость искусственных спутников от наземных станций, общее затухание сигналов 200 дБ и более, ограниченность энергетических ресурсов на их борту обусловливает необходимость применения на наземных станциях передатчиков большой мощности [1]. Высокая стоимость искусственного спутника и высокая стоимость его запуска заставляют использовать его в многоканальном режиме многостанционного доступа. Ширина спектра сигнала канала связи зависит от объёма передаваемой информации, от вида используемой модуляции и способа кодирования сигнала [2]. Способы кодирования и виды модуляции сигнала выбираются таким образом, чтобы обеспечить оптимальное соотношение между шириной спектра сигнала и минимально возможной энергетикой, при этом модулированный сигнал должен обладать хорошей помехоустойчивостью и экономичной аппаратурной реализацией [3]. В настоящее время используют множество различных видов модуляции [4]. Приведем некоторые виды амплитудной и фазовой модуляции сигнала, используемые в современных системах цифрового телевизионного вещания и организации цифровой связи. Фазовые виды модуляции: двухпозиционная ФМ-2 (ВРБК), четырехпозиционная ФМ-4 ((^РБК), восьмипозиционная ФМ8 (8-PSK), шестнадцати позиционная ФМ16 (16-PSK). Амплитудно-фазовые виды модуляции: четырехпозиционная КАМ-4 (QAM), восьмипозиционная КАМ-8 (8-QAM), шестнадцати позиционная КАМ-16 (16-QAM) и другие. Сравнение различных видов модуляции проводится по критериям: помехоустойчивости, скорости передачи, влиянию искажений в приёмных и передающих трактах. Помехоустойчивость определяется зависимостью вероятности ошибки от отношения энергии сигнала к энергии шума. При одинаковых отношениях энергии сигнала к энергии шума скорость передачи ФМ-4 на единицу полосы вдвое больше, чем при модуляции ФМ-2. Поэтому ФМ-4 широко применяется в системах спутниковых связи. Модуляция ФМ-8 позволяет передавать сигнал со скоростью втрое выше, чем ФМ-2, но имеет худшие энергетические характеристики, допустимое отношение сигнал шум на входе приемника должно быть больше на 2 дБ. Сигналы KAM при одинаковых индексах по сравнению с ФМ обладают лучшей помехоустойчивостью, но энергия сигнала при KAM модуляции меняется во времени, это приводит к тому, что нелинейные передающие тракты наземных станций вносят дополнительные искажения, увеличивая тем самым вероятность ошибки. Поэтому они менее пригодны для работы передающего тракта наземной станции в нелинейном режиме.

Обычно с целью экономии выходной тракт передатчика работает в режиме, близком к насыщению. При таких режимах даже и при модуляции ФМ возникает опасность появления интермодуляционных искажений (ИМИ) третьего порядка слишком высокого уровня, которые увеличивают ширину спектра сигнала как минимум в два раза. Это может привести к нарушениям связи в соседних стволах или каналах. Борьба с ИМИ является важной частью при решении проблемы увеличения количества передаваемой информации на единицу ширины спектра сигнала. Появившиеся в последнее время линеаризаторы спутникового канала, которые позволяют работать с KAM модуляцией вблизи насыщения [5], все же не I решают проблему возникновения и негативного влияния ИМИ на соседние каналы.

Кроме задачи уменьшения ИМИ в наземных станциях спутниковой связи существуют и другие проблемы. Следует выделить проблему электромагнитной совместимости. Она особенно актуальна в приёмных и передающих трактах станций спутниковой связи, построенных с несколькими преобразованиями частоты. Сигналы гетеродинов могут попадать в тракт сигнала приёмника, вводить оконечные каскады приемника в нелинейный режим. Это опасно тем, что может возникнуть эффект подавления слабого сигнала сильным, при этом ухудшается отношение сигнал — шум и, как следствие, приводит к нарушению связи. В передающем тракте наличие сигналов гетеродинов, расположенных в других стволах, будет восприниматься в соседних каналах как мешающая помеха. Большой 1 уровень этой помехи, сравнимой с сигналом, может привести к нарушению связи в соседних каналах. Для устранения этих эффектов следует обратить особое внимание на хорошую фильтрацию сигналов в приёмном и передающем тракте. Это обстоятельство приводит к необходимости более подробного рассмотрения вопросов проектирования фильтров. При разработке фильтров предпочтительно решение, обеспечивающее минимальную стоимость и габариты при сохранении всех требуемых характеристик. На промежуточных частотах 500 1500 МГц габариты фильтров традиционной конструкции, выполненных на резонансных отрезках симметричной полосковой линии, получаются большими. Стоимость таких фильтров тоже достаточно высока.

В радиолокации в настоящее время широко применяются активные фазированные антенные решётки (АФАР), они позволяют суммировать в пространстве мощности большого числа передающих модулей [6], управлять диаграммой направленности и производить сканирование пространства лучом приёмопередающей антенны. Сканирование позволяет осуществлять сопровождение движущихся объектов и определение их угловых координат. При этом система обладает хорошей помехозащищённостью и скрытностью. Применение активных фазированных антенных решёток для создания сканирующих антенн позволяет реализовать высокую скорость обзора пространства и способствует увеличению получаемой информации о распределении источников излучения или отражения. Активные фазированные решётки разделяются на приёмные, передающие и приёмопередающие в зависимости от назначения. Излучатель, усилители, фильтры, фазовращатель, аттенюатор, линии передачи, конструктивно объединены в одно устройство: модуль АФАР. Проектирование модуля АФАР распадается на две задачи: разработка передающего и приёмного тракта. Основными требованиями к модулям АФАР являются обеспечение заданной выходной мощности, высокого КПД, сравнительно широкой полосы пропускания, малого разброса параметров отдельных экземпляров, стабильности работы в широком интервале изменения температуры, хорошей фильтрации внеполосных и побочных излучений. При выполнении всех перечисленных требований модуль АФАР должен иметь ряд конструктивных особенностей, определяемых общей конструкцией антенной решётки, иметь определённую конфигурацию, малую массу и габариты. Габаритные размеры модуля АФАР определяются длиной волны рабочего сигнала и не должны превышать длины волны д, это требование необходимо для исключения побочных максимумов излучения при сканировании. При разработке модулей АФАР для выполнения этого требования приходится решать задачу их миниатюризации. При повышении рабочей частоты в современных АФАР эта задача становится ещё более актуальной. Решить её можно только при миниатюризации отдельных составных частей модуля. Для уменьшения размеров активных и пассивных узлов приёмного и передающего тракта при их проектировании необходимо использовать подложки с большой диэлектрической проницаемостью, например, поликор и тонкоплёночную технологию. Применение композиционных материалов, таких как ФАФ и ФЛАН менее предпочтительно, так как они не имеют высокой стабильности параметров в широком диапазоне температур, применение тонкоплёночной технологии для них очень затруднено, применение безкорпусных элементов и технологии сварки выводов также невозможно. Поэтому при разработке узлов модуля чаще применяют для подложек материалы на основе керамики. Это даёт возможность создания модуля АФАР, удовлетворяющего требованиям малого разброса параметров отдельных экземпляров и стабильности характеристик при работе в широком интервале температуры.

Составной частью модуля АФАР является фазовращатель, необходимый для управления фазой сигнала при формировании диаграммы направленности антенны.

Известны два способа управления фазой сигнала: непрерывный (аналоговый) и дискретный (коммутационный). При непрерывном управлении изменение фазы осуществляется плавно. Однако этот способ трудно осуществлять из-за зависимости фазового сдвига от частоты и температурной нестабильности параметров применяемых элементов. Кроме того, изменение фазы приводит к нежелательному изменению амплитуды сигнала, а это негативно сказывается на диаграмме направленности антенны. Фактор качества для плавных фазовращателей обычно не превышает 100 град/дБ.

При дискретном управлении фазой сигнала в качестве ключа используются pin-диоды или полевые транзисторы. Это позволяет устранить большинство недостатков, присущих плавным полупроводниковым фазовращателям, которые используют в качестве активного элемента варакторные диоды. Фактор качества у дискретных фазовращателей может быть 200 град/дБ и больше. К преимуществам дискретных фазовращателей можно отнести следующее: диоды или транзисторы вносят практически одинаковые потери при обоих значениях фазовой задержки. Важным является возможность работы дискретного фазовращателя в широкой (до октавы и более) полосе частот. Дискретные фазовращатели имеют и свои недостатки. Например, для управления фазой в диапазоне 0 + 360° с точностью 5,5 -г-6 0 необходимо шесть ступенчатых фазовращателей 180°, 90°, 45°, 22.5°, 11°, 5.5°. Кроме того, на один элемент фазовращателя с использованием квадратурного моста требуется, как минимум, два диода или транзистора, а при использовании переключаемых длинных линий - четыре. Кроме того, возникает необходимость подачи разнополярных управляющих сигналов. Использование плавных фазовращателей на варакторных диодах позволяет перекрыть весь диапазон тремя фазовращателями 0-120°. Для установки фазы с большей точностью при ступенчатом управлении требуется установка дополнительных фазовращателей, а при плавном это не требуется. Поэтому по сравнению с плавными фазовращателями дискретные имеют большие габариты.

В модулях АФАР фильтр преселектор выполняет функцию защиты приёмного тракта от перегрузок сигналами внеполосных помех. При построении тракта приёма с преобразованием частоты — защиту от шумов и помех в каналах зеркального и побочного приёма. Для обеспечения жёстких массогабаритных характеристик и высокой стабильности электрических параметров в модулях АФАР применяются фильтры, выполненные на микрополосковых платах с использованием в качестве подложки поликора или других аналогичных материалов. Хорошо известны фильтры на встречноштырьевых резонаторах и фильтры на связанных полуволновых резонаторах. Они имеют малые потери в полосе пропускания, просты в расчёте и имеют низкую стоимость при массовом производстве. Однако они невсегда удовлетворяют разработчика по габаритным размерам, особенно для трактов промежуточной частоты и низкочастотных модулей АФАР.

Для систем связи с корреляционной обработкой сигналов составной частью оптимального приёмника является согласованный фильтр, обеспечивающий на своём выходе максимальное отношение сигнал - шум. В [7] показано, что на выходе согласованного фильтра формируется сигнал, соответствующий (с точностью до постоянного множителя) зеркальному отображению корреляционной функции входного сигнала. В свою очередь, все искажения корреляционной функции входного сигнала происходят в передающих и приёмных трактах. Поэтому требования на искажения сигнала в приемных и передающих трактах для оптимального приёма необходимо задавать в виде изменений корреляционной функции входного сигнала. Однако из-за отсутствия измерительной аппаратуры такой подход используется весьма редко.

Для линейного тракта взаимная корреляционная функция входного и выходного сигналов, когда на его вход действует «белый шум», является достаточной характеристикой этого тракта [8]. При воздействии «белого шума» на узкополосный нелинейный тракт энергетический спектр сигнала на выходе совпадает с суммой обратных преобразований Фурье от степеней коэффициента корреляции выходного сигнала. Таким образом, измеряя и исследуя корреляционную функцию, можно получить полную информацию об искажениях сигнала и в нелинейном тракте.

Из сказанного выше следует, что проектирование СВЧ трактов радиосистем имеет свои особенности и сопряжено с рядом характерных трудностей. Электрические параметры и массогабаритные характеристики приёмных и передающих трактов определяются не только структурой радиосистемы, но и требуемой надежностью, ремонтопригодностью, серийностью, энергопотреблением, себестоимостью и допустимой компоновкой радиосистемы в целом. Для одних радиосистем требования к массе и габаритам не очень жёсткие, но необходима низкая себестоимость и высокая надежность. Для других радиосистем требования к массе, габаритам, компоновке являются определяющими и разработчик при проектировании приёмных и передающих трактов должен исходить именно из них. Требования на исключительно высокие электрические параметры, жёсткие массогабаритные характеристики и низкое энергопотребление для некоторых радиосистем часто являются противоречивыми.

Цель работы - создание СВЧ усилителей с пониженными ИМИ, создание методик расчета микрополосковых фильтров и разработка на их основе сверхмалогабаритных фильтров и фильтров со специальными параметрами, создание методов компенсации искажений сигналов на основе анализа корреляционных характеристик СВЧ устройств, создание малогабаритных фазовращателей на основе совмещения с другими элементами СВЧ устройства.

Постановка задачи — для достижения поставленной цели решались следующие задачи: получение высокой выходной мощности при низких нелинейных искажениях сигналов и малом энергопотреблении, анализ работы усилителя в нелинейном режиме, уменьшение интермодуляционных искажений путем компенсации нелинейных параметров полупроводникового элемента, а также, использование устройств, компенсирующих нелинейные искажения, разработка новых типов фильтров, имеющих малые габариты и высокие электрические параметры, разработка методов расчета нестандартных топологий фильтров, и оценка влияния искажений сигналов в СВЧ трактах на тактико-технические характеристики всей системы, разработка методов измерений искажений сигналов, проведение коррекции параметров приёмных и передающих трактов с целью уменьшения искажений, проектирование плавных и ступенчатых фазовращателей и пути их миниатюризации, совмещение фазовращателя с другими элементами схемы.

Объектом исследования служат: СВЧ усилители мощности на полевых и биполярных транзисторах; СВЧ микрополосковые полосно-пропускающие фильтры; СВЧ тракты и их амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики; плавные и ступенчатые СВЧ фазовращатели.

Предметом исследования служат: расчет и экспериментальное обследование цепей компенсации нелинейных искажений, возникающих в усилителях, работающих в многосигнальном режиме; проектирование и расчет полосно-пропускающих фильтров со специальными параметрами и с минимальными габаритами; методы измерения и коррекции искажений сигналов приемных и передающих СВЧ трактов; проектирование и расчет плавных и ступенчатых СВЧ фазовращателей.

Научная новизна. В диссертации впервые получены следующие результаты:

1. Разработан метод снижения ИМИ в СВЧ усилителе на биполярном транзисторе. Установлено, что значительное влияние на ИМИ третьего порядка оказывает динамическая ёмкость коллекторного перехода.

2. Разработаны методы увеличения динамического диапазона и уменьшения ИМИ в СВЧ усилителях на полевых транзисторах путём: стабилизации тока транзистора, введения низкочастотной отрицательной обратной связи и подключения на вход усилителя компенсирующего устройства.

3. Разработан 100-ваттный усилитель с пониженными ИМИ третьего порядка и с обратной связью для защиты выходных транзисторов от пробоя напряжением ИМС второго порядка.

4. Разработаны методики расчета малогабаритных микрополосковых фильтров на четвертьволновых шпилечных резонаторах, на полусосредоточенных элементах с емкостными и индуктивными связями.

5. Разработаны топологии сверхширокополосных фильтров и фильтров с увеличенным подавлением сигналов на заданных частотах.

6. Проведен анализ возможности реализации фильтров различных топологий в зависимости от частоты и полосы пропускания.

7. Показано, что отношение сигнал-шум на выходе оптимального фильтра уменьшается пропорционально квадрату коэффициента взаимной корреляции входного и выходного сигналов радиотехнического устройства.

8. Показано, что измерение коэффициента взаимной корреляции по сравнению с измерением амплитудных и фазовых характеристик дает возможность значительно проще определить тактико-технические возможности реальной системы.

9. Разработан метод улучшения параметров сверхширокополосного радара, который основан на компенсации искажений взаимной корреляционной функции путем применения согласованного фильтра

10. Разработаны плавные и ступенчатые фазовращатели, совмещенные с полосно-пропуекающим фильтром.

Научные положения, выносимые на защиту:

1. Уменьшение высокочастотных сигналов ИМИ третьего порядка в рабочей полосе частот СВЧ усилителя на полевом транзисторе может быть достигнуто подачей на затвор транзистора с его стока низкочастотных сигналов ИМИ второго порядка, образующих низкочастотную отрицательную обратную связь по этим сигналам.

2. Уменьшение габаритов полосно-пропускающего фильтра достигается укорочением длин связанных четвертьволновых резонаторов путем последовательного соединения отрезков микрополосковых линий с высоким и низким волновым сопротивлением, образующих резонаторы и подключением входа и выхода фильтра к крайним отрезкам с высоким волновым сопротивлением.

3. Уменьшение габаритов полосно-пропускающего фильтра с режекцией сигнала на заданных частотах может быть достигнуто применением четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных микрополосковых линий в качестве резонаторов фильтра и подключением к крайним резонаторам режектирующих отрезков линий, настроенных на заданную частоту режекции.

4. Увеличение дальности обнаружения объекта радаром со сверхкороткими видеоимпульсами может быть достигнуто выделением полезных составляющих и подавлением шумов в спектре каждого отраженного от объекта видеоимпульса синхронным накопителем группового действия.

Практическая ценность работы.

Разработаны: методы снижения ИМИ в СВЧ усилителях; усилители мощности с увеличенным динамическим диапазоном для станций спутниковой связи С, Ки, КА диапазонов; топологии, методики их расчета и синтеза СВЧ микрополосковых' фильтров; малогабаритные, сверхминиатюрные, сверхширокополосные и фильтры с увеличенным подавлением сигналов на заданных частотах; метод увеличения' дальности и разрешающей способности сверхширокополосного радара; радар с улучшенными характеристиками; плавные фазовращатели, совмещенные с полосно-пропускающим фильтром.

Апробация результатов работы:

Результаты работы докладывались на следующих международных и российских конференциях: «Оптические, сотовые и спутниковые сети и системы связи» 26-28 июня 1996г., г. Пушкин (Санкт-Петербург), «Физика и техническое приложение волновых процессов» КГТУ им. А.Н. Туполева сентябрь 2007г., г. Казань, «Подповерхностная радиолокация и дистанционное обнаружение людей с помощью радиолокационных средств» 2007г., МГТУ им. Н.Э. Баумана, г. Москва, "Подповерхностная радиолокация и дистанционное обнаружение людей с помощью радиолокационных средств" 30.01. 2008г., МГТУ им. Н.Э. Баумана, г. Москва, «Инженерная и рудная геофизика - 2008» 25 - 30 апреля 2008г., г. Геленджик.

Публикации. По материалам работы автором опубликовано 9 печатных работ, получен один патент РФ на полезную модель и одно положительное решение о выдаче патента на полезную модель.

Объем работы. Диссертационная работа состоит из введения четырех глав, заключения, списка литературы. Работа выполнена на 157 страницах текста, содержит 102 рисунка, 10 таблиц и список литературы из 88 наименований.

4.3 Выводы.

В результате проведенных исследований автором разработаны пути уменьшения габаритов фазовращателя. Разработана конструкция квадратурного делителя мощности на основе тандемного моста с меньшими размерами по сравнению с известными конструкциями. С целью уменьшения габаритов разработан двухразрядный фазовращатель на одном квадратурном мосте. Исследованы возможности совмещения фазовращателя с полосно-пропускающим фильтром. Разработаны плавные и ступенчатые фазовращатели, совмещенные с полосно-пропускающим фильтром. Например, разработан фазовращатель с плавным изменением фазы от 0 до 180°, совмещенный с семизвенным полосно-пропускающим фильтром на среднюю частоту 910 МГц, с полосой пропускания 80 МГц, который при заданном изменении фазы сигнала имеет перестройку полосы пропускания 24 МГц. Разработан фазовращатель со ступенчатым изменением фазы от 0 + 45° на основе двухзвенного полосно-пропускающего фильтра с перестройкой полосы пропускания pin - диодами.

Фазовращатели, совмещенные с фильтром, целесообразно применять для модулей АФАР, работающих с преобразованием частоты. В этом случае фильтр будет выполнять подавление гетеродина в передающем канале и подавление зеркальной частоты в приемном канале.

Заключение

В результате проведенной работы были получены следующие основные результаты:

1. Созданы новые методики уменьшения ИМИ в мощных СВЧ усилителях.

2. Разработан метод защиты выходных транзисторов усилителя при перегрузке входным сигналом, основанный на ограничении выходного сигнала в зависимости от уровня ИМС второго порядка на выходе усилителя при работе его в двухсигнальном режиме.

3. Созданы новые топологии, методики расчета и синтеза малогабаритных микрополосковых фильтров и фильтров со специальными параметрами (с полосой 1-4 октавы, с подавлением сигналов вблизи полосы пропускания).

4. Предложен метод улучшения параметров сверхширокополосного радара путем применения согласованного фильтра на основе дискретной линии задержки, значительно улучшающий его тактико-технические характеристики радара.

5. Предложен метод измерения искажений коэффициента взаимной корреляции, который применен в радаре поверхностного и подповерхностного зондирования спутника Марса - Фобоса и в станции пассивной локации.

6. Разработаны методы уменьшения габаритов фазовращателя путем уменьшения габаритов квадратурного моста и совмещения функции изменения фазы сигнала с фильтрацией сигнала.

С использованием разработанных методик были созданы:

- усилители мощности с пониженными ИМИ С - диапазона на выходную мощность от 8 до 100 Вт [88], Ки - диапазона - на выходную мощность 4 и 8 Вт, КА — диапазона - на выходную мощность 2 Вт;

- малогабаритные микрополосковые фильтры дециметрового диапазона, габариты которых меньше (более чем в два раза) по сравнению с известными аналогами;

- микрополосковые фильтры с режекцией частот вблизи полосы пропускания;

- сверхширокополосные фильтры с полосой пропускания 1-М- октавы;

- радар подповерхностного зондирования земли с улучшенными тактико-техническими характеристиками;

- фазовращатель для макетного образца модуля АФАР Ь - диапазона;

- фазовращатель, совмещенный с полосно-пропускающим фильтром для блока А ДОС.

Материалы, связанные с разработкой новых приборов и устройств, включенные в диссертацию, получены в рамках 14 - ти НИР и ОКР: «Особняк», «Озонатор», «Онега», «Октант», «Сурдина-М», «Гвоздика», «Стрелок», «С-1», «С-10», «А-1», «АДОС-3,6», «Спинар-Ф», «Цирс», «Фобос-Грунт». Фотографии некоторых устройств, в которых применены разработки диссертационной работы, приведены на рисунках 97. 102.

Рисунок 97 - Фотография 100-ваттного усилителя мощности С - диапазона.

Рисунок 98 - Фотография восьми-ваттного усилителя мощности С - диапазона.

Рисунок 99 - Фотография шестнадцати-ваттного усилителя мощности С - диапазона.

Рисунок 100 - Фотография четырех-ваттного усилителя мощности Ки - диапазона.

Рисунок 101 - Фотография блока преобразователя передающего канала с тремя преобразованиями частоты станции спутниковой связи С - диапазона.

Рисунок 102 - Фотография тракта ПЧ передающего канала станции спутниковой связи С диапазона.

1. Л.Г. Гасанов, A.A. Липатов и др. Твердотельные устройства СВЧ в технике связи. Москва, «Радио и связь», 1988.

2. Вильям Столингс Беспроводные линии связи и сети. Издательский дом «Вильяме», Москва Санкт Петербург - Киев, 2003.

3. Б.А. Локшин Цифровое вещание: от студии к телезрителю. Под редакцией проф. Л.С. Виленчика. Москва, Компания САЙРУС СИСТЕМС, 2001.

4. A.C. Попов, В.В. Труфанов Выбор сигнала для систем спутниковой связи. Сборник тезисов VII Научно-технической конференции, «Оптические, сотовые и спутниковые сети и системы связи», г. Пушкин (Санкт-Петербург), 26-28 июня 1996.

5. Applications of 8PSK and 16 QAM for satellite using Dynamic Pre-Correction/Tanbderg Television pre-release product information, IBC 2000, Stept. 2000.

6. M.B. Балакирев, Ю.С. Вохмяков и др. Радиопередающие устройства. Под редакцией O.A. Челнокова, Москва, «Радио и связь», 1982.

7. В.Н. Банков, Л.Г. Барулин, и др. Радиоприемные устройства. Под редакцией Л.Г. Барулина. Москва, «Радио и связь», 1984.

8. Б.Р. Левин Теоретические основы статистической радиотехники. Издательство «Советское радио», Москва, 1969.

9. A. Katz. Linearization: reducing distortion in power amplifiers. IEEE Microwave Magazine, 2002, vol. 2, № 4, p. 37.

10. J. Shumaker et al. Linear amplifier powers 80 W for MMDS applications. Microwaves & RF, 2001, vol.40, № 12, p.71.ll.S. Murherjee et al. Evaluate the perfomence of amplifying predistorters. Microwaves & RF, 2004, vol. 43 №, 1 p.84.

11. A.A. Титов. Разработка полосовых усилителей мощности с повышенной линейностью амплитудной характеристики. Электронная техника, Сер. СВЧ-техника, 2002, вып. 2, с. 33-39.

12. Y.-C. Jeong et al. A novel adaptive feedforward amplifier using an analog controller. Microwave Journal, 2003, vol. 46, № 4, p. 76.

13. Y.Y. Woo et al. An adaptive feedforward amplifier for WCDMA base stations using imperfect signal cancellation. Microwave Journal, 2003, vol. 46, № 4, p. 22.

14. S.W. Kim et al. Design of a predistorter controlling individual orders of intermodulation using a new harmonic generator. Microwave Journal, 2003, vol. 46, №4, p. 106.

15. Y. Yang et al. A microwave Doherty amplifier employing envelope traking technigue for high efficiency and linearity. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2003, vol. 13, № 12, p. 550-552.

16. K.-J. Cho et al. Linearity optimization of a high power Doherty amplifier based on pot-distortion compensation. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2005, vol. 15, № 11, p. 748-750.

17. N. Gupta et al. A predistortion linearizer using a tunable resonator. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2004, vol. 14, № 9, p. 431-433.

18. A. Katz et al. Ka-band linearization. Microwave Product Digest, January 2004 p. 18.

19. S.C. Bera et al. A temperature-compensated closed loop Overdrive level controller for microwave solid-state amplifiers. Microwave Journal. 2004. vol. 47, № 4. p. 114.

20. S.C. Bera et al. A diode linearizer for microwave power amplifiers. Microwave Journal. 2003. vol. 46, № 11. p. 102.

21. H.A. Кротов и др. Способы линеаризации амплитудной характеристики усилителей мощности. Радиотехника, 2003, №12, с. 55-56.

22. Р.В. Kennington et al. Highefficiency power amplifier linearization for mobile communications. IEEE Conference Proceedings. London. UK. 10-132 October 1995, p. 24-27.

23. K.J. Parsons et al. The efficiency amplifier with delay loss. IEEE Trans. On Vehicular Technology. 1994. Vol. 43, № 2,p. 407-412.

24. Б.М. Богданович. Нелинейные искажения в приемно-усилительных устройствах. М. Связь, 1980.

25. Стандарт типовых земных станций для линий спутниковой связи на базе космического аппарата «Экспресс» М. Акционерное общество «Информкосмос», 1993.

26. Айзенберг Э.В., Бледнов И.И., Фильченков И.В. Защита мощных усилителей СВЧ-диапазона на биполярных транзисторах. Электронная техника Серия 1, Электроника СВЧ, 1986, выпуск 5 (389), ст. 23.

27. И.Н. Дутышев, В.И. Левитин, К.И. Рабинович Транзисторный СВЧ усилитель с малым уровнем нелинейных искажений. Электронная техника, Серия «Электроника СВЧ», выпуск 5 (389), 1986.

28. JI.B. Данилов, П.Н. Матханов, Е. С. Филиппов Теория нелинейных электрических цепей. Ленинград, «Энергоатомиздат», Ленинградское отделение, 1990.

29. И.Н. Дутышев. 100-Ваттный усилитель мощности с уменьшенным уровнем интермодуляционных искажений и защитой выходных транзисторов от пробоя при работе в двухсигнальном режиме. Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, выпуск 4 (492), 2007.

30. L.-H. Hsieh et al. Compact, low insertion-los, sharp-rejection, and wide-band microstrip bandpass filters. IEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2003, vol. 51, № 4, p. 1241-1246.

31. E. Rius et al. Wide-and narrow-band bandpass coplanar filters in the W-frequency band. . IEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2003, vol. 51, № 3, p. 784-791.

32. M.G. Banciu et al. Compact microstrip resonators for 900 MHz freguency band. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2003, vol. 13, № 5, p. 175-177.

33. B. Strassner tn fl/ New wide-bend DC-block cymbal bandpass filter. IEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2002, vol. 50, № 5, p. 14311432.

34. V. Pflazzari et al.Design of an asymmetrical dual-band WLAN filter in liguid crystal polymer (LCP) system-on-package technology. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2005, vol. 15, № 3, p. 165-167.

35. P. Cheong et al. Miniaturized parallel Coupled-line bandpass filter with spurious-response suppression. IEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2005, vol. 53, № 5, p. 1810-1815.

36. T.-N. Kuo et al. A compact ultra-wideband bandpass filter based on split-mode resonator. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2007, vol. 17, № 12, p. 852-854.

37. R.-J. Mao et al. Miniaturized hexagonal stepped-impedance resonators and their applications to filters. IEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 20058 vol. 56, № 2, p. 440-448.

38. S.-C. Lin et al. Wide-stopband microstrip bandpass filters using dissimilar guarter-wavelength stepped-impedance resonators. IEEE Yransactions on Microwave Theory and Techniques, 2006, vol. 54, № 3, p. 1011-1017.

39. A.K. Verma et al. Compact stub type microstrip bandpass filter using defected ground plane. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2004, vol. 14, № 4, p. 136-138.

40. K.-S. Chin et al. New formulas for synthesizing microstrip bandpass filters with relatively wide bandwidths. . IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2004, vol. 14, №5, p. 231-233.

41. S.-W. Fok et al. A novel microstrip square-loop dual-mode bandpass filter with simultaneous size reduction and spurious response suppression. IEEE Yransactions on Microwave Theoiy and Techniques, 2006, vol. 54, № 5, p. 2033-2040.

42. Chang-I G. Hsu et al. Tri-bandpass filters with sharp passband skirts designed using tri-section SIRs. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2008, vol. 18, № l,p. 19-21.

43. C.- F. Chen et al. Design of microstrip bandpass filters with multiorder spurious-mode suppression. IEEE Yransactions on Microwave Theoiy and Techniques, 2006, vol. 53, № 12, p. 3788-3793.

44. Б.А. Беляев и др .Частотно-селективные свойства многозвенных фильтров на регулярных микрополосковых резонаторах. Радиотехника и электроника, 2004, т. 49, № 11, с. 1315-1324.

45. C.-F. Chen et al. Novel compact net-type resonators and their applications to microstrip bandpass filters. IEEE Yransactions on Microwave Theory and Techniques, 2006, vol. 54, № 2, p. 755-761.

46. Г. Ханзел Справочник по расчету фильтров. Перевод с английского В.А. Старостина под редакцией Е.А. Знаменского, Москва, «Советское радиол, 1974.

47. О.И. Мазепова, В.П. Мещанов и др. под редакцией A. JI. Фельдштейна. Справочник по элементам полосковой техники, Москва, «Связь», 1979.

48. И.Н. Дутышев. Проектирование и расчет фильтров на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах. Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, выпуск 5 (493), 2007.

49. Д.Л. Маттей, Л.Я. Янг, Е.М.Т. Джонс. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи Издательство «Связь», Москва, 1972.

50. И.Н. Дутышев, В.И. Левитин Полосовые фильтры дециметрового диапазона на гибридных интегральных микросхемах. Электронная техника, Серия «Электроника СВЧ», выпуск 2 (326), 1981.

51. М.К. Mandal et al. Compact Wide-band bandpass filter using microstrip to slotline broadside-coupling. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2007. vol. 17, №9, p. 640-642.

52. И.Н. Дутышев. Сверхминиатюрные СВЧ фильтры. Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, выпуск 2 (496), 2008.

53. И.Н. Дутышев. СВЧ фильтр с режекцией отдельных частот Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, выпуск 2 (496), 2008.

54. И.Н. Дутышев. Сверхширокополосные фильтры. СВЧ Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, выпуск 2 (496), 2008.

55. P.K. Singh et al. Planar ultra-widebend bandpass filter using edge coupled microstrip lines and stepped impedance open stab. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2007. vol. 17, № 9, p. 649-651.

56. Дутышев И.Н. Микрополосковый сверхвысокочастотный полосно-пропускающий фильтр, положительное решение о выдаче патента на полезную модель от 16.06.2008, № 2008124372/22(029560).

57. З.М. Каневский, М.И. Финкелыптейн. Флуктуационная помех и обнаружение импульсных сигналов. Москва, Ленинград. Государственное энергетическое издательство, 1963.

58. Технические требования для разработки научной аппаратуры, устанавливаемой на космическом аппарате «Марс-94» Институт космических исследований Российской академии наук, 1992.

59. М.И. Филькелыитейн. Подповерхностная радиолокация как эффективное средство дистанционного зондирования природной среды. Всесоюзная конференция по статистическим методам обработки данных дистанционного зондирования окружающей среды. Рига, 1986, с. 4-6.

60. В.В. Глазунов и др. Некоторые перспективные направления развития метода георадиолокации в инженерной геофизике. Тезисы докладов научно-практической конференции «Георадар-2002», Москва, МГУ, 28 января-1 февраля, 2002, с. 1-5.

61. Е.Э. Чернышов и др. Разработка и реализация аппаратно-програмных средств повышения разрешающей способности СШП геолокаторов. Тезисы докладов научно-практической конференции «Георадар-2002», Москва, МГУ, 28 января-1 февраля, 2002, с. 7-9.

62. В.Б. Болтинцев и др. Метод сверхширокополосного геофизического подповерхностного зондирования. Тезисы докладов научно-практической конференции «Георадар-2002», Москва, МГУ, 28 января-1 февраля, 2002. с. 911.

63. A.C. Бажанов и др. Георадар Герад-3. Новые возможности и результаты применения. Тезисы докладов научно-практической конференции «Георадар-2002», Москва, МГУ, 28 января-1 февраля, 2002, с. 13.

64. Н.П. Семейкин и др. Развитие георадаров «Око-М1». Тезисы докладов научно-практической конференции «Георадар-2002», Москва, МГУ, 28 января-1 февраля, 2002, с. 13-15.

65. В.Н. Марчук Алгоритм обработки данных георадара Герад-3. Тезисы докладов научно-практической конференции «Георадар-2002», Москва, МГУ, 28 января-1 февраля, 2002, с. 18-21.

66. В.А. Куликов и др. Бортовые радиопередающие устройства высокоинформативных космических систем дистанционного зондирования Земли. Электромагнитные волны и электронные системы, 2005, т. 10 № 11-12, с. 98-101.

67. Объекты радиолокации обнаружение и распознавание. Коллективная монография под ред. A.B. Соколова. Москва. «Радиотехника», 2006.

68. Я.Д. Ширман Расширение и Сжатие сигналов. Москва. Сов. Радио, 1974.

69. Л.Ю. Астанин, А.Д. Костылев Основы сверхширокополосных радиолокационных измерений. Москва. Радио и связь, 1989.

70. JI.M. Кульницкий, П.А. Гофман, М.Ю. Токарев Математическая обработка данных георадаров и система RADEXPRO. Разведка и охрана недр, 2001, № 3, с. 6-11.

71. Дутышев И. Н., Бажанов А. С., Дутышев В. И., Кричевский В. И., Местэртон А. П. «Радиолокатор подповерхностного зондирования», патент на полезную модель от 26. 02. 2008, заявка № 2008107454(008081).

72. Д.М. Сазонов, А.Н. Гридин, Б.А. Мишустин. Устройства СВЧ под редакцией профессора Д.М. Сазонова. Москва «Высшая школа» 1981.

73. F. Ellinger et al. Vactor-loaded transmission-line phase shifter at C-band using lumped elements. IEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2003, vol. 51, №4, p. 1135-1 140.

74. Захалявко A.B., Дудюх Н.И. Широкополосный выключатель СВЧ на полевых транзисторах с барьером Шотки. Электронная техника Серия 1, Электроника СВЧ, 1990, выпуск 3 (427), с. 19.

75. Кочерыгина М.А., Силин Р.А. Синтез широкополосных фазовращателей с Т-звеньями. Электронная техника, серия 1, СВЧ-техника, 1993, выпуск 2 (456), ст. 4.

76. Алексеев Г.Н., Аристархов Г.М. Широкополосные дифференциальные фазовращатели на основе одиночных линий передачи. Радиотехника и электроника. 1988, Е. 33, № 1, ст. 63-69.

77. Ayasli Y. Microwave swiching with GaAs FETs. Microwave J. 1982., № 11., p. 61-64, 66-68, 70-72, 74.

78. О. Вендик и др. Фазовращатели сканирующих антенн для радаров обзора территорий. Беспроводные технологии, 2007, № 3, с. 28-30.

79. Д.С. Губин и др. Синтез фазовращателей на одиночных ступенчатых линиях передачи со шлейфами. Электронная техника Сер. СВЧ-техника, 2004, вып. 1 (483), с. 69-72.

80. G. McFeetors et al. Distributed MEMS analog phase shifter with enhanced tuning. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2005, vol. 16, № 1, p. 34-36.

81. S.-Y. Eom. Broadband. 180° bit phase shifter using a A/2 coupled line and parallel A/8 stubs. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2004, vol. 14, № 5, p. 228-230.

82. П.В. Логачев и др. Полупроводниковые и микроэлектромеханические фазовращатели СВЧ-диапазона. Успехи современной радиоэлектроники, 2004, №3, с. 35-55.

83. A. Keerti et al. High power linearized RF phase shifter using anti-series diodes. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2006, vol. 16, № 4, p. 200-202.