автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.04, диссертация на тему:Совместная оценка параметров шумоподобных сигналов в устройствах быстрого поиска и кодовой синхронизации

На правах рукописи

005006929

Смирнов Александр Владимирович

СОВМЕСТНАЯ ОЦЕНКА ПАРАМЕТРОВ ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ В УСТРОЙСТВАХ БЫСТРОГО ПОИСКА И КОДОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ

05.12.04 - Радиотехника, в том числе системы и устройства телевидения

1 2 ЯН В 1№

Автореферат диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Владимир - 2011

005006929

Работа выполнена в ФГБОУ ВПО «Вятский государственный университет» (ВятГУ).

Научный руководитель:

доктор технических наук, профессор Прозоров Дмитрий Евгеньевич

Официальные оппоненты:

доктор технических наук, профессор Бериюков Арнольд Константинович

кандидат технических наук, доцент Медведев Владимир Петрович

Ведущая организация:

ОАО «Научно-исследовательский институт средств вычислительной техники»

Защита диссертации состоится «7» февраля 2012 г. в 14.00 на заседании диссертационного совета Д.212.025.04 при Владимирском государственном университете имени Александра Григорьевича и Николая Григорьевича Столетовых по адресу: 600000, г. Владимир, ул. Горького, д. 87.

Отзыв на автореферат, заверенный печатью, просим направлять по адресу: 600000, г. Владимир, ул. Горького, д.87, Ученому секретарю дисссртационного совета Д.212.025.04 Самойлову Александру Георгиевичу

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет имени Александра Григорьевича и Николая Григорьевича Столетовых».

Автореферат разослан «20» декабря 2011г.

Ученый секретарь диссертационного совета доктор технических наук, профессор

А.Г. Самойлов

ОБШАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы

Шумоподобные сигналы (ШПС) успешно используются уже более 50 лет в радиотехнических системах передачи информации (СПИ), радиолокации и радионавигации. Теория поиска и кодовой синхронизации ШПС разрабатывалась как отечественными (В.И.Журавлев, Г.И.Тузов, В.Б.Пестряков, Л.Е.Варакин, Н.Т.Петрович и др.), так й зарубежными (Р.К.Диксон, С.Голомб, Дж.Проакис, Р.Уорд и др.) учеными. Основная часть проведенных в указанных работах исследований посвящена приему сигналов, сформированных на основе линейных рекуррентных последовательностей максимального периода (МЛРП). Широкое распространение последних обусловлено простотой генерации и относительно хорошими корреляционными свойствами. Недостатком МЛРП является сравнительно невысокая структурная сложность, что позволяет восстановить структуру кода по неискаженному сегменту последовательности.

Разработка и анализ алгоритмов поиска и синхронизации ШПС часто осуществляется в предположении, что на приемной стороне известны все параметры сигнала за исключением информационного. Эффективность таких алгоритмов невысока в условиях приема радиосигналов, изменяющихся в результате фединга, доплеровского сдвига несущей частоты, случайной задержки сигналов и т.д., что ухудшает качественные показатели СПИ. Поэтому, на практике часто возникает необходимость оценки всех или части непрерывных параметров принимаемого сигнала.

Решение задачи совместной оценки параметров дискретных радиосигналов на основе теории условных процессов Маркова рассматривалось в работах В. И. Тихонова, И. Н. Амиантова, М.С. Ярлыкова, В.А. Смирнова, М.А. Миронова и др. Однако отсутствие подробного исследования качественных и количественных характеристик полученных в них алгоритмов не позволяет судить об эффективности и возможности их практической реализации.

Позднее, в работах Е.П. Петрова, А.В.Частикова, Д.Е. Прозорова были получены алгоритмы поиска и кодовой синхронизации ШПС использующие совместную оценку параметров ШПС сформированных на МЛРП. Однако, растущий в последние годы интерес к системам с высокой степенью защиты от несанкционированного доступа делает актуальной задачу разработки и исследования алгоритмов поиска и кодовой синхронизации ШПС повышенной структурной сложности, в том числе нелинейных.

Целью диссертации является разработка и исследование алгоритмов совместной оценки дискретного и непрерывных параметров шумоподобных сигналов для сокращения времени поиска и кодовой синхронизации шумоподобных сигналов в системах передачи информации.

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:

1. Разработка алгоритмов фильтрации дискретного параметра ШПС, построенных на рекуррентных, в том числе нелинейных псевдослучайных последовательностях (ПСП).

2. Разработка структур устройств быстрого поиска и кодовой синхронизации ШПС; анализ их помехоустойчивости при воздействии белого гауссовского шума.

3. Разработка алгоритмов совместной оценки параметров ШПС.

4. Анализ помехоустойчивости устройств поиска и кодовой синхронизации

3

ШПС, построенных на основе алгоритмов совместной оценки параметров ШПС, при гауссовских флуктуациях непрерывных параметров (амплитуды и задержки) радиоимпульсов ШПС.

5. Анализ схемотехнической базы для практической реализации ПУ.

Методы исследования

Для решения поставленных в работе задач используются методы статистической теории связи, теории оптимальной нелинейной фильтрации, теории условных марковских процессов, статистической теории выбора и принятия решений, рядов, интегрального счисления.

Научная новизна

1. Разработаны алгоритмы и структуры приемных устройств ШПС, построенных на бинарных рекуррентных нелинейных ПСП. В качестве модели ПСП использована конечная цепь Маркова.

2. Разработаны алгоритмы совместной оценки дискретного параметра, амплитуды и задержки ШПС, построенных на бинарных рекуррентных ПСП, на основе представления параметров ШПС дискретными и непрерывными процессами Маркова.

3. Разработан адаптивный алгоритм совместной оценки дискретного и непрерывных параметров бинарных ПСП, позволяющий обеспечить работу алгоритма фильтрации без знания априорных данных о фильтруемом процессе и требующий минимальных технических ресурсов для реализации.

4. Проведен анализ помехоустойчивости алгоритмов совместной оценки дискретного (информационного) параметра и двух непрерывных параметров (амплитуда и задержка) ШПС.

Обоснованность и достоверность подтверждается использованием апробированного математического аппарата условных марковских процессов; совпадением теоретических результатов с практическими, полученными статистическим моделированием разработанных алгоритмов приема ШПС построенных на нелинейных ПСП и оценкой работы аппаратно-программных реализаций разработанных алгоритмов на сигнальном процессоре ТМ8320С6711.

Практическая ценность диссертационной работы заключается в разработке алгоритмов приема ШПС, позволяющих сократить время поиска и кодовой синхронизации ШПС в условиях флуктуаций непрерывных параметров принимаемого сигнала в СПИ с кодовым разделением.

Положения, выносимые на защиту:

1. Алгоритмы фильтрации дискретного параметра ШПС, построенных на нелинейных ПСП, позволяющие повысить вероятность распознавания сигнала и сократить время кодовой синхронизации ШПС по сравнению с методом Уорда (глава !)•

2. Адаптивный алгоритм фильтрации дискретного параметра ШПС, построенных на нелинейных ПСП, позволяющий уменьшить вероятность ложной тревоги в отсутствии искомого сигнала (глава 1).

3. Алгоритмы совместной оценки дискретного и непрерывных параметров (амплитуда, задержка) ШПС, построенных на нелинейных ПСП, позволяющие повысить помехоустойчивость ПУ в условиях флуктуаций непрерывных параметров принимаемого сигнала (глава 2).

4. Адаптивные алгоритмы совместной оценки дискретного и непрерывных

параметров ШПС, построенных на нелинейных ПСП, позволяющие осуществлять прием в отсутствии априорных данных о степени корреляции непрерывных параметров (глава 3).

5. Анализ помехоустойчивости разработанных алгоритмов (глава 1-3).

Внедрение результатов работы. Практические результаты диссертационной работы были использованы при разработке модема связи для удаленного сбора информации с теплосчетчиков «Магика» и расходомеров «РСЦ» в рамках сотрудничества с ЗАО «ВТК-Энерго» (г. Киров). Часть научных и практических результатов работы внедрена в учебном процессе в методическом обеспечении проведения лекционных и практических занятий спецкурсов «Теория оптимального приема сигналов» и «Проектирование цифровых систем» студентов спец. «Бытовая радиоэлектронная аппаратура», «Защищенные системы связи» и «Системы связи и коммутации».

Программно-аппаратная реализация цифровой части разработанных ПУ выполнена с использованием сигнального процессора ТМЙ320С6711.

Апробация работы. Основные положения и результаты диссертационной работы докладывались и обсуждались на всероссийских НТК: «Наука-производство-технология-экология», Киров, ВятГУ (2005, 2006, 2008, 2011 гг.), «Современные проблемы создания и эксплуатации радиотехнических систем» (2009 г.) и НТК с междунарожным участием «Радиолокация, навигация, связь», Воронеж (2005, 2008, 2011 гг.).

Публикации. Результаты диссертационной работы изложены в 12 публикациях, из них - 5 статей, в том числе 2 - в журналах, рекомендованных ВАК («Успехи современной радиоэлектроники», «Вестник Ижевского государственного технического университета»), и 7 тезисов докладов.

Объем и структура диссертации. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения и списка литературы. Диссертация изложена на 147 страницах машинописного текста, содержит 54 рисунков и 4 таблицы, список использованных источников включает в себя 82 источника.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Введение содержит обоснование актуальности поставленных в диссертации задачи. Приведен краткий обзор существующих методов поиска и синхронизации шумоподобных сигналов. Приведены сведения об апробации работы и кратко изложено основное содержание диссертации.

В первой главе разработаны алгоритмы нелинейной фильтрации ШПС, построенных на псевдослучайных последовательностях повышенной структурной скрытности. В качестве модели ПСП использована конечная цепь Маркова. На основе разработанных алгоритмов получены структуры устройств поиска и кодовой синхронизации ШПС. Проведены исследования помехоустойчивости устройств поиска и кодовой синхронизации ШПС. Рассмотрен упрощенный алгоритм нелинейной фильтрации ШПС, позволяющий сократить затраты на аппаратно-программную реализацию устройства.

Пусть на входе приемного устройства (ПУ) в каждом такте работы системы к = 1,2,... в интервале Т = 1к+1—(к наблюдается аддитивная смесь сигнала и шума х{{] = 5(рк) + «(<], где - элементарный сигнал ШПС, дискретный параметр

которого цк (манипулированная фаза, частота и т.д.) в соответствии с правилом

кодирования рекуррентной ПСП принимает одно из двух возможных значений М1 и М2; «(;) - белый гауссовский шум. Требуется разработать алгоритм фильтрации ШПС построенных на нелинейных рекуррентных ПСП и получить на его основе структуру устройства поиска и кодовой синхронизации ШПС.

Последовательность значений цх, ц2,~Цк+\ дискретного параметра ШПС является сложной т-значной цепью Маркова, характеризующейся априорными вероятностями = р(М2) и матрицей вероятностей переходов 2>

=я(Мк+\\Мк'Мк-\'-'Мк-т) > ¿,7 = 1,2 (1)

Как видно из (1), текущее значение цк зависит лишь от предыдущей т-значной комбинации значений дискретного параметра ШПС. Тогда значение оценки дискретного параметра ¡лк принимаемого ШПС можно вычислить на основе принятой ранее т-значной комбинации рк,...,рк_т

Рк=ЛРк>~,Рк-т)> (2)

где рекуррентная функция /(•) соответствует правилу формирования принимаемого ШПС. Для различия принимаемого ШПС и сигнала, генерируемого в ПУ (опорного), символы последнего будем обозначать символом «Л». Последовательность переходов от оценок ¡1к = М] (_/ = 1,2), сформированных в ПУ, к значениям =М,- (/ = 1,2)

искомого ШПС образуют вырожденную цепь Маркова с двумя значениями Мх и М2, для которой выражение (1) можно переписать в виде:

Ч=Р 1. (3)

II 21 221| ||и 41

Используя теорию фильтрации условных марковских процессов, получим систему уравнений для апостериорной вероятности дискретного параметра ШПС

= ^ ■ ехр №

1=1

гДе Л+1 (М) ~] = / (А+1 = М)У -функция правдоподобия дискретного параметра ШПС.

Разделив первое уравнение системы (4) на второе и прологарифмировав частное, получим уравнение фильтрации дискретного параметра ШПС

"м =[/*♦! + (5)

где им=\пР-цщ - логарифм отношения апостериорных вероятностей значений дискретного параметра ШПС;

м^вп^Лн,! (6)

- оценка йк, сформированная в ПУ на основе модуля \ик\ и знака в к-м такте, которая при отсутствии шума совпадает с им;

ч 7112 + 71П еХР {"* } ,

Критерием различия двоичного сигнала является критерий идеального

6

,»',7=1,2. (7)

наблюдателя, в соответствии с которым, решение о наличии в принятой реализации х(() сигнала с параметром Л/, или М2 производится в приемном устройстве (ПУ) на основе сравнения логарифма отношения апостериорных вероятностей с порогом Н = 0:

М\

ик+\ < Н = 0. (8)

м2

В случае Лу = 1 и г(йк,1) = 0, уравнение (5) принимает вид

иш=[ЛЖ)-/м(М2)] + йк, (9)

т.е. ПУ работает как накопитель.

Рис.2. Структура ПУ нелинейной фильтрации дискретного параметра бинарных ШПС.

Для кодовой синхронизации ШПС необходимо знать задержку псевдослучайного кода принимаемого сигнала, для определения которой достаточно правильно оценить т последних значений дискретного параметра ШПС /йк,...,рк_т. Поэтому в качестве количественной характеристики помехоустойчивости ПУ в диссертационной работе используется вероятность правильного (безошибочного) распознавания р(т,ли) т-значной комбинации рк,...,/1к_т.

В диссертационной работе показано, что вероятность правильного распознавания кодовых комбинаций ШПС на начальном этапе приема сигнала можно повысить, изменив характер накопления искомого ШПС на нелинейный. Для этого воспользуемся уравнениями (5) с нелинейной функцией (7), в которой л- < 1

Структурная схема ПУ, реализующего алгоритм нелинейной фильтрации представлена на рис. 2. ПУ состоит из дискриминатора (Д), формирующего разности логарифмов функций правдоподобия, фильтра (СФ) согласованного с сигналом единичного импульса ПСП, квантователя по уровню (Кв), генератора тактовых импульсов (ГТИ), сумматора (Т.), регистра для хранения задержанного на такт значения |ик\, регистра сдвига (РгС) ти-значной комбинации символов, блока формирования оценки (БФО), решающего устройства (РУ), реализующего критерий (8)

и блока нелинейной функции (БНФ)

Единственным блоком, зависящим от типа рекуррентной ПСП искомого сигнала, является блок формирования оценки . Поэтому алгоритм (5) можно использовать для построения ПУ ШПС с произвольным законом формирования рекуррентной ПСП, в том числе - нелинейным. В работе исследовался прием сигналов, построенных на основе кодов Голда, последовательностей де Брейна, Кассами (большого и малого множеств).

/<(ШД„)

-3 -2,5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 Р; Щ = 1.0 - Я,,- = 0.99----- Я = 0.97..........

-3 -2,5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 р/ Л:: = 1,0 - К, =0.99..... я,, =0.97..........

Я„ =0.9-- Уорд----------л„ =0.9-- Уорд-----

Рис.З. Зависимость времени кодовой синхронизации Рис.4. Зависимость вероятности

Тср ШПС от отношения сигнал/шум р\. р(т, лц ) ШПС от отношения сигнал/шум р1.

Графики зависимости среднего времени кодовой синхронизации Тср ШПС и

вероятности правильного распознавания р{т,ли) ШПС от отношения сигнал/шум

рэ (дБ) представлены на рис. 3-4, соответственно. Графики получены для случая приема ШПС, построенного на ПСП де Брейна (т = 5). Анализ полученный результатов показывает, что применение алгоритмов нелинейной фильтрации дискретного параметра ШПС сокращает время кодовой синхронизации ШПС до двух раз по отношению к методу посимвольной оценки Уорда.

Так как нелинейный алгоритм, имеет более высокую сложность реализации по сравнению с алгоритмом (9) из-за наличия в уравнениях фильтрации нелинейной функции (7), то были проведены попытки упрощения реализации нелинейной функции, в результате чего был разработан алгоритм с кусочно-линейной аппроксимацией функции

Уравнение (7) содержит в своем составе функции вычисления экспоненты и логарифма, что усложняет его техническую реализацию. Из анализа семейства кривых функции приведенных на рис. 5, следует, что при большом

отношении сигнал/шум и значениях я^(/^у), не очень близких к нулю, т.е. когда выполняются условия

л-,;ехр«1 и я-,.,ехр(й^»1, (Ю)

уравнение (7) можно упростить:

..... аппроксимация

0 1 -в - ^ ? 1

результатов показал, при

^ О'*Л (Ч)

где - знак аргумента.

Подставляя (11) в (5), получим приближенный алгоритм оценки параметра цк при условии большого отношения сигнал/шум

«*♦. = [Л-,1 (К ) - /1+1 (м2)] + .^П (щ ) > II. (12)

я у

Анализ моделирования

р1>— 1 дБ алгоритм с кусочно-линейной аппроксимацией функции г{ик,жи^проигрывает алгоритму с

нелинейной фильтрацией по времени кодовой синхронизации и вероятности правильного

распознавания не более чем на 2-6% при уменьшении технических затрат на аппаратно-программную

реализацию ПУ.

щ = 0,99 щ, = 0.98 % = 0,95 я, = 0.9 л, =0,75 и» = 0.5

Рис.5. График функции гк. На рис. 6 представлены графики времени поиска ШПС при различных отношениях сигнал/шум ргъ. Графики получены для различных значений вероятности ложных тревог а

для последовательности де Брейна (т=5) при ли = 1.

Тер

14000

-3 -2,5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 Рэ О 5 10 15 20 25

2

« = о.1 - и = 001--« = о оо1 ....... Рис.7. Вероятность ложной тревоги для р^ = 0

Рис.6. Зависимость времени поиска ТСр ШПС от отношения сигнал/шум р^.

Нелинейный алгоритм быстрого поиска ШПС за счет накопления шума при отсутствии искомого ШПС имеет относительно большую вероятность ложной тревоги. Для ее уменьшения разработан адаптивный алгоритм фильтрации ШПС, в котором при отсутствии искомого ШПС накопление шума практически не происходит.

Суть адаптивного алгоритма заключается в изменении матрицы переходных вероятностей (1) с заданным шагом адаптации Аяи на основании сравнения оценки

дискретного параметра ¡лк, с его отфильтрованным значением на следующем (¿+1) такте:

= - . . (13)

Вероятность ложной тревоги для адаптивного и неадаптивного алгоритмов фильтрации можно оценить по результатам, приведенным на рис.7. Тонкими линиями обозначен прием с использованием неадаптивных алгоритмов, толстыми линиями -прием с использованием адаптивного алгоритма для различных шагов адаптации. Видно, что адаптивный алгоритм имеет существенно меньшую вероятность ложной тревоги по сравнению с алгоритмом нелинейной фильтрации.

Во второй главе решена задача совместной оценки дискретного и непрерывных параметров ШПС, в предположении гауссовской марковской аппроксимации распределений мгновенных значений непрерывных параметров. На основе полученных алгоритмов, разработаны устройства поиска и кодовой синхронизации ШПС, в которых за счет перекрестных связей между каналами измерения непрерывных и дискретного параметров осуществляется весовая обработка, обеспечивающая высокую достоверность приема сигналов.

Пусть на входе ПУ действует аддитивная смесь полезного ФМ сигнала и помехи

а,г,/) + /!(*), (14)

где цк - информационный параметр, принимающий в каждом такте работы системы одно из двух возможный состояний Л/, и Мг\ -¡а,г] - параметры сигнала, постоянные на интервале наблюдения I еТ, где Т = -¡к период тактовой работы системы передачи информации; п(() - белый гауссовский шум со спектральной плотностью Ы0.

Параметр /лк представляет собой дискретный марковский процесс - простую однородную цепь Маркова с двумя равновероятными состояниями М1 и М2, заданным вектором значений p¡ и матрицей вероятностей переходов из одного состояния в другое:

№

,п= (15), (16)

щ.

21 221|

Параметры а (амплитуда сигнала) и г (задержка сигнала) - гаусовские марковские процессы:

в + Дв = Л(0. (17)

т + Р,т = У2Ц)> 08)

где Ра - ширина спектра флуктуаций амплитуды, Д. - ширина спектра флуктуации задержки, _у,.(г) - "белый" шум с мощностью на единицу полосы С?,,/" = 1,2.

Уравнение фильтрации дискретного параметра ШПС при гауссовских флуктуациях непрерывных параметров сигнала получено в виде

=2/+ + ( = 1,2. (19)

где /п - логарифм функции правдоподобия; параметры йк и гопределяются

выражениями (6) и (7), соответственно; =—/(М1,Ак,тк ,

дт '

Уравнение для апостериорной оценки задержки тм и ее дисперсии получено в виде

й А

в1цг+вгц-А Л у

(20)

где В, =(1+ехр(-г/<+1)^ ; В2 =(1 + схр(»Ь|)^ ; 9к+1- апостериорная дисперсия

>Т

задержки.

Уравнение для оценки амплитуды сигнала:

Л+1 =Л + ~ Л ^ - - Я > (21)

где = V + - экстраполированная оценка амплитуды сигнала (£ + 1)-м такте; V - среднее значение амплитуды сигнала; Ук=каУк -экстраполированная оценка флуктуации амплитуды;

сигнальная функция логарифма функции правдоподобия, Хк+\ " апостериорная дисперсия амплитуды сигнала, р\=а2а1 .

Структура ПУ, реализующего алгоритм совместной оценки дискретного параметра сигнала, амплитуды и задержки, построенного на основе уравнений (19) - (21) представлена на рис.8.

При медленных флуктуациях непрерывных параметров сигнала уравнения оценки непрерывных параметров ШПС и, соответственно, структуру ПУ можно упростить. Так как, при ехр(«4+1]»1, что наблюдается при приеме сильно коррелированных ПСП, весовые коэффициенты 5| и могут изменяться от значений, близких к единице, до значений, близких к нулю.

Тогда уравнения для оценки задержки (20) и амплитуды (21) можно представить приближенными выражениями

(22)

'" = 1,2. (23)

График зависимости среднего времени кодовой синхронизации Тср ШПС от

отношения сигнал/шум рэ (дБ) для различных алгоритмов приема ШПС представлен на рис. 9. График получен в условиях приема ШПС построенного на основе последовательности де Брейна (т = 5). Время одной попытки кодовой

синхронизации равно 100 тактов. При отсутствии синхронизации попытка повторяется.

к„

Рис. 8. Структура ПУ для фильтрации ШПС с флуктуирующими амплитудой и задержкой.

Анализ показывает существенное сокращение времени кодовой синхронизации ШПС построенных на ПСП, обусловленное совместной оценкой флуктуации амплитуды и задержки сигнала. Нелинейный алгоритм совместной оценки параметров ШПС позволяет скомпенсировать снижение помехоустойчивости приема

ШПС, вызванное флуктуациями непрерывных параметров сигнала.

Тер

а) - нелинейный алгоритм оценки дискретного параметра ШПС;

б) - нелинейный алгоритм совместной оценки дискретного параметра и флуктуации задержки ШПС;

в) - нелинейный алгоритм совместной оценки параметров ШПС;

г) - нелинейный алгоритм совместной оценки дискретного параметра и флуктуации амплитуды ШПС.

500

-3 -2,5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 Р:

а) - 6)..... в) .......... г)--

Рис. 9. Зависимость времени кодовой синхронизации Тср ШПС от отношения сигнал/шум р\.

В третьей главе решается задача адаптивной совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров ШПС, построенных на ПСП. На основе полученных адаптивных алгоритмов разработаны ПУ, проведены исследования помехоустойчивости полученных ПУ,

Полученные во второй главе алгоритмы совместной фильтрации дискретного параметра при гауссовских флуктуациях непрерывных параметров ШПС, предполагают знание статистических характеристик фильтруемых сигналов, таких как коэффициент корреляции непрерывных параметров ШПС. В реальных системах передачи информации сведения о степени корреляции параметров сигнала могут быть неизвестными, либо изменяться с течением времени. В этих условиях целесообразно осуществлять прием устройствами, работающими на основе адаптивных алгоритмов.

Разработан адаптивный алгоритм фильтрации дискретного параметра сигнала, аппроксимируемого простой однородной цепью Маркова на с/-м шаге адаптации:

,=2Л+

где

1 1~Е,(к/г

'¿Р+^ехр;

+ ик+г

(?)

.у«. '22

"к)

аи) =

!2)еХР{«Л

,и = 1.2,

'т п{я)

г(я) =1

ТПк* 1) 1

-Дтг,.,., лй(*+1)'

(24)

(25)

(26)

(27)

Ля;, - заданный шаг адаптации, и Д,. - дискретный параметр ШПС и его оценка, соответственно.

Для получения адаптивного алгоритма оценки задержки радиоимпульсов запишем уравнение скорости изменения разности оценок задержек

Аг„.

Г.,-2500,

(28)

500 О

а) - нелинейный алгоритм оценки дискретного параметра ШПС;

б) - нелинейный алгоритм совместной оценки параметров ШПС;

в) - адаптивный алгоритм совместной оценки параметров ШПС.

-3 -2,5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 Ра

а) --6) ....................а)-----

Рис. 10. Зависимость времени кодовой синхронизации Тср ШПС от отношения сигнал/шум рз.

На основе аппроксимации бинарной последовательности знаков приращений

(28) однородной стационарной цепью Маркова находится средняя длина цуга ?fr' на r-м шаге адаптации и на ее основе вычисляется оценка вероятностей перехода значений задержки ^r)(j = l,2 и оценка коэффициента1 корреляции полученной бинарной цепи:

= (29)

Тогда оценку коэффициента корреляции задержки т можно вычислить по формуле

¿M-sin^j . (30)

Параметр ра вычисляется аналогичным образом.

На рис. 10 представлен график зависимости времени кодовой синхронизации Тср

от отношения сигнал/шум рэ для различных алгоритмов.

На основе полученных уравнений фильтрации непрерывных параметров (22)-(23) разработан упрощенный адаптивный алгоритм . совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров ШПС,. существенно упрощающий аппаратную реализацию при ухудшении точности в оценке коэффициентов корреляции не более чем на 7%.

В четвертой главе приведен обзор существующих технических возможностей для реализации разработанных устройств на цифровых сигнальных процессорах и ПЛИС. Рассмотрена программная реализация разработанных устройств на цифровом сигнальном процессоре с плавающей точкой TMS320C6711. Проведен расчет технической сложности аппаратной реализации разработанных алгоритмов на ПЛИС различных семейств фирм Altera и Xilinx. ■ ■■ ' ■■■'■■■

Основные выводы и результаты

Диссертационная работа решает задачу быстрого поиска и синхронизации ШПС, построенных на нелинейных псевдослучайных последовательностях, в условиях флуктуаций непрерывных параметров ШПС.

1. Разработан алгоритм нелинейной фильтрации и на его основе получена структура ПУ для кодовой синхронизации ШПС, обеспечивающий сокращение времени кодовой синхронизации ШПС на основе кодов Голда в 1,62 раза по

2

сравнению с методом последовательной оценки Уорда при рэ = -ЗдБ.

2. Разработан алгоритм с кусочно-линейной аппроксимацией нелинейной функции, входящей в алгоритм фильтрации ШПС, позволяющий значительно уменьшить вычислительные затраты при возрастании времени кодовой синхронизации ШПС менее 6% при р\ >—1 дБ.

3. Разработан адаптивный алгоритм нелинейной фильтрации и на его основе получена структура ПУ, обеспечивающего снижение вероятности ложной тревоги на порядок по сравнению с оптимальным ПУ за счет нелинейного накопления сигнала.

4. Разработан алгоритм и структура ПУ для кодовой синхронизации ШПС в условиях гауссовских флуктуаций амплитуды и задержки радиоимпульсов ШПС, обеспечивающий за счет совместной оценки параметров ШПС дополнительный выигрыш по времени кодовой синхронизации до 3,1раз по сравнению с методом посимвольной оценки Уорда при Рз =-ЗдБ.

14

5. Разработан адаптивный алгоритм совместной фильтрации параметров ШПС позволяющий сократить время кодовой синхронизации при = —ЗдБ в 4,5 раза по сравнению со случаем приема ШПС при отсутствии оценок непрерывных параметров сигнала.

ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ ОПУБЛИКОВАНЫ СЛЕДУЮЩИЕ РАБОТЫ:

1. Прозоров Д.Е., Смирнов A.B., Частиков A.B. Синтез алгоритмов кодовой синхронизации шумоподобных сигналов, построенных на рекуррентных псевдослучайных последовательностях с произвольным законом формирования / Радиолокация, навигация, связь // Сб. докладов XI MI ПК. - Воронеж: 2005. - в 3 т., т.1 - С. 185-190.

2. Прозоров Д.Е. Смирнов A.B. Быстрая синхронизация шумоподобных сигналов построенных на рекуррентных псевдослучайных последовательностях высокой структурной сложности / Наука-производство-технология-экология // Сб. материалов всероссийской НТК -Киров: 2005. - в 6 т., т. 1. - С. 103-104.

3. Прозоров Д.Е., Смирнов A.B. Методы быстрой кодовой синхронизации шумоподобных сигналов на основе нелинейных рекуррентных псевдослучайных последовательностей / Проблемы обработки информации: Вестник ВНЦ Верхне-Волжского отделения АТН РФ // Сб.трудов. - Киров: 2004. - Вып. No 1 (5). - с.43-49.

4. Прозоров Д.Е., Смирнов А. Исследование алгоритма совместной фильтрации дискретного параметра, амплитуды и задержки шумоподобных сигналов в устройствах быстрого поиска // Сб. материалов всероссийской НТК «Наука-производство-технология-экология». -- Киров: 2006. - в 6 т., т.1. - С. 224-225.

5. Прозоров Д.Е., Смирнов A.B. Совместная фильтрация дискретного параметра, амплитуды и задержки шумоподобных сигналов в устройствах быстрого поиска при гауссовых флуюуациях непрерывных параметров // Вестник ВНЦ Верхнее-Волжского отделения АТН РФ. Серия: Проблемы обработки информации. Вып.1(6). Киров, 2005. - С. 71-77.

6. Прозоров Д.Е., Смирнов A.B. Алгоритм адаптивной совместной фильтрации параметров шумоподобпых сигналов // Сб. материалов всероссийской НТК «Наука-производство-технология-экология». -Киров, 2008. - В 7 т., T.2.-C.215-217.

7. Петров Е.П., Прозоров Д.Е., Петров И.Е., Смирнов A.B. Быстрый поиск шумоподобных сигналов // Успехи современной радиоэлектроники. - М.: Радиотехника, 2008. -№8. - С.47-80.

8. Прозоров Д.Е., Смирнов A.B. Кодовая синхронизация шумоподобных сигналов при гауссовских флуюуациях непрерывных параметров // Вестник Ижевского государственного технического университета. - Ижевск: Издательство ИжГТУ, 2008. - №4. - С. 121-124.

9. Прозоров Д.Е., Смирнов A.B. Адаптивный алгоритм быстрого поиска шумоподоных сигналов при гауссовских флуктуациях непрерывных параметров // Сб. трудов шестой ВНТК «Современные проблемы создания и эксплуатации радиотехнических систем». - Ульяновск: УлГТУ, 2009. - С.27-29.

10. Прозоров Д.Е., Смирнов A.B. Адаптивный прием шумоподобных сигналов при гауссовских флуктуациях непрерывных параметров // межвузовский сборник научных трудов "Радиоэлектронная техника". - Ульяновск: УлГТУ, 2009. - С. 97-104.

11. Смирнов A.B., Прозоров Д.Е. Быстрая синхронизация шумоподобных сигналов, построенных на рекуррентных псевдослучайных последовательностях высокой структурной сложности//Киров: Вятский научный сборник. -2008. - С. 127-134.

12. Прозоров Д.Е., Смирнов A.B. Анализ времени кодовой синхронизации шумоподобпых сигналов устройствами быстрого поиска // Общество, наука, инновации (НТК-2011): ежегод. открыт, всерос. научн.-технич. конф., 18-29 апр. 2011.-1. электрон, опт. диск (CD-

ROM)-

Подписано в печать 14.12.2011. Формат 200х 140мм. Тираж 100 экз.

Печать цифровая. № заказа 977 Отпечатано в ООО «Компания ФП» 610020, г. Киров,ул. Ленина 102а тел. (8332) 78-02-47, e-mail: mro@lp-print.ru

61 12-5/1680

ВЯТСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ

СОВМЕСТНАЯ ОЦЕНКА ПАРАМЕТРОВ ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ В УСТРОЙСТВАХ БЫСТРОГО ПОИСКА И КОДОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ

Специальность: 05.12.04 - «Радиотехника, в том числе системы и устройства телевидения»

Диссертация

на соискание ученой степени кандидата технических наук Научный руководитель - д.т.н., профессор Прозоров Д.Е.

На правах рукописи

Смирнов Александр Владимирович

Киров 2011

ОГЛАВЛЕНИЕ

ОГЛАВЛЕНИЕ..................................................................................................2

ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ СОКРАЩЕНИЯ...........................................................4

ВВЕДЕНИЕ.........................................................................................................5

ГЛАВА 1. РАЗРАБОТКА АЛГОРИТМА ФИЛЬТРАЦИИ И УСТРОЙСТВ БЫСТРОГО ПОИСКА ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ, ПОСТРОЕННЫХ НА РЕКУРРЕНТНЫХ НЕЛИНЕЙНЫХ ПСЕВДОСЛУЧАЙНЫХ

ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЯХ......................................................................16

Введение.........................................................................................................16

1.1 Постановка задачи...................................................................................27

1.2 Алгоритм фильтрации дискретного параметра ШПС.........................27

1.3 Разработка структуры устройства быстрого поиска ШПС.................30

1.4 Алгоритм нелинейной фильтрации дискретного параметра ШПС.... 38

1.5 Алгоритм фильтрации дискретного параметра ШПС с кусочно-линейной аппроксимацией нелинейной функции .....................42

1.6 Анализ помехоустойчивости устройства поиска ШПС при воздействии белого гауссовского шума......................................................50

1.7 Алгоритм адаптивной фильтрации дискретного параметра ШПС.....60

Выводы к главе 1............................................................................................67

ГЛАВА 2. РАЗРАБОТКА УСТРОЙСТВА ПОИСКА И КОДОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ ШПС НА ОСНОВЕ АЛГОРИТМА СОВМЕСТНОЙ ФИЛЬТРАЦИИ ПАРАМЕТРОВ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ......................................................................................................68

2.1. Введение..................................................................................................68

2.2. Постановка задачи..................................................................................69

2.3. Уравнения совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров шумоподобного сигнала...........................................................71

2.4. Разработка структуры приемного устройства ШПС на основе алгоритма совместной фильтрации параметров ШПС..............................82

ГЛАВА 3. РАЗРАБОТКА АДАПТИВНОГО АЛГОРИТМА СОВМЕСТНОЙ ФИЛЬТРАЦИИ ДИСКРЕТНОГО И НЕПРЕРЫВНЫХ ПАРАМЕТРОВ ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ95

3.1. Постановка задачи..................................................................................95

3.2. Адаптивный алгоритм совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров ШПС...................................................................96

3.3. Упрощенный адаптивный алгоритм совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров ШПС........................................109

Выводы к главе 3..........................................................................................119

ГЛАВА 4. АППАРАТНО-ПРОГРАММНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ

АЛГОРИТМОВ ПОИСКА И СИНХРОНИЗАЦИИ ШПС...................120

4.1 Анализ возможностей аппаратно-программной реализации алгоритмов совместной нелинейной фильтрации на ЦСП.....................120

4.3 Анализ аппаратных затрат реализации алгоритмов фильтрации на ПЛИС.............................................................................................................127

Выводы к главе 4..........................................................................................130

ЗАКЛЮЧЕНИЕ.............................................................................................131

ИСПОЛЬЗУЕМАЯ ЛИТЕРАТУРА...........................................................138

ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ СОКРАЩЕНИЯ

БА - блок адаптации.

БНФ - блок нелинейной функции.

БФО - блок формирования оценки.

ГТИ - генератор тактовых импульсов.

ИС - интегральная схема.

Кв - квантователь по уровню.

ЛЗ - линия задержки.

лэ - логический элемент.

МЛРП - линейная рекуррентная последовательность максимального периода

НФ - нелинейный фильтр.

ПЛИС - программируемая логическая интегральная схема.

ПСП - псевдослучайная последовательность.

ПУ - приемное устройство.

РгС - регистр сдвига.

РУ - решающее устройство.

СБИС - сверх большая интегральная схема.

СНК - система на кристалле.

СПИ - средства передачи информации.

СФ - согласованный фильтр.

цеп - цифровой сигнальный процессор.

шпе - шумоподобный сигнал.

ВВЕДЕНИЕ

Возрастающий с каждым годом уровень информатизации и компьютеризации общества имеет как положительные, так и отрицательные стороны, затрагивающие проблемы конфиденциальности передаваемой информации. Кроме того, в условиях постоянно растущего количества радиотехнических систем передачи информации (СПИ), работающих в ограниченных частотных диапазонах, большое значение приобретает задача обеспечения достоверности передаваемой информации. Одним из решений указанных задач является повышение структурной сложности сигналов за счет помехоустойчивого кодирования передаваемой информации псевдослучайными последовательностями.

Системы передачи информации с шумоподобными сигналами (ШПС), основанными на рекуррентных линейных и нелинейных псев дослучайных последовательностей (ПСП) используются уже более 50 лет [19, 20, 24]. Большое количество работ посвященных задачам приема ШПС [13-15, 1825, 29, 32, 33, 50, 51] свидетельствует об огромном интересе к данной тематике. Помимо высокой помехозащищенности СПИ и конфиденциальности передачи информации, ШПС обеспечивают, электромагнитную совместимость широкополосных систем связи с узкополосными системами радиосвязи и радиовещания, позволяют успешно бороться с многолучевым распространением радиоволн и организовывать одновременную работу многих абонентов в общей полосе частот за счет кодового разделения каналов [20, 21, 24].

Некоторые области применения ШПС приведены в таблице 1.1 [77].

Таблица 1.1

Тип системы Фирма-изготовитель Длина ШПС Тип ПСП ШПС

Коммерческие радиомодемы Aironet, Cylink, Lucent Technologies и др. 24... 26 Коды Баркера, Уилларда, МЛРП.

Arlan и др.

Системы с кодовым разделением каналов Motorola, Qualcomm, Samsung, Encsson 215... 242 МЛРП, ортогональные последовательности Уолша, Диджилок и Стиффлера

Системы радионавигации и радиолокации Motorola и др. 210... 215 Составные последовательности Гоулда, Касами; дальномерные коды на основе МЛРП.

Система беспроводной связи, стандарт IEEE802.il Motorola и др. 24 МЛРП, ортогональные последовательности Уолша,

Спутниковая связь Globalstar 215... 242 Ортогональные последовательности Уолша

Перспективными областями применения ШПС являются [86]:

• цифровые беспроводные системы управления и связи, работающие в соответствии со стандартом CDMA - IS-95 Ассоциации электронной промышленности (EIA); оборудование по этому стандарту выпускают компании Huges Network Systems, Motorola и Samsung);

• человеко-машинные комплексы и системы управления космическими, воздушными и наземными объектами [88];

• системы спутниковой подвижной связи и вещания (пример - система OmniTracs компании Qualcomm);

• подвижные и персональные сети и ЛВС,

радио- и персональные (PCN) системы подвижной связи третьего поколения с радиоинтерфейсами W-CDMA, IW-CDMA, CDMA PCS, А-CDMA).

Назначение любой СПИ, в том числе и широкополосной заключается в приеме (выделении) передаваемой информации. Поиск ШПС с известным законом формирования включает в себя фазы обнаружения сигнала, а также частотной, фазовой, временной и кодовой синхронизации [32]. Во время

частотной синхронизации устанавливается соответствие средней частоты принимаемого сигнала частоте настройки демодулятора. Неопределенность по частоте вызывается нестабильностями частоты передающих генераторов передатчика и приемника, или доплеровским смещением частоты из-за движения приемника относительно передатчика, или тем и другим. Поиск и синхронизация по частоте обеспечивается устройствами автоматической подстройки частоты (АПЧ), в основе которых лежит фазовая автоподстройка частоты (ФАПЧ). Фазовая синхронизация необходима при реализации в демодуляторах алгоритмов когерентного (квазикогерентного) приема. Временная синхронизация включает в себя синхронизацию по моменту прихода сигнала и тактовую. Тактовая синхронизация определяет частоту повторения элементов ШПС [32].

Во многих случаях, если частотная или фазовая синхронизация в СПИ желательна, но не всегда необходима, то необходимость временной и кодовой синхронизации обуславливается невозможностью при ее отсутствии выделения передаваемого сообщения.

Время входа в синхронизм с псевдослучайной последовательностью сигнала является важнейшим показателем, определяющим эффективность устройств поиска (ПУ) ШПС. Быстрый поиск ШПС и устойчивая синхронизация обеспечивают надежный прием информации. В настоящее время задача синхронизации и поиска ШПС усложнилась в связи с внедрением защищенных от несанкционированного доступа радиосистем, использующих ШПС с высокой структурной скрытностью, затрудняющих идентификацию сигнала [79].

Среди методов поиска и синхронизации ШПС не требующих отдельного эталона времени (что позволяет непосредственно определить временную задержку сигнала) минимальное время синхронизации при малых отношениях сигнал/шум имеют методы параллельного анализа сигнала с использованием многоканальных корреляторов или согласованных фильтров

(СФ) [32, 25]. Практическая реализация таких устройств сопряжена со значительными техническими затратами. Методы пошагового (циклического) поиска, основанные на поочередном просмотре элементов разрешения диапазона поиска и полихотомические методы позволяют снизить технические затраты на реализацию устройств поиска (ПУ), однако при равной достоверности принятия решения имеют большее время поиска ШПС [32]. Для сокращения времени поиска ШПС, сформированных на основе двоичных рекуррентных ПСП применяются методы, основанные на последовательной оценке символов ПСП и позволяющие по любому неискаженному сегменту ПСП длиной в т символов (т - число разрядов регистра сдвига генератора ПСП) сформировать в генераторе сигнал с требуемой задержкой [29]. Однако, метод последовательной оценки символов ПСП и его модификации не эффективны при большой мощности шума.

Рассмотрим подробнее структуру ПСП. В результате работы сдвигающего регистра с числом разрядов т, с помощью которого обычно формируются рекуррентные ПСП периода Ь < 2т, возникает последовательность, каждый последующий символ которой зависит только от т-значной комбинации предыдущих символов. Такая последовательность представляет собой предельный случай цепи Маркова, в которой допустимы только два значения переходной вероятности: «1» и «О» [81]. В этом случае, инструментом описания рекуррентных ПСП, позволяющим выявить и эффективно использовать их структурные особенности, является теория условных процессов Маркова [1, 53-57].

Математический аппарат теории фильтрации условных марковских процессов применительно к задачам нелинейной фильтрации был разработан в работах Р.Л.Стратоновича, И.Н.Амиантова, А.И.Тихонова, Н.К.Кульмана, М.С.Ярлыкова, В.В.Яншина и др. [1, 5, 47-49, 54-57]

Решение задачи фильтрации дискретного параметра ШПС путем

аппроксимации дискретной цепью Маркова с двумя значениями, впервые было получено в работах [47, 48, 49]. Позднее, в работах [1, 2] было проведено более полное исследование и получены рекуррентные уравнения оптимальной нелинейной фильтрации дискретного параметра ШПС в форме, более удобной для реализации и исследования качественных и количественных характеристик фильтрации.

Недостатком работ [1,2] является ориентация на разработку алгоритмов приема ШПС, сформированных на основе линейных рекуррентных ПСП максимального периода (М-последовательностей), обладающих сравнительно невысокой структурной сложностью. Так, для определения закона формирования и структуры М-последовательности достаточно безошибочно принять 2т символов, где т. - число разрядов регистра сдвига [72].

В то же время все большую актуальность приобретают вопросы построения систем связи с высокой степенью защиты от несанкционированного доступа. Лучшей скрытностью обладают ШПС, построенные на основе нелинейных (коды Кассами, последовательности Лежандра и т.п.) или комбинированных (коды Голда) ПСП [20, 24, 50]. Практически неограниченный ансамбль сигналов позволяют образовать хаотические последовательности с изменяющейся в процессе работы кодовой структурой [74]. К недостаткам последних относится сложность синхронизации в реальном масштабе времени. Алгоритмы быстрого поиска ШПС, построенных на основе рекуррентных, в том числе нелинейных и комбинированных ПСП разработаны и исследованы в работах [2, 4, 8, 9, 11, 13, 14, 15,51,68, 73].

В ряде систем связи передаваемый сигнал характеризуется, помимо дискретного параметра, несущего полезную информацию, ещё и рядом случайных непрерывных параметров (например флуктуация амплитуды, задержки радиоимпульсов) [80].

Дискретный (информационный) параметр ШПС при кодировании двоичным кодом представляет собой последовательность, составленную из 1 и 0. Состояния 1 и 0 могут быть закодированы любым способом, однако интервалы времени, отводимые на передачу нуля и единицы, обычно берутся одинаковыми.

Разработка алгоритмов поиска и синхронизации ШПС часто осуществляется в предположении, что все параметры сигнала, за исключением информационного, на приемной стороне известны. Такой подход к решению радиотехнических задач является обоснованным, так как позволяет получить результаты, близкие к потенциально возможным. В действительности, непостоянство условий приема радиосигналов в результате фединга, доплеровского сдвига несущей частоты, задержки сигнала и т.д., приводит к случайным изменениям всех параметров сигнала и ухудшает качественные характеристики СПИ [40]. В этих условиях наряду с дискретным (информационным) параметром сигнала возникает необходимость выделения из шумов всех или части непрерывных параметров, что существенно усложняет задачу разработки алгоритма приема ШПС [40,43-45].

Первые исследования по совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров бинарных коррелированных сигналов были выполнены в работах [1, 2, 48, 49], позднее в работах [54-57, 75]. В большинстве вышеперечисленных работ отсутствуют подробные качественные и количественные оценки эффективности работы алгоритмов, не проводится сравнительный анализ структур ПУ фильтрации. Часть указанных недостатков были решены в работах [35-38], однако вопрос применения алгоритмов совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров ШПС сформированных на ПСП высокой структурной сложности и нелинейных ПСП остался не исследованным. Задача совместной фильтрации параметров шумоподобных сигналов в условиях гауссовских

флуктуации: амплитуды и задержки радиоимпульсов решена в работах [70, 71]. В [69, 72] разработаны и исследованы алгоритмы совместной фильтрации параметров ШПС и разработаны структуры устройств быстрого поиска ШПС.

Целью диссертационной работы является разработка и исследование алгоритмов совместной оце нки дискретного и непрерывных параметров шумоподобных сигналов для сокращения времени поиска и кодовой синхронизации шумоподобных сигналов в системах передачи информации.

Для достижения данной цели необходимо решить следующие задачи:

1. Разработка алгоритмов фильтрации дискретного параметра ШПС, построенных на рекуррентных, в том числе нелинейных, ПСП.

2. Разработка структур устройств быстрого поиска ШПС и анализ их помехоустойчивости при воздействии белого гауссовского шума.

3. Разработка алгоритмов совместной фильтрации параметров ШПС при воздействии белого гауссовского шума.

4. Анализ помехоустойчивости приемных устройств совместной фильтрации ШПС при гауссовских флуктуациях непрерывных параметров (амплитуды и задержки) радиоимпульсов ШПС.

5. Анализ схемотехнической базы для практической реализации ПУ.

Для решения поставленных в работе задач используются методы статистической теории связи, теории оптимальной нелинейной фильтрации, теории условных марковских процессов, статистической теории выбора и принятия решений, рядов, интегрального счисления.

На защиту выносятся следующие научные результаты, развитые или впервые полученные в настоящей работе:

1. Алгоритмы фильтрации дискретного параметра ШПС, построенных на нелинейных ПСП, позволяющие повысить вероятность распознавания сигнала и сократить время кодовой синхронизации ШПС по сравнению

с методом У орд а (глава 1).

2. Адаптивный алгоритм фильтрации дискретного параметра ШПС, построенных на нелинейных ПСП, позволяющий уменьшить вероятность ложной тревоги в отсутствии искомого сигнала (глава 1).

3. Алгоритмы совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров (амплитуда, задержка) ШПС, построенных на нелинейных ПСП, позволяющие повысить помехоустойчивость ПУ в условиях флуктуаций непрерывных параметров принимаемого сигнала (глава 2).

4. Адаптивные алгоритмы совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров ШПС, построенных на нелинейных ПСП, позволяющие осуществлять прием в отсутствии априорных данных о степени коррел