автореферат диссертации по электронике, 05.27.01, диссертация на тему:Интегральная реализация принципа многофазного управления регулятором напряжения питания в КМОП технологическом базисе

На правах рукописи

БАЛАШОВ АЛЕКСЕЙ МИХАЙЛОВИЧ

ИНТЕГРАЛЬНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ПРИНЦИПА МНОГОФАЗОВОГО УПРАВЛЕНИЯ РЕГУЛЯТОРОМ НАПРЯЖЕНИЯ ПИТАНИЯ В КМОП ТЕХНОЛОГИЧЕСКОМ БАЗИСЕ

Специальность 05.27.01 - Твердотельная электроника, радиоэлектронные компоненты, микро- и наноэлектроника, приборы на квантовых эффектах

Автореферат диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Москва - 2005 г.

Работа выполнена на кафедре биомедицинских систем в Московском государственном институте электронной техники (техническом университете).

Научный руководитель:

доктор физико-математических наук,

профессор С. В. Селишев

Официальные оппоненты: доктор технических наук,

профессор Д. И. Панфилов

кандидат технических наук А. Ю. Новоселов

ъ/г_ч.£С>мин. на заседании диссертационного совета ¡\.i\l. \I по присуждению ученых степеней в Московском государственном институте электронной техники по адресу: 124498, Москва, г. Зеленоград, проезд 4806, д. 5

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке МИЭТ.

Автореферат разослан " " " " 2005 г.

Ученый секретарь диссертационного совета Доктор технических наук

Ведущая организация: ГУЛ НПК «СПУРТ»

профессор

100b-А 19172,

Общая характеристика работы

Актуальность темы

219f300

В настоящее время импульсные преобразователи напряжения (DC-DC конверторы) получили широкое распространение. Импульсные преобразователи напряжения составляют значительную долю мирового рынка электроники - более 8 миллиардов долларов ежегодно. Эта доля возрастает вместе с общим увеличением мирового рынка электроники. Популярность DC-DC конверторов обусловлена, прежде всего, их высокой эффективностью. Коэффициент полезного действия (КПД) простейшего импульсного преобразователя напряжения составляет не менее 80%.

Подавляющее большинство современных процессоров используется для создания вычислительной техники и систем управления с производительностью более 1 миллиарда операций в секунду. Рост быстродействия определяется уменьшением минимальных проектных норм технологии изготовления ИМС. В связи с этим уменьшается пробивное напряжение полупроводниковой структуры, и уменьшается максимально допустимое напряжение питания для таких устройств. Также наблюдается тенденция к постоянному усложнению функциональных узлов современных процессоров. Следовательно, неизбежен рост потребления энергии СБИС подобного класса. Таким образом, при проектировании современного источника питания существует проблема осуществления эффективного преобразования высокого напряжения в низкое напряжение с сохранением высокой нагрузочной способности DC-DC конвертора. Такой DC-DC конвертор находит широкое применение в современной вычислительной технике, например, в качестве источника питания микропроцессоров персональных компьютеров (ПК) и специализированных процессоров для встраиваемых систем.

По архитектуре построения DC-DC конверторы можно разделить на две группы. Первая группа - DC-DC конверторы с аналоговым способом управления. Вторая группа - DC-DC конверторы с цифровым способом управления. DC-DC конвертор с аналоговым способом управления является традиционным источником питания множества электронных приборов. Недостаток аналогового управления заключается в резком падении КПД при уменьшении выходного стабилизируемого напряжения и в уменьшении точности выходных параметров. DC-DC конвертор с цифровым способом управления получил распространение в последние годы с развитием цифровой техники. Преимущество цифрового способа управления состоит в

высокой помехоустойчивости, высокой точности выходных параметров и низкой чувствительности к изменениям параметров схемы. Недостатком систем питания на основе цифрового управления является их высокая стоимость по сравнению с аналоговыми системами питания. Например, DC-DC конвертор на основе аналоговой схемы управления стоит около 50 $, а цена прецизионного DC-DC конвертора с цифровым управлением составляет около 1000 $.

Существуют технические решения для построения DC-DC конверторов, которые позволяют получить требуемую точность выходных параметров, не увеличивая стоимость изделия. Одним из таких решений является использование принципа многофазовой широтно-импульсной модуляции (ШИМ) для управления импульсным преобразователем напряжения. В результате использования принципа многофазового управления достигается низкое стабилизированное напряжение (до 1,5 В) при этом КПД многофазовой системы составляет не менее 90%. DC-DC конвертор на основе принципа многофазовой ШИМ имеет аналоговую схему управления. Разработка такой ИМС управления позволит построить DC-DC конвертор, который может использоваться, как эффективный источник питания микропроцессоров ПК и специализированных процессоров для встраиваемых систем. В специальной литературе такой источник называется регулятором напряжения питания (РНП).

Современные технологии изготовления интегральных микросхем (ИМС) позволяют реализовать аналоговую схему управления РНП в одном кристалле. Это приводит к сокращению количества дискретных компонентов в составе DC-DC конвертора (РНП) и существенно уменьшает его габариты. Аналоговая ИМС управления РНП должна выполнять функции обеспечения обратной связи для стабилизации выходного напряжения и функции мониторинга для управления состоянием DC-DC конвертора (РНП).

Анализ существующих ИМС управления РНП показал, что совершенствование аналоговых систем возможно осуществлять следующими способами:

увеличением количества рабочих каналов РНП;

построением дополнительных контуров отрицательной обратной

связи;

увеличением частоты управления (модуляции);

улучшением характеристик внутренних аналоговых узлов ИМС

управления;

снижением потребляемой мощности ИМС управления.

Кроме того, изготовление ИМС управления в дешевом технологическом базисе снизит себестоимость РНП.

В литературе нет сведений о структуре современного DC-DC конвертора (РНП) на основе многофазовой ШИМ. Не уделяется достаточно внимания вопросам функционирования отрицательных обратных связей (ООС) в среде многофазовой ШИМ, модернизация структуры которых может существенно улучшить характеристики DC-DC конвертора. Недостаточно проработана методология проектирования ИМС управления РНП, начиная с синтеза структурной схемы и заканчивая экспериментальными исследованиями. Основываясь на стабилизирующих свойствах ООС, необходимо разработать улучшенную функциональную схему ИМС управления РНП для повышения ее технических характеристик по сравнению с существующими в мире аналогами.

Таким образом, создание методологии проектирования DC-DC конверторов (РНП) на основе многофазовой ШИМ, на базе которой будет разработана ИМС управления РНП с малой потребляемой мощностью и с увеличенной частотой модуляции, является актуальной научно-технической задачей.

Цель диссертационной работы состоит в разработке методологии проектирования DC-DC конверторов (РНП) на основе многофазовой ШИМ и в проектировании маломощной ИМС управления РНП, которая должна обеспечивать:

1. Аналоговое управление регулятором напряжения питания на основе многофазовой ШИМ;

2. Частоту модуляции 1,5 МГц;

3. Управление регулятором напряжения питания с помощью четырех рабочих каналов;

4. Ток потребления не более 10 мА;

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:

1. Синтезировать функциональную схему ИМС управления РНП;

2. Оценить влияние элементов функциональной схемы на выходные характеристики РНП;

3. Выбрать технологию изготовления ИМС управления;

4. Разработать схемотехнические решения для реализации основных блоков и топологию ИМС;

5. Разработать типовую схему включения ИМС;

6. Экспериментально исследовать разработанную ИМС.

Научная новизна работы

1. Развита методология проектирования аналоговых ИМС управления РНП в среде многофазовой ШИМ, основанная на разработке математической модели и синтезе архитектуры функциональной схемы РНП.

2. Для получения выходного напряжения РНП, равного 1,5В и ниже, при выходном токе до 60А используется аналоговое управление четырьмя рабочими каналами многофазовой ШИМ с частотой модуляции, увеличенной до 1,5МГц.

3. В функциональную схему ИМС управления РНП введена отрицательная обратная связь по усредненному току рабочего канала, позволяющая задавать уровень выходного напряжения в зависимости от тока нагрузки таким образом, чтобы амплитуда пульсаций в момент переходного процесса не превышала границы допустимого диапазона.

Практическая значимость работы

В результате выполнения работы разработана ИМС управления модулем РНП на основе многофазовой широтно-импульсной модуляции.

Разработанная ИМС обеспечивает:

1) Аналоговое управление многофазовой ШИМ.

2) Управление четырьмя рабочими каналами преобразователя напряжения.

3) Частоту модуляции управляющего сигнала в пределах от 200КГц до 1,5МГц.

4) Отклонение выходных параметров РНП от номинальных значений не более 1%

Использование стандартного КМОП технологического процесса с минимальными проектными нормами 0,6 мкм для изготовления ИМС управления позволило обеспечить работоспособность ИМС в диапазоне температур от -40 °С до 125 °С.

Результаты экспериментальных исследований образцов ИМС управления подтвердили возможность и необходимость серийного производства разработанной ИМС.

Положения, выносимые на защиту

1. Предложенная методология проектирования аналоговых ИМС управления РНП в среде многофазовой ШИМ позволяет сократить время проектирования ИМС управления РНП от этапа синтеза функциональной схемы до этапа экспериментального исследования ИМС и улучшить совокупность параметров РНП.

2. Разработано аналоговое управление четырьмя рабочими

каналами многофазовой широтно-импульсной модуляцией с частотой коммутации 1.5 МГц, что позволило реализовать преобразование напряжение из 5В в 1,5В и ниже при выходном токе до 60А с КПД не менее 90% и обеспечить отклонение выходного напряжения не менее 1% от номинального значения.

3. Структурная схема ИМС управления регулятором напряжения питания, содержащая отрицательную обратную связь по усредненному

• току рабочего канала, в сочетании с известными обратными связями по

току и по напряжению позволяет уменьшить диапазон пульсаций выходного напряжения при резком изменении нагрузки.

4. КМОП технологический процесс, с возможностью формирования пассивных элементов, является оптимальной технологией изготовления ИМС управления РНП.

Достоверность результатов работы Достоверность результатов работы обусловлена использованием общепринятых математических методов расчета электрических схем, использованием современных БРГСЕ-моделей приборов для математического моделирования схемотехнических решений и удовлетворительной степенью совпадения результатов измерений экспериментальных образцов с результатами математического моделирования.

Внедрение результатов работы Результаты диссертационной работы были использованы при подготовке и реализации следующих проектов кафедры биомедицинских систем МИЭТ.

«Микроэлектронный программируемый генератор сильноточных импульсов», 2001-2002гг.

«Внешний дефибриллятор нового поколения с программируемой формой электрического импульса». 2001-2002гг.

I «Система бесконтактного контроля сердечной деятельности

человека во время сна в условиях международной космической станции», 2003-2004гг.

«Малогабаритный внешне носимый электрический кардиовертер-дефибриллятор, средства контроля за сердечной деятельностью в чрезвычайных ситуациях», 2003-2004гг.

Также результаты работы были внедрены и использованы в ООО «Юник Айсиз» в рамках следующих проектов:

«Разработка микросхемы многофазового ШИМ-контроллера регулятора напряжения питания ядра микропроцессора - «Фаза»».

«Разработка микросхемы управления подсветкой жидкокристаллического монитора - «Инвертор 1»»

«Разработка микросхемы управления подсветкой жидкокристаллического монитора - «Инвертор 2»»

Апробация результатов работы Результаты работы докладывались и обсуждались на- 7 Всероссийской межвузовской научно-технической конференции студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика - 2000», МИЭТ, Москва, 2000г.

- 8 Всероссийской межвузовской научно-технической конференции студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика - 2001», МИЭТ, Москва, 2001 г

- 9 Всероссийской межвузовской научно-технической конференции студентов и аспирантов "Микроэлектроника и информатика - 2002", МИЭТ, Москва, 2002г.

- IV Международной научно-технической конференции «Микроэлектроника и информатика - 2002», МИЭТ 2002г.

- 10 Всероссийской межвузовской научно-технической конференции студентов и аспирантов "Микроэлектроника и информатика - 2003", МИЭТ, Москва, 2003 г

- Научно-техническом совещании ОАО «НИИМЭ и Микрон», Москва, 2005г.

Публикации

По результатам работы опубликовано 4 статьи, 5 тезисов докладов на научно-технических конференциях.

Структура и объем диссертации Диссертационная работа состоит из введения, 6 глав, заключения, 6 приложений и списка литературы, включающего 109 наименований. Содержание работы изложено на 166 страницах машинописного текста, включая 66 рисунков и 11 таблиц к основному тексту.

Основное содержание работы Во введении обоснована актуальность выбранной темы диссертационной работы, определены цели и основные задачи работы, изложены научная новизна и практическая ценность полученных результатов работы и сформулированы положения, выносимые на защиту.

В первой главе дана классификация DC-DC конверторов по способу управления. Рассмотрены достоинства и недостатки

преобразователей разного типа. Выявлена тенденция развития научно-технических решений в виде совершенствования аналогового способа управления DC-DC конвертором. Применение многофазовой ШИМ является одним из путей совершенствования аналогового управления. Обоснована целесообразность использования DC-DC конвертора на основе многофазовой ШИМ в качестве регулятора напряжения питания (РНП). Проведен анализ существующих ИМС управления РНП и выявлены их недостатки. Сформулирована цель работы и поставлены задачи, решение которых необходимо для достижения цели.

Вторая глава посвящена синтезу структурной схемы ИМС управления регулятором напряжения питания. Проанализирован принцип работы модуля РНП и обоснована целесообразность использования принципа управления на основе многофазовой широтно-импульсной модуляции. Описаны принципы обратной связи, необходимые для функционирования РНП. Разработана структурная схема ИМС управления РНП, содержащая дополнительный контур отрицательной обратной связи по усредненному току рабочего канала. Сформулированы технические требования к параметрам разрабатываемой ИМС.

Устройство, обеспечивающее преобразование напряжения в системах питания, называется регулятором напряжения питания (РНП). К современному РНП предъявляются высокие требования к выходным параметрам. Необходимо получить низкое выходное напряжение порядка 1В при входном напряжении 5В, а также обеспечить стабильный выходной ток величиной порядка 60А Отклонение выходного напряжения от номинального значения не должно быть более 1%.

Для достижения стабильности выходного напряжения и выходного тока использован принцип импульсного преобразования напряжения. Для реализации требуемых выходных характеристик РНП используется широтно-импульсная модуляция. При широтно-импульсной модуляции отрицательная обратная связь РНП изменяет скважность управляющих импульсов, оставляя частоту импульсов неизменной. Простейшая схема понижающего импульсного стабилизатора напряжения, показанная на рис. 1, не обеспечивает требуемые выходные характеристики. При пониженном напряжении стабилизации (выходном напряжении) происходит падение коэффициента полезного действия (КПД).

С учетом потерь энергии на ключевом элементе и на разрядном диоде КПД будет записан следующим образом:

где и^ - падение напряжения на ключевом элементе; 1!д - падение напряжения на разрядном диоде.

Из формулы (1) видно, что при достаточно низком выходном напряжении, сравнимым с напряжениями 1)д и Ик„ произойдет уменьшение КПД преобразователя. Причем, при увеличении коэффициента заполнения на уменьшение КПД будет влиять падение напряжения на ключевом элементе, а при уменьшении коэффициента заполнения на уменьшение КПД окажет влияние падение напряжения на разрядном диоде (ид). Таким образом, решение в виде простейшей схемы импульсного преобразователя напряжения для получения низких выходных напряжений (около 1 В) не эффективно с точки зрения рассеиваемой мощности.

В диссертационной работе предложена структурная схема импульсного РНП и синтезирована функциональная схема ИМС управления РНП. Для устранения снижения КПД в качестве ключевого элемента использовано синхронное коммутирующее включение двух транзисторов. Схема с синхронным ключевым элементом представлена на рис.2.

Кл

СУ

Рис.1. Схема простейшего импульсного преобразователя напряжения понижающего типа

Рис.2. Схема понижающего импульсного стабилизатора с синхронным элементом.

Сравнительные характеристики простейшего РНП и РНП с синхронной схемой при различных выходных напряжениях приведены в таблице 1.

Сравнительные характеристики простейшего импульсного преобразователя и преобразователя с синхронной схемой __Таблица 1

Основные характеристики Выходное напряжение, В

5 3.3 2.0

Коэффициент заполнения для ключевого элемента, у 0.417 0.275 0.167

Коэффициент заполнения для диода VD (простейшая схема) и транзистора VT2 (синхронная схема), (VD 0.583 0.725 0.833

Потери на интервале нарастания тока в ключевом элементе и транзисторе VT1 (простейшая и синхронная схемы), Вт 0.074(0.3%) 0.154(0.6%) 0.293(1.2%)

Потери на интервале спада тока в диоде VD (простейшая схема), Вт в синхронном диоде VT2 (синхронная схема), Вт 1.12(4.7%) 0.55 (2.3%) 2.11(8.8%) 0.25 (1%) 4.0(16.7%) 0.657(2.7%)

Предельный КПД в простейшей схеме РНП,% 95% 91.6% 82.1%

Предельный КПД в РНП с синхронной схемой, % 93% 98.4% 96.1%

Ввиду того, что в простейшей схеме при расчетах разрядный диод замещается эквивалентной ЭДС, а в синхронной схеме транзистор УТ2 замещается малым сопротивлением ~ 0.005 Ом, происходит

значительное уменьшение рассеиваемой мощности, что подтверждают данные таблицы 1.

Для достижения требуемой стабильности выходного тока и устранения пульсаций выходного напряжения используется принцип многофазовой ШИМ (рис.3), суть которого заключается в последовательном запуске нескольких параллельно включенных ключевых элементов (рабочих каналов). Управляющие сигналы при этом различаются фазой:

360°

<Р = —, (2)

N

где Л' - количество рабочих каналов.

1м переменная составляющая выходного тока < Ги> постоянная составляющая выходного тока

Рис.3. Импульсный преобразователь напряжения на основе многофазовой ШИМ

В результате использования многофазовой ШИМ происходит равномерное распределение токов заряда и разряда, увеличивается частота изменения тока. Таким образом, существенно уменьшаются значения номиналов компонентов выходного фильтра,величина пульсаций выходного напряжения, рассеиваемая мощность и увеличивается КПД при больших токах нагрузки.

Рассмотрим механизм снижения выходных пульсаций при использовании многофазовой ШИМ. Допустим, что в схеме на рис 2.4 имеется два рабочих канала. Фаза управляющих сигналов равна 180°. Графики токов Iu и lu, протекающих через индуктивности L1 и L2, показаны на рис.2.5. Ток, протекающий через сопротивление нагрузки, равен сумме постоянных составляющих токов каждого рабочего канала. Ток через выходной конденсатор С„„, является переменной

составляющей суммы токов 1и и 1и- Именно переменная составляющая суммарного выходного тока определяет величину пульсаций выходного напряжения.

Рис.4 Распределение токов в двухфазном преобразователе напряжения

на основе ШИМ.

Рисунок 4 иллюстрирует распределение токов в рабочих каналах двухфазного преобразователя напряжения на основе ШИМ. Коэффициент заполнения у равен 0,7. Суммарный выходной ток равен 30А. Постоянная составляющая тока одного рабочего канала равна 15 А. Сдвиг фазы управляющих сигналов позволяет уменьшить амплитуду переменной составляющей суммарного выходного тока до 5А.

С увеличением количества рабочих каналов (фаз управления) можно добиться существенного уменьшения амплитуды переменной составляющей суммарного выходного тока (при амплитуде тока одного рабочего канала равной 10А амплитуда суммарного выходного тока составляет менее 2А). На рис.5 представлено распределение токов в четырехфазном преобразователе напряжения на основе ШИМ.

Таким образом, использование многофазовой ШИМ позволяет:

- уменьшить пульсации выходного напряжения за счет снижения амплитуды выходного тока;

- распределить суммарный выходной ток по рабочим каналам, что снижает требования к характеристикам индуктивностей выходного фильтра;

- получить высокий выходной ток при низком значении выходного напряжения.

Необходимым условием достижения минимальной величины выходных пульсаций РНП является равенство постоянных составляющих токов рабочих каналов. Следовательно, аналоговая схема управления многофазовой ШИМ-системой должна содержать контур отрицательной обратной связи (ООС) по току. Для этого необходимо

фиксировать значение тока в каждом рабочем канале и вырабатывать сигнал, определяющий компенсацию изменения этих токов.

61В 6М

59Й

Рис.5 Распределение токов в четырехфазном преобразователе напряжения на основе ШИМ

Наличие дополнительных ООС в схеме управления многофазовым DC-DC конвертором определяется стремлением улучшить те или иные выходные характеристики устройства. В данной работе предложен контур ООС по усредненному току рабочего канала, обеспечивающий уменьшение диапазона разброса выходного напряжения при резком изменении нагрузки. Функциональная схема ООС приведена на рис.6.

Рис.6 Функциональная схема дополнительного контура ООС

Средний ток, вычисляемый из значений токов рабочих каналов, сравнивается с внутренним опорным током. Разность токов преобразуется с помощью схемы источника тока управляемого током (ИТУТ) в дополнительное падение напряжения на резисторе Я, которое вносит поправку в напряжение на вход усилителя ошибки и компенсирует изменение выходного напряжения.

В отсутствие данной функции при резком изменении тока нагрузки выходное напряжение может также резко измениться и выйти за пределы допустимого диапазона. При использовании компенсации выходного напряжения с помощью обратной связи по току в отсутствие тока нагрузки выходное напряжение устанавливается в верхней половине диапазона допустимых значений (рис. 7а). При максимальном токе нагрузки выходное напряжение устанавливается в нижней половине диапазона допустимых значений (рис.7б).

Joui .. loul .

Umu * i max

а) б)

Рис.7. Компенсация изменения выходного напряжения при резком изменении тока нагрузки: а) при возрастании тока нагрузки; б) при

убывании тока нагрузки

Реализованная таким образом компенсация резкого изменения выходного напряжения позволяет существенно уменьшить диапазон колебания выходного напряжения, уменьшить размеры и снизить стоимость элементов выходного фильтра.

Синтезированная функциональная схема ИМС управления РНГ1 представлена на рис.8.

В функциональной ИМС управления РНП реализованы 3 вида обратной связи:

1) обратная связь по напряжению, обеспечивающая стабильность выходного напряжения;

2) обратная связь по току, обеспечивающая равенство токов в рабочих каналах и стабильность тока нагрузки;

3) обратная связь, компенсирующая изменение выходного сигнала при резком изменении тока нагрузки.

Рис.8. Функциональная схема ИМС управления РНП

ИМС управления РНП содержит источники опорного напряжения и опорных токов, цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), усилитель ошибки, ШИМ-компараторы, многофазовый генератор, схему устранения разбаланса токов, схему плавного старта и схему защиты от перегрузок.

Источник опорного напряжения (ИОН) вырабатывает уровни постоянного термонезависимого напряжения. ЦАП преобразует цифровой пятиразрядный код, задающий выходное напряжение, в аналоговый сигнал.

Усилитель ошибки является операционным усилителем, включенным по схеме интегратора. Он обеспечивает формирование компенсирующего сигнала, необходимого для стабилизации выходного напряжения.

Многофазовый генератор пилообразного напряжения вырабатывает сигналы, имеющие различную фазу. Фаза рассчитывается по формуле (2).

Схема устранения разбаланса токов необходима для реализации дополнительного контура обратной связи по усредненному току рабочего канала, которая обеспечивает равенство токов в рабочих

каналах многофазового РНП и повышенную точность выходного напряжения.

Схема плавного старта обеспечивает плавное нарастание выходного напряжения в момент включения ИМС.

Схема зашиты от сбоев отключает ИМС, если выходное напряжение или выходной ток превышают допустимые значения.

В третьей главе проведен выбор технологического базиса изготовления ИМС управления РНП. Выбрана технология для изготовления аналоговых и цифровых элементов на одном кристалле. Оптимальным технологическим базисом создания ИМС управления РНП является КМОП технология, обеспечивающая высокую плотность интеграции элементов, низкую рассеиваемую мощность, большой запас помехоустойчивости и разумный компромисс между требуемыми характеристиками и стоимостью изделия. Прецизионный резистивный делитель, необходимый для создания аналоговых блоков, успешно реализуется на основе диффузионных резисторов типа Ы-ХУЕЬЬ в выбранном технологическом базисе.

Четвертая глава посвящена схемотехническому и топологическому проектированию аналоговых и цифровых блоков ИМС управления РНП на основе структурной схемы ИМС, синтезированной в главе 2. В соответствии с правилами проектирования прецизионных аналоговых схем разработана топология кристалла ИМС управления РНП. Разработана типовая схема включения ИМС в составе модуля РНП.

При проектировании аналоговой части ИМС разработаны схемы источника опорных токов, источника опорного напряжения с компенсацией нелинейности температурного коэффициента напряжения (ТКН) р-п перехода, прецизионного многофазового генератора и схемы устранения разбаланса токов в рабочих каналах многофазового РНП.

Источник опорных токов обеспечивает питание всех блоков ИМС управления РНП. Использование температурных свойств интегрального диода на основе р-п перехода и интегрального диффузионного резистора позволило получить стабильный, слабо зависящий от температуры постоянный ток. Использование схемы источника опорного тока в ИМС управления РНП позволило существенно снизить разброс потребляемой мощности в диапазоне температур от 0°С до +70°С. (10% от величины потребляемой мощности при комнатной температуре).

Для получения опорного напряжения высокой точности (до 10

ррт/°С) в диссертационной работе разработана электрическая схема ИОН на основе компенсации нелинейности ТКН р-п перехода.

Прецизионный многофазовый генератор пилообразного напряжения основан на заряде и разряде конденсатора постоянным током. В состав многофазового генератора входят опорный генератор, четыре вспомогательных генератора, формирующие сигналы в определенный момент времени, и схема управления вспомогательными генераторами. Для повышения стабильности частоты в состав генератора включена упрощенная схема Я-Б триггера, которая позволила минимизировать задержку управляющего сигнала. Для повышения температурной стабильности частоты генератора был использован внешний резистор, от номинала которого зависит ток заряда-разряда конденсатора.

Схема устранения разбаланса токов в рабочих каналах РНП содержит четыре схемы датчика тока, которые определяют величину тока в каждом рабочем канале, и схему вычисления среднего значения тока и формирования корректирующего сигнала для каждого рабочего канала. Операция определения тока в рабочем канале основана на определении значения тока, протекающего через ключевой элемент во время фазы разряда индуктивности. Операции вычисления среднего значения тока, сравнения номинала тока со средним значением и формирования компенсирующего сигнала реализованы аналоговым способом с помощью систем прецизионных токовых зеркал.

Схема датчика тока в составе ООС по усредненному току рабочего канала представлена на рис.9

VI!!!

Л

"о

Рис.9. Схема датчика тока в составе ООС по усредненному току рабочего канала

В узел ЯБЕ^Е втекает отрицательный ток, величина которого пропорциональна величине тока рабочего канала и равна:

j _ I!. ' ri)S(()N) 1SEN ~ n

s7"v (3)

где //. - ток рабочего канала, RSj n - величина сенсорного резистора, rDS(oN) ~ сопротивление открытого мощного транзистора.

Усилитель А2 формирует на неинвертиругощем входе усилителя AI нулевой потенциал. Таким образом, ток Isen формируется в транзисторах Ml и М2, за счет эффекта «токового зеркала». Транзистор М4 и конденсатор С1 являются схемой выборки и хранения, которая запоминает значение тока и передает его для дальнейшей обработке по сигналу SAMPLE.

Схема формирования компенсирующих сигналов и вычисления

На входы схемы I sen 1 и I_sen2 приходят токи пропорциональные токам первого и второго рабочих каналов соответственно. На токовых зеркалах, состоящих из транзисторов М5, Мб, М9, М10 эти токи суммируются. Через транзисторы М7 и М8 протекает суммарный ток. Поскольку отношение W/L транзисторов M11, М12 в два раза меньше, чем у М7 и М8, то ток протекающий через них, равен среднему арифметическому токов í senl и I_sen2. Следовательно, на стоковых областях транзисторов М13 и М17 формируется напряжение, пропорциональное величине отклонения тока рабочего канала от среднего арифметического. В транзисторах М19 и М20 формируется среднее арифметическое значение тока рабочих каналов

Схема компенсации изменения выходного напряжения при резком изменении тока нагрузки представлена на рис. 11.

у««» га«

О-"*л—

С№

Н1-

XI

/Л

ю

—чл-1-

К выходному драйверу

XI

К выходному драйверу

XI

-лм-

К выходному драйверу

УМ

/Л

К аы модному драйверу

■ ф

•«ф

Рис.11 Схема компенсации изменения выходного напряжения

при резком изменении тока нагрузки Ток I_avg, величина которого пропорциональна среднему значению тока рабочих каналов, поступает на токовое зеркало М1,М2, где сравнивается с внутренним опорным током 1_ге£ Разность токов протекает через резистор Ят, на котором и падает напряжение компенсации, поступающее на вход усилителя ошибки ЕА вместе с основным сигналом.

При разработке схемотехники цифровой части ИМС управления РНП была разработана схема плавного запуска, обеспечивающая плавное нарастание выходного напряжения при включении питания.

Для проектирования топологии ИМС управления РНП разработана библиотека цифровых и аналоговых элементов, исходя из конструкторско-технологических ограничений для выбранной технологии. Кристалл микросхемы содержит около 3000 транзисторов и является БИС. Размеры кристалла разработанной ИМС управления РНП составляют 2,8x1,9 (ммхмм). Общий вид топологии кристалла ИМС управления РНП представлен на рис. 12.

PWM3 VSEM GND FS/DIS

PQOOD VCC VID4 VID3

Рис.12. Общий вид топологии кристалла ИМС управления РНП

Пятая глава посвящена моделированию ИМС управления РНП. Чтобы убедиться в работоспособности предложенных схемотехнических решений, а также оценить работоспособность ИМС в заданном диапазоне рабочих температур и напряжений питания, было проведено компьютерное моделирование ИМС. Для моделирования использовалась программа PSpice A/D, входящая в состав САПР электронных устройств OrCAD 9.2 и программа Spectre, входящая в состав сквозного САПР ИМС Cadence. Обе программы позволяют выполнять моделирование цифровых, аналоговых и смешанных аналого-цифровых устройств. ИМС управления моделировалась на транзисторном (аналоговом) уровне.

Для моделирования использовались модели следующих элементов:

- математическая модель МОП транзистора уровня BSim3.1;

- математическая модель биполярного транзистора уровня Level 3 (модель Гумеля-Пунна);

- математическая модель резистора, учитывающая изменение сопротивление в зависимости от температуры.

На первом этапе было проведено отдельное моделирование аналоговых и цифровых блоков ИМС управления РНП. Разработаны схемы включения для моделирования ИОН, источника опорных токов, ЦАП, многофазового генератора пилообразного напряжения и усилителя ошибки.

На втором этапе было проведено моделирование всей ИМС управления РНП. В результате моделирования были получены расчетные графики зависимостей выходных параметров ИМС от времени и от температуры.

Анализ результатов моделирования показал, что ИМС работоспособна в заданном диапазоне рабочих температур (от 0 до +70°С).

Результаты моделирования ИМС управления с учетом паразитных элементов (сопротивлений шин и контактов, паразитных емкостей) также показали, что ИМС управления РНП работоспособна в заданном диапазоне рабочих температур.

Шестая глава посвящена исследованию экспериментальных образцов ИМС управления РНП. Для проведения измерений были разработаны методика измерения и схема измерительного стенда. Испытания проводились с использованием автоматизированной системы измерения и контроля Agilent.

В соответствии с разработанной методикой исследования ИМС управления РНП были измерены основные параметры ИМС. Результаты измерений соответствуют техническому заданию.

На рис.13 представлена осциллограмма выходного напряжения модуля РШТтостов^эаз^эот^^^^^^

^ЙШШШШ 0*

Рис.13. Осциллограмма, иллюстрирующая выходное напряжение

модуля РНП

Из рис.14 видно, что при включении напряжения питания происходит инициализация ИМС и плавное нарастание выходного напряжения.

Осциллограмма на рис.12 иллюстрирует установку и сброс выходного напряжения РНП при включении и выключении внутреннего генератора.

Рис.14. Сброс и установка выходного напряжения модуля РНП при включении и выключении внутреннего генератора

При проведении измерений были зафиксированы осциллограммы напряжений на выводах ИМС Р\№М1 и Р\УМ2 в режимах работы двух, трех и четырех рабочих каналов управления РНП, представленные на рисунках 15, 16 и 17.

Рис. 15. Управляющие импульсы на выводах ИМС управления РНП PWM1 и PWM2 (два рабочих канала, ф = 180°)

Рис. 16. Управляющие импульсы на выводах ИМС управления РНП Р>УМ1 и Р№М2 (три рабочих канала, <р = 120°)

Рис. 17 Управляющие импульсы на выводах ИМС управления РНП Р\УМ1 и Р>УМ2 (четыре рабочих канала, ф = 90°)

В процессе исследования опытной партии ИМС управления РНП были измерены основные параметры усилителя ошибки и проведен статистический анализ результатов измерений.

В результате экспериментальных исследований установлено, что:

- усилитель ошибки имеет напряжение смещения нуля менее 5 мВ в заданном диапазоне температур, что позволяет получить выходное напряжения РНП с высокой точностью (± 1 %);

- величина коэффициента усиления усилителя ошибки не менее 70

дБ;

- величина частоты единичного усиления не менее 15 МГц;

- результаты расчета АЧХ и ФЧХ усилителя ошибки с помощью САПР являются недостаточно точными, так как запас значений параметров при моделировании составлял 20%.

Основные результаты работы и их практическая реализация

Основным результатом диссертационной работы является развитие методологии проектирования DC-DC конверторов (РНП) с многофазовым управлением и разработка на ее основе маломощной ИМС управления.

Для достижения этого результата были решены следующие задачи:

1. Разработана структурная схема аналого-цифровой ИМС управления РНП. Для реализации метода многофазового управления РНП разработан прецизионный многофазовый генератор пилообразного напряжения. Высокая точность управления РНП обеспечена реализацией источника опорного напряжения на основе температурных свойств р-n перехода. Низкая потребляемая мощность ИМС обеспечена разработанным источником опорных токов. Введение в структуру ИМС контура отрицательной обратной связи по усредненному току рабочего канала позволило существенно уменьшить диапазон отклонения выходного напряжения от номинального значения и снизить стоимость дискретных элементов выходного фильтра РНП.

2. Выбрана технология изготовления разработанной ИМС. В результате проведенного анализа установлено, что оптимальной технологией изготовления для формирования аналоговой и цифровой частей ИМС является стандартный КМОП технологический процесс с минимальными проектными нормами 0,6 мкм. Изготовление ИМС управления РНП по данной технологии уменьшит стоимость модуля РНП.

3. На основе структурной схемы ИМС управления РНП разработаны схемотехнические решения аналоговых и цифровых блоков ИМС. Для получения выходных параметров ИМС управления РНП, соответствующих требованиям, которые предъявляются к современным микропроцессорам, были разработаны схемотехнические решения:

- источник опорного напряжения, обеспечивающий требуемую точность выходного напряжения;

- источник опорных токов, обеспечивающий снижение потребляемой мощности ИМС;

- прецизионный многофазовый генератор пилообразного напряжения, обеспечивающий стабильное многофазовое управление ключевыми элементами рабочих каналов РНП;

- операционный усилитель в интегральном исполнении, обладающий высокой полосой пропускания и обеспечивающий формирование компенсирующего сигнала для стабилизации выходного напряжения;

- устройство сравнения и устранения разбаланса токов в каналах многофазового РНП, обеспечивающее уменьшение отклонения выходного напряжения РНП от номинального значения

4. Разработаны топологические чертежи ИМС управления РНП. Кристалл ИМС содержит около 3000 транзисторов и является БИС. Размеры кристалла разработанной микросхемы составляют 2,8 х 1,9 (ммхмм).

5. Разработана типовая схема включения ИМС.

6. Разработаны схема и методика экспериментального исследования образцов ИМС управления РНП.

7. Исследования экспериментальных образцов ИМС управления РНП показали, что микросхема работоспособна в заданном диапазоне рабочих температур и напряжений питания.

В результате проведенных исследований разработана и изготовлена ИМС управления модулем РНП на основе многофазовой широтно-импульсной модуляции. Введение дополнительного контура ООС в состав ИМС управления позволило уменьшить величину выходных пульсаций при резком изменении нагрузки. Использование КМОП технологического базиса позволило получить низкий ток потребления ИМС (не более 10 мА). Разработанная ИМС управления РНП на основе многофазовой ШИМ позволила обеспечить преобразование напряжения из 5В в 1.5В и ниже с КПД не менее 90% при выходном токе до 60А.

Публикации по теме диссертации

1. Балашов A.M. Интегральная реализация принципа многофазового управления регулятором напряжения питания в КМОП технологическом базисе // Известия Вузов - Электроника - 2004. № 6. с. 40-44.

2. Балашов А.М, Селищев C.B. Интегральная микросхема управления многофазовой широтно-импульсной модуляцией для преобразователя напряжения в биомедицинских микропроцессорных системах // Медицинская техника - 2004. № 3. с. 39-43.

3. Балашов А.М, Селищев C.B. Экспоненциальная коррекция нелинейности температурного коэффициента напряжения р-п перехода для прецизионных источников опорного напряжения // Известия Вузов - Электроника - 2002 № 5 с 40-44

4. Балашов А М, Селищев C.B. Мультиплексор каналов цифровых систем передачи для абонентских линий // Известия Вузов -Электроника - 2001. № 6. с.74-79.

Балашов A.M. Интегральная микросхема управления питанием на шине USB // Материалы десятой всероссийской межвузовской научно-технической конференции студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика - 2003». - М.,2003. - с.113. Балашов A.M. Интегральная микросхема управления регулятором напряжения питания ядра микропроцессора на основе многофазовой широтно-импульсной модуляции // Материалы IV Международной научно-технической конференции

«Микроэлектроника и информатика - 2002». - М., 2002 - с.326. Балашов A.M. Прецизионный источник опорного напряжения с экспоненциальной коррекцией кривизны ТКН р-n перехода II Материалы девятой всероссийской межвузовской научно-технический конференции студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика - 2002». - М., 2002. - с.65. Балашов A.M. Мультиплексор каналов цифровых систем передачи для абонентских линий // Материалы восьмой всероссийской межвузовской научно-технический конференции студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика - 2001». - М., 2001. -с. 230.

Балашов A.M. Разработка устройств сопряжения цифровых систем передачи данных с аналоговыми АТС // Материалы седьмой всероссийской межвузовской научно-технический конференции студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика -2000».-М., 2000.-c.192.

Подписано в печать:

Формат60x84 1/16. Уч.-юд.л./^ Тираж? Оэкз. Заказ///

Отпечатано в типографии ИПК МИЭТ.

124498, Москва, г.Зеленоград, проезд4806, д.5, стр1, МИЭТ.

i

j i í I

i

1

!

Î

»

t

r

w

I

I

i

il li il

I j

»21865

РНБ Русский фонд

2006-4 19172

ВВЕДЕНИЕ

ГЛАВА 1. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ ПИТАНИЯ

ГЛАВА 2. СИНТЕЗ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ИМС УПРАВЛЕНИЯ РНП

2.1. Принцип построения многофазового регулятора напряжения на основе широтно-импульсной модуляции

2.2. Отрицательная обратная связь по напряжению и по усредненному току рабочего канала в составе регулятора напряжения питания

2.4. Параметры ИМС управления регулятором напряжения питания

Выводы 44 |

ГЛАВА 3. ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЙ БАЗИС ИЗГОТОВЛЕНИЯ ИМС

УПРАВЛЕНИЯ РНП.

3.1. Выбор технологии изготовления ИМС управления РНП

Выводы

ГЛАВА 4. СХЕМОТЕХНИЧЕСКОЕ И ТОПОЛОГИЧЕСКОЕ

ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИМС УПРАВЛЕНИЯ РНП

4.1. Принципиальная электрическая схема

4.2. Оценка влияния погрешности параметров ИОН на точность выходного напряжения РНП.

4.3. Генератор пилообразного напряжения

4.4. Усилитель ошибки с большой полосой пропускания

4.5. Схема усреднения и коррекции токов

4.6. Схема плавного запуска

4.7. Разработка топологической библиотеки элементов и топологии ИМС управления РНП

Выводы

ГЛАВА 5. КОМПЬЮТЕРНОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ

ИМС УПРАВЛЕНИЯ РНП

5.1. Модели элементов ИМС управления РНП

5.2. Моделирование ИМС управления РНП 86 Выводы

ГЛАВА 6. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ ИССЛЕДОВАНИЯ ИМС

УПРАВЛЕНИЯ РНП

6.1. Разработка методики исследования ИМС управления РНП

6.2. Измерение электрических параметров ИМС управления РНП

6.3. Исследование усилителя ошибки ИМС управления 110 Выводы

Актуальность работы

В настоящее время импульсные преобразователи напряжения (DC-DC конверторы) составляют значительную долю мирового рынка продукции электронной промышленности - более 8 миллиардов долларов ежегодно. Эта доля возрастает вместе с общим увеличением мирового рынка электроники. Востребованность DC-DC конверторов обусловлена, прежде всего, их высокой эффективностью. Коэффициент полезного действия (КПД) простейшего импульсного преобразователя напряжения составляет не менее 80%.

Подавляющее большинство современных процессоров используется для создания вычислительной техники и систем управления с производительностью более 1 миллиарда операций в секунду. Рост быстродействия определяется уменьшением минимальных проектных норм технологии изготовления ИМС. В результате уменьшаются пробивное напряжение полупроводниковой структуры и максимально допустимое напряжение питания для таких устройств. Также наблюдается тенденция к постоянному усложнению функциональных узлов современных процессоров. Следовательно, неизбежен рост потребления энергии СБИС подобного класса. Таким образом, при проектировании современного источника питания существует проблема эффективного преобразования высокого напряжения в низкое напряжение с сохранением высокой нагрузочной способности DC-DC конвертора. Такой DC-DC конвертор находит широкое применение в современной вычислительной технике, например, в качестве источника питания микропроцессоров персональных компьютеров (ПК) и специализированных процессоров для встраиваемых систем.

По архитектуре построения DC-DC конверторы можно разделить на две группы. Первая группа — DC-DC конверторы с аналоговым способом управления. Вторая группа - DC-DC конверторы с цифровым способом управления. DC-DC конвертор с аналоговым способом управления является традиционным источником питания множества электронных приборов. Недостаток аналогового управления заключается в резком падении коэффициента полезного действия (КПД) при уменьшении выходного стабилизируемого напряжения и в уменьшении точности выходных параметров. DC-DC конвертор с цифровым способом управления получил распространение в последние годы с развитием цифровой техники. Преимущество цифрового способа управления состоит в высокой помехоустойчивости, высокой точности выходных параметров и низкой чувствительности к изменениям параметров схемы. Недостатком систем питания на основе цифрового управления является их высокая стоимость по сравнению с аналоговыми системами питания. Например, DC-DC конвертор на основе аналоговой схемы управления стоит около 50 $, а цена прецизионного DC-DC конвертора с цифровым управлением составляет около 1000 $.

Существуют технические решения для построения DC-DC конверторов, которые позволяют получить требуемую точность выходных параметров, не увеличивая стоимость изделия. Одним из таких решений является использование принципа многофазовой широтно-импульсной модуляции (ШИМ) для управления импульсным преобразователем напряжения. В результате использования принципа многофазового управления достигается низкое стабилизированное напряжение (до 1,5 В) при этом КПД многофазовой системы составляет не менее 90%. DC-DC конвертор на основе принципа многофазовой ШИМ имеет аналоговую схему управления. Разработка такой ИМС управления позволит построить DC-DC конвертор, который может использоваться, как эффективный источник питания микропроцессоров ПК и специализированных процессоров для встраиваемых систем. В специальной литературе такой источник называется регулятором напряжения питания (РНП).

Современные технологии изготовления интегральных микросхем (ИМС) позволяют реализовать аналоговую схему управления РНП в одном кристалле. Это приводит к сокращению количества дискретных компонентов в составе DC-DC конвертора (РНП) и существенно уменьшает его габариты. Аналоговая ИМС управления РНП должна выполнять функции обеспечения обратной связи для стабилизации выходного напряжения и функции мониторинга для управления состоянием DC-DC конвертора (РНП).

Анализ технических характеристик существующих ИМС управления РНП показал, что совершенствование аналоговых систем возможно осуществлять следующими способами:

- увеличением количества рабочих каналов РНП;

- построением дополнительных контуров отрицательной обратной связи;

- увеличением частоты управления (модуляции);

- улучшением характеристик внутренних аналоговых узлов ИМС управления;

-6- снижением потребляемой мощности ИМС управления.

К тому же, изготовление ИМС управления в дешевом технологическом базисе снизит себестоимость РНП.

В литературе отсутствуют сведения о структуре современного интегрального DC-DC конвертора (РНП) на основе многофазовой широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Не уделяется достаточно внимания вопросам функционирования отрицательных обратных связей (ООС) в среде многофазовой ШИМ, модернизация структуры которых может существенно улучшить характеристики DC-DC конвертора. Недостаточно проработана методология проектирования ИМС управления РНП, начиная с синтеза структурной схемы и заканчивая экспериментальными исследованиями. Основываясь на стабилизирующих свойствах ООС, необходимо разработать улучшенную функциональную схему ИМС управления РНП для повышения ее технических характеристик по сравнению с существующими в мире аналогами.

Таким образом, создание методологии проектирования DC-DC конверторов (РНП) на основе многофазовой ШИМ, на базе которой будет разработана ИМС управления РНП с меньшей потребляемой мощностью, с увеличенной частотой модуляции и с низкой величиной пульсаций выходного напряжения, является актуальной научно-технической задачей.

Цель диссертационной работы состоит в разработке методологии проектирования DC-DC конверторов (РНП) на основе многофазовой ШИМ и в проектировании маломощной ИМС управления РНП, которая должна обеспечивать:

1. Аналоговое управление регулятором напряжения питания на основе многофазовой ШИМ;

2. Суммарную частоту модуляции 1,5 МГц;

3. Управление регулятором напряжения питания с помощью четырех рабочих каналов;

4. Ток потребления не более 10 мА;

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:

1. Синтезировать функциональную„схему ИМС управления РНП;

2. Провести анализ и оценку влияния элементов функциональной схемы на выходные характеристики РНП;

-73. Выбрать технологию изготовления ИМС управления;

4. Разработать схемотехнические и топологические решения для реализации основных блоков ИМС;

5. Разработать типовую схему включения ИМС;

6. Экспериментально исследовать разработанную ИМС.

Научная новизна работы

1. Развита методология проектирования аналоговых ИМС управления РНП в среде многофазовой ШИМ, основанная на разработке математической модели и синтезе архитектуры функциональной схемы РНП.

2. Для получения выходного напряжения РНП, равного 1,5В и ниже, при выходном токе до 60А используется аналоговое управление четырьмя рабочими каналами многофазовой ШИМ с частотой модуляции, увеличенной до 1,5МГц.

3. В функциональную схему ИМС управления РНП введена отрицательная обратная связь по усредненному току рабочего канала, позволяющая задавать уровень выходного напряжения в зависимости от тока нагрузки таким образом, чтобы амплитуда пульсаций в момент переходного процесса не превышала границы допустимого диапазона.

Практическая значимость работы

В результате выполнения работы разработана ИМС управления модулем РНП на основе многофазовой широтно-импульсной модуляции.

Разработанная ИМС обеспечивает:

1) Аналоговое управление многофазовой ШИМ.

2) Управление четырьмя рабочими каналами преобразователя напряжения.

3) Частоту модуляции управляющего сигнала в пределах от 200КГц до 1,5МГц.

4) Отклонение выходных параметров РНП от номинальных значений не более 1%

Использование стандартного КМОП технологического процесса с минимальными проектными нормами 0,6 мкм для изготовления ИМС управления позволило обеспечить работоспособность ИМС в диапазоне температур от -40 °С до +125 °С.

Результаты экспериментальных исследований образцов ИМС управления подтвердили возможность и необходимость серийного производства разработанной ИМС.

Положения, выносимые на защиту

1. Предложенная методология проектирования аналоговых ИМС управления РНП в среде многофазовой ШИМ позволяет сократить время проектирования ИМС управления РНП от этапа синтеза функциональной схемы до этапа экспериментального исследования ИМС и улучшить совокупность параметров РНП.

2. Разработано аналоговое управление четырьмя рабочими каналами многофазовой широтно-импульсной модуляцией с частотой коммутации 1.5 МГц, что позволило реализовать преобразование напряжение из 5В в 1,5В и ниже при выходном токе до 60А с КПД не менее 90% и обеспечить отклонение выходного напряжения не менее 1 % от номинального значения.

3. Структурная схема ИМС управления регулятором напряжения питания, содержащая отрицательную обратную связь по усредненному току рабочего канала, в сочетании с известными обратными связями по току и по напряжению позволяет уменьшить диапазон пульсаций выходного напряжения при резком изменении нагрузки.

4. КМОП технологический процесс, с возможностью формирования пассивных элементов, является оптимальной технологией изготовления ИМС управления РНП.

Апробация результатов работы

Результаты работы докладывались и обсуждались на:

- 7 Всероссийской межвузовской научно-технической конференции студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика - 2000» в МИЭТ, Москва, 2000 г. Тема доклада: «Разработка устройств сопряжения цифровых систем передачи данных с аналоговыми АТС»; секция «Телекоммуникационные системы и связь».

- 8 Всероссийской межвузовской научно-технической конференции студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика - 2001» в МИЭТ, Москва, 2001 г. Тема доклада: «Мультиплексор каналов цифровых систем передачи для абонентских линий»; секция «Телекоммуникационные системы и связь».

- 9 Всероссийской межвузовской научно-технической конференции студентов и аспирантов "Микроэлектроника и информатика - 2002" в МИЭТ, Москва, 2002 г. Тема доклада: «Прецизионный источник опорного напряжения с экспоненциальной коррекцией кривизны ТКН р-n перехода»; секция «Проектирование электронных компонентов и систем».

- IV Международной научно-технической конференции «Микроэлектроника и информатика - 2002» в МИЭТ 19-21 ноября 2002 г. Тема доклада: «Интегральная микросхема управления регулятором напряжения питания ядра микропроцессора на основе многофазовой широтно-импульсной модуляции»; секция «Проектирование электронных компонентов и систем».

- 10 Всероссийской межвузовской научно-технической конференции студентов и аспирантов "Микроэлектроника и информатика - 2003" в МИЭТ, Москва, 2003 г. Тема доклада: «Интегральная микросхема управления питанием на шине USB»; секция «Биомедицинская электроника».

Публикации

По результатам работы опубликовано 4 статьи, 5 тезисов докладов на научно-технических конференциях.

- 10

Структура и объем диссертации

Диссертационная работа состоит из введения, 6 глав, заключения, 6 приложений и списка литературы, включающего 109 наименований. Содержание работы изложено на 166 страницах машинописного текста, включая 66 рисунков и 11 таблиц к основному тексту.

-113-Выводы

1. Для экспериментального определения электрических параметров ИМС управления РНП разработаны программа и методика исследований.

2. В процессе экспериментальных исследований установлено, что:

- усилитель ошибки имеет напряжение смещения нуля менее 5 мВ в заданном диапазоне температур, что позволяет получить выходное напряжения РНП с высокой точностью (±1%);

- величина коэффициента усиления усилителя ошибки не менее 70 дБ;

- величина частоты единичного усиления не менее 15 МГц;

- результаты расчета АЧХ и ФЧХ усилителя ошибки с помощью САПР являются недостаточно точными, так как запас значений параметров при моделировании составил 20%.

3. Измерения экспериментальных образцов разработанной ИМС управления РНП, проведенные с использованием автоматизированной системы измерения и контроля Agilent, показали, что микросхема работоспособна в заданном диапазоне рабочих температур.

- 114-ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Основным результатом диссертационной работы является развитие методологии проектирования DC-DC конверторов (РНП) с многофазовым управлением и разработка на ее основе маломощной ИМС управления.

Для достижения этого результата были решены следующие задачи:

1.Разработана структурная схема аналого-цифровой ИМС управления РНП. Для реализации метода многофазового управления РНП разработан прецизионный многофазовый генератор пилообразного напряжения. Высокая точность управления РНП обеспечена реализацией источника опорного напряжения на основе температурных свойств р-n перехода. Низкая потребляемая мощность ИМС обеспечена разработанным источником опорных токов. Введение в структуру ИМС контура отрицательной обратной связи по усредненному току рабочего канала позволило существенно уменьшить диапазон отклонения выходного напряжения от номинального значения и снизить стоимость дискретных элементов выходного фильтра РНП.

2.Выбрана технология изготовления разработанной ИМС. В результате проведенного анализа установлено, что оптимальной технологией изготовления для формирования аналоговой и цифровой частей ИМС является стандартный КМОП технологический процесс с минимальными проектными нормами 0,6 мкм. Изготовление ИМС управления РНП по данной технологии уменьшит стоимость модуля РНП.

3.На основе структурной схемы ИМС управления РНП разработаны схемотехнические решения аналоговых и цифровых блоков ИМС. Для получения выходных параметров ИМС управления РНП, соответствующих требованиям, которые предъявляются к современным микропроцессорам, были разработаны схемотехнические решения: источник опорного напряжения, обеспечивающий требуемую точность выходного напряжения; источник опорных токов, обеспечивающий снижение потребляемой мощности ИМС; прецизионный многофазовый генератор пилообразного напряжения, обеспечивающий стабильное многофазовое управление ключевыми элементами рабочих каналов РНП; операционный усилитель в интегральном исполнении, обладающий высокой полосой пропускания и обеспечивающий формирование компенсирующего сигнала для стабилизации выходного напряжения; устройство сравнения и устранения разбаланса токов в каналах многофазового РНП, обеспечивающее уменьшение отклонения выходного напряжения РНП от номинального значения.

4.Разработаны топологические чертежи ИМС управления РНП. Кристалл ИМС содержит около 3000 транзисторов и является БИС. Размеры кристалла разработанной микросхемы составляют 2,8 х 1,9 (ммхмм).

5.Разработана типовая схема включения ИМС.

6.Разработаны схема и методика экспериментального исследования образцов ИМС управления РНП.

7. Исследования экспериментальных образцов ИМС управления РНП показали, что микросхема работоспособна в заданном диапазоне рабочих температур и напряжений питания.

В результате проведенных исследований разработана и изготовлена ИМС управления модулем РНП на основе многофазовой широтно-импульсной модуляции. Введение дополнительного контура ООС в состав ИМС управления позволило уменьшить величину выходных пульсаций при резком изменении нагрузки. Использование КМОП технологического базиса позволило получить низкий ток потребления ИМС (не более 10 мА). Разработанная ИМС управления РНП на основе многофазовой ШИМ позволила обеспечить преобразование напряжения из 5В в 1.5В и ниже с КПД не менее 90% при выходном токе до 60А.

1. 1.troduction to Power Supplies, Locher Ralph E., National Semiconductor, AN-556, November 1988

2. Хоровиц П., Хилл У., Искусство Схемотехники., Москва «Мир», 2001, 704с.

3. Erikson R. W., Maksimovi D., Fundamentals of Power Electronics, 2end ed. Boston, MA: Kluwer, 2000, pp.331-362.

4. Kislovski A., Redl R, and N. Sokal, Dynamic Analysis of Switching-Mode DC/DC Converters, New York: Van Nostrand Reinhold, 1994.

5. Балашов A.M., Селищев C.B. Мультиплексор каналов цифровых систем передачи для абонентских линий // Известия Вузов. Электроника, 2001. № 2, с.74-79.

6. Балашов A.M. Мультиплексор каналов цифровых систем передачи для абонентских линий // Материалы восьмой всероссийской межвузовской научно-технический конференции студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика-2001».-М., 2001.-с. 230.

7. Special Issue on Modeling and Design of Embedded Software., Proceedings Of IEEE, 2003 January,Vol.91, No. 1.

8. Embedded System Design Issues (the Rest of the Story). Philip Koopman Engineering Design Research Center, Carnegie Mellon University, Pittsburgh, PA 15213, koop-man@cs.cmu.edu, http://www.cs.cmu.edu/~koopman/

9. Wei G., Horowitz M., "A low power switching power supply for self-clocked systems" Proc. Int. Symp. Low Power Electron. Design, 1996, pp.313-317.

10. Divan D. Low-stress switching for efficiency, IEEE Spectrum, 1996 December, pp.33-39.

11. Селищев С. В. Автоматизированное проектирование биомедицинских систем. // Биомедицинские технологии и радиоэлектроника, 2001г., №12, с.5-15.

12. Intel ® VRM 9.0 DC-DC Converter Design Guidelines. April 2001, www.intel.com

13. Семенов Б.Ю. Силовая электроника. СОЛОН-Р Москва, 2001г., 325с.

14. Erikcson R. W., DC-DC Power Converters, Article in Wiley Encyclopedia of Electrical and Electronics Engineering, New York, 1998, pp. 12-25

15. Patella B.J., Prodic A., Zirger A., Maksimovic D., High-frequency digital controller 1С for DC-DC converters. New York, 1996, pp.34-47.

16. Prodic A., Maksimovic D., Erikson R., "Design and implementation of a digital PWM controller for a high-frequency switching DC-DC power converter", Proc. IEEE IECON Conf., 2001, pp. 893-898.

17. Patella B. J., Implementation of a high frequency, low-power digital pulse width modulation controller chip, M.S. thesis Boulder, Co.:Univ. Colorado, Dec. 2000.19. www.switchedmode.com.20. www.fuelcellstore.com.21.www.national.com

18. Xiao J., Peterchev A.V., Sanders S. R., "Architecture and 1С implementation digital VRM controller", Proc. IEEE PESC Conf., 2001,pp. 38-47.

19. Takayama Т., Parallel control type DC-DC converter., US Patent № 5,583,753, December 10 1996.

20. Dancy А.Р., Amirtharajah R, Chandrakasan A.P., High-Efficiency Multiple-Output DC-DC Conversion for Low-Voltage Systems., IEEE, 2000, June, No.3.

21. Wu A.M., Xiao J., Marcovic D., Sanders S.R., Digital PWM Control: Application in Voltage Regulation Modules., Department of Electrical Engineering and Computer Sciences University of California, Berkeley, С A 94720-1770, IEEE, 1999, pp. 77-83.

22. Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. Справочник, Москва, 2001.- 608с.28. .Erickson R. W., Fundamentals of Power Electronics, New York: Chapman and Hall, 1997.

23. Kazuhisa Sunaga, Tetsuo Endoh, Hiroshi Sakuraba, and Fujio Masuoka, An On-Chip 96,5% Current Efficiency CMOS Linear Regulator., Research Institute of Electrical

24. Communication, TOHOKU University, 2-1-1 Katahira, Aoba-ku, Sendai, Japan, www.masuoka.riec.tohoku.ac.ip

25. Sluijs F., Hart K., Groeneveld W., Haag S., "Integrated DC/DC converter with digital controller", Proc. Int. Symp. Low Power Electron. Design, 1998, pp.385-391.

26. Dancy A.P., Chandrakasan A.P., "Ultra low power control circuits for PWM converters", Proc. IEEE PESC Conf., 1997, pp. 21-28.

27. Peterchev A. V., Sanders S.R., "Quantisation resolution and limit cycle in digitally controlled PWM converters", Proc. IEEE PESC Conf., 2001, pp.465-471.

28. Титце У., Шенк К., Полупроводниковая схемотехника, Москва «МИР», 1983. 34.0падчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А.И., Аналоговая и цифровая электроника,

29. Москва "Горячая линия Телеком", 2000г, 768с.

30. Павлов В.Н., Ногин В.Н., Схемотехника аналоговых электронных устройств, Москва «Горячая линия Телеком» 2001, 320с.

31. Analogue 1С design: the current mode approach., Edited by Toumazou C., Lidgey FJ. & Haig D.G., Peter Peregrinus Ltd. on behalf of the Institution of Electrical Engineers, 1993

32. Степаненко И.П., Основы микроэлектроники, Москва Санкт-Петербург Лаборатория Базовых знаний Невский Диалект физматлит, 2001,488с.

33. Аваев Н.А., Наумов Ю.Е., Фролкин В.Т. Основы микроэлектроники. М.: Радио и связь, 1991,76 е., 89 с.

34. Малышева И.А., Технология производства интегральных микросхем. М.: Радио и связь, 1991,76 е., 220 с.

35. Россадо JL, Физическая электроника и микроэлектроника. М.: Высшая школа, 1991,273 е., 284 с.

36. Технология СБИС под редакцией С. Зи в 2-х книгах. М.: Мир, 1986, 231с.

37. Bellaouar A., Elmasry М. I., Low-Voltage Low-Power VLSI CMOS Circuit Design. Boston, MA: Kluwer, 1996, pp. 124-129.

38. Temes G.C. and LaPatra J.W., Introduction to Circuit Synthesis and Design, McGraw-Hill, New York, 1977

39. Алексенко А. Г., Основы микросхемотехники, M.: ЮНИМЕДИАСТАЙЛ, 2002. -448с.

40. Гулевич П. В. Диссертация на соискание степени кандидата технических наук на тему: «Методы построения источников опорного напряжения в составе интегральных микросхем», МИЭТ, Москва 2000, 123с

41. Балашов A.M. Интегральная микросхема управления питанием на шине USB // Материалы десятой всероссийской межвузовской научно-технической конференции студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика 2003». -М.,2003. - с.113.

42. Neamen Donald, Electronic Circuit Analysis and Design, 2nd ed., McGraw Hill, 1996, 950pp.

43. Соклоф С., Аналоговые интегральные схемы, Москва «Мир» 1988 583с.

44. Gray P.R., Meyer R.G., Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, Wiley, New York, 1993.

45. Slemmer W. C., Bandgap reference circuit. US Patent, RE38,250 E, September 16,2003

46. Park J. C., Wang X., Bandgap reference voltage circuit. US Patent, № 6,570,437, May 27, 2003

47. Eguchi Y., Bandgap reference circuit with reduced output error. US Patent, № 6,507,180, January 14,2003

48. Essig D. L., Bandgap reference voltage with low noise sensitivity. US Patent, № 6,411,158, June 25, 2002

49. Nguyen В., Zero temperature coefficient bandgap reference circuit and method. US Patent, №6,225,796, May 1,2001

50. Doyle J. Т., Low power digital CMOS compatible bandgap reference. US Patent, №6,075,407, June 13, 2000

51. Doyle J. Т., Start circuit for a bandgap reference cell. US Patent № 5,087,830, February 11, 1992

52. Johnes David A., Martin Ken. Analog Integrated Circuit Design. 1997, by John Wiley & Sons, Inc. 706c

53. Gregorian R., Temes G.C., Analog MOS Integrated Circuits for Signal Processing., New-York, John Wiely & Sons, Inc., 1986

54. Cajueiro J.P.C., Filho C.A. dos Reis, CMOS Bandgap with Base-Current Thermal Compensation., IEEE SBCCI,2002, pp.354-349.

55. Балашов A.M, Селищев C.B. Экспоненциальная коррекция нелинейности температурного коэффициента напряжения р-n перехода для прецизионных источников опорного напряжения, Известия Вузов Электроника - 2002. № 5. с. 40-44.

56. Dillard W. С. and Jaeger R. С., The temperature dependence of the amplification factor of bipolar-junction transistors., IEEE Trans. Electron Devices, 1987, January, vol.34, pp.139-142.

57. Greig D.V., CMOS DAC with high impedance differential current drivers. US Patent №6,603,417, August 5, 2003

58. Ashe J.J., Rail-to-rail DAC drive circuit. US Patent № RE38,083, April 22,2003

59. Lee Y.P., Hassoun M.M., Segmented DAC calibration circuitry and methodology. US Patent №6,489,905, December 3, 2002

60. Shearon W.B., Vulih S., Oscillator having reduced sensitivity to supply voltage changes. US Patent №6,552,622, April 22, 2003.

61. Manlove G.J., Hazelton L.D., Kearney M.B., Adjustable voltage controlled oscillator. US Patent № 6,486,745, November 26, 2002.

62. Dobkin R.C., Wilcox M.E., Switching regulators having a synchronizable oscillator frequency with constant ramp amplitude. US Patent № 5,929,620, July 27,1999.

63. Sauer D.J., Wide frequency range CMOS relaxation oscillator with variable hysteresis. US Patent № 5,497,127, March 5, 1996

64. Neal G.W., Montgomery R.M., Method and means for linearizing a voltage controlled oscillator sweep generator. US Patent № 4,129,832, December 12, 197873.1k Cho, CMOS constant current reference circuit. US Patent № 6,448,844, September 10,2002.

65. Barrett R.L., Herold B.W., Humphreys S., Case L.L., Low power precision current reference. US Patent № 6,087,894, July 11, 2000

66. Boerstler D.W., Dreps D.M., CMOS low voltage current reference. US Patent №5,745,000, April 28, 1998

67. Gregorian R. Introduction to CMOS OP-AMPS and comparators. John Wiley & Sons, Inc. New York 1999.

68. Hastings A., The Art of Analog Layout, Prentice Hall Upper Saddle River, NJ 07458, 2001

69. Khong-Meng Tham, Krishnaswamy Nagaraj, A Low Supply Voltage High PSRR Voltage Reference in CMOS Process, IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1995, May, Vol.30,No. 5,pp. 192-197.

70. Flynn Michael P., А 1.2-цт CMOS Current-Controlled Oscillator. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1992, July, Vol. 27, No 7, pp.231-233.

71. Марше Ж. Операционные усилители и их применение, «Энергия» Ленинградское отделение, 1974. 214с.

72. Franco Sergio, Design with Operational Amplifiers and Analog Integrated Circuits, 2end ed., McGraw Hill, 1993,420pp.

73. Sundby J.T., CMOS opamp with large sinking and sourcing currents and high slew rate. US Patent № 5,325,069, June 28, 1994

74. Sundby J.T., Shkidt A.N., Rail-to-rail opamp with large sourcing current and small quiescent current. US Patent № 5,315,264, May 24, 1994

75. Ivanov V.V., Zhang S., Quick turn-on disable/enable bias control circuit for high speed CMOS opamp. US Patent № 6,400,207, June 4,2002

76. Abe S., CMOS operational amplifier circuit. US Patent № 6,614,302, September 2, 2003

77. Brewer R.J., CMOS operational amplifier. US Patent № 6,456,159, September 24, 2002

78. Kim Y.H., Ha D.S., CMOS differential operational amplifier. US Patent № 5,578,964, November 26, 1996

79. Pernici S., Nicollini G., Differential output, power, CMOS, operational amplifier. US Patent № 5,212,455, May 18, 1993

80. Ulmer R.W., CMOS Operational amplifier employing push-pull output stage. US Patent №4,383,223, May 10, 1983

81. Pernici S., Nicollini G., Senderowicz D., CMOS power operational amplifier. US Patent № 4,829,266, May 9, 1989

82. Haque Y.A., CMOS Operational amplifier with improved frequency compensation. US Patent № 4,315,223, February 9, 1982

83. Sutardja S., Reduction of offset voltage in current mirror circuit. US Patent №6,489,827, December 3,2002

84. Runaldue T.J., CMOS current mirror. US Patent №5,672,993, September 30, 1997

85. Chiou C., Isobe Y., Current mirror based write driver. US Patent №5,386,328, January 31, 1995

86. Lee S.-N., Current-mirror transistor logic circuit. US Patent №4,862,017, August 29, 1989

87. Anami K., Integrated circuit operating as a current-mirror type CMOS amplifier. US Patent № 4,633,192, December 30, 1986

88. Sooch N. S., High swing CMOS cascode current mirror. US Patent №4,583,037, April 15, 1986

89. Разевиг В.Д., Система сквозного проектирования электронных устройств DesignLab 8.0. М: Изд-во «Солон-Р», 2000. - 698с.

90. Shichman Н. and Hodges D. A., "Modeling and simulation of insulated-gate field-effecttransistor switching circuits," IEEE Journal of Solid-State Circuits, SC-3, 1968. September pp.285

91. Vladimirescu A., and Lui S., "The Simulation of MOS Integrated Circuits Using SPICE2,"Memorandum No. M80/7, February 1980.

92. Sheu B. J., Scharfetter D. L., Ко P.-K., and Jeng M.-C., "BSIM: Berkeley Short-ChannellGFET Model for MOS Transistors," IEEE Journal of Solid-State Circuits, SC-22, August 1987, pp. 558-566.

93. Pierret J. R., "A MOS Parameter Extraction Program for the BSIM Model," Memorandum No. M84/99 and M84/100, November 1984.

94. Antognetti P. and Massobrio G., Semiconductor Device Modeling with SPICE, McGraw-Hill, 1993.

95. Ping Yang, Berton Epler, and Chatterjee Pal lab K., "An Investigation of the Charge-Conservation Problem for MOSFET Circuit Simulation," IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-18, No.l, February 1983.

96. Huang J.H., Liu Z.H., Jeng M.C., Hui K., Chan M., Ko P.K., and Hu C., "BSIM3 Manual," Department of Electrical Engineering and Computer Science, University of California, Berkeley, CA 94720.

97. Department of Electrical Engineering and Computer Science, "BSIM3v3.1 Manual," University of California, Berkeley, CA 94720.

98. Ian Getreu, Modeling the Bipolar Transistor, Tektronix, Inc. part# 062-2841 -00.

99. Antognetti P., Massobrio G., Semiconductor Device Modeling with SPICE,McGraw-Hill, 1988.

100. Kull G. M., Nagel L. W., Lee S. W., Lloyd P., Prendergast E. J., and Dirks H. K., "A Unified Circuit Model for Bipolar Transistors Including Quasi-Saturation Effects," IEEE Transactions on Electron Devices, ED-32, 1103-1113, 1985.