автореферат диссертации по электротехнике, 05.09.03, диссертация на тему:Совершенствование и реализация систем управления преобразователей судовых электротехнических комплексов

На правах рукописи

СКОВПЕНЬ Сергей Михайлович

СОВЕРШЕНСТВОВАНИЕ И РЕАЛИЗАЦИЯ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ СУДОВЫХ

ЭЛЕКТРОТЕХНИЧЕСКИХ КОМПЛЕКСОВ

Специальность: 05.09.03 - Электротехнические комплексы и системы

Автореферат

диссертации на соискание учёной степени кандидата технических наук

Санкт-Петербург 2005

Работа выполнена в филиале Санкт-Петербургского государственного морского технического университета «СЕВМАШВТУЗ» на кафедре автоматики и управления в технических системах.

Научный руководитель: доктор технических наук, профессор

Дмитриев Борис Федорович

Официальные оппоненты: доктор технических наук, профессор Скачков Юрий Васильевич

: кандидат технических наук, доцент:

Томасов Валентин Сергеевич

Ведущая организация: ФГУП «МП <вВЁЗДОЧКА».

2005г. в/^ часов в ауд^^'с^

Защита состоится « ¿ХъУЯЬШЯ. 2005г. в / 7_ часов в ауд заседании Диссертационного Совета Д 212.228.03 при Санкт-Петербургском государственном морском техническом университете по адресу: 190008, Санкт-Петербург, ул. Лоцманская, 3.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке Санкт-Петербургского Государственного морского технического университета.

Автореферат разослан

,/3

2005 г.

Учёный секретарь диссертационного совета доктор технических наук, профессор

А.П. Сеньков

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность работы. Полупроводниковые преобразователи параметров электрической энергии являются неотъемлемой частью судовой системы электроснабжения, от которой получают электропитание все электротехнические комплексы. Высокие требования, предъявляемые к надежности и качеству электропитания судового оборудования, обусловливают необходимость повышения эффективности работы преобразователей, что предполагает решение целого ряда технических задач. Одной из таких задач является синтез систем управления преобразователей, обеспечивающих получение желаемого изменения во времени энергетических координат в переходном и квазиуста-новившемся режимах работы. Основой системы управления является регулятор, реализующий алгоритм управления и, как следствие, определяющий качество работы преобразователя в статическом и динамическом режимах. В связи с интенсивным развитием методов и средств цифровой обработки информации достижение требуемой статической точности замкнутой системы не вызывает особых затруднений. В частности, статическая точность может . быть улучшена за счет увеличения разрядности обрабатываемых данных. Однако прогресс в области цифровой техники оказал гораздо меньшее влияние на развитие методов повышения динамических показателей. Применение в системах управления типовых регуляторов пропорционально-интегрально-дифференциального типа с постоянными параметрами не позволяет достигнуть высоких динамических показателей в условиях изменения внешних воздействий. В связи с этим, актуальной остаётся задача разработки методов и алгоритмов адаптивного управления, обеспечивающих высокое быстродействие при внешних возмущениях, что позволяет уменьшить отклонения выходных координат от заданных значений в переходных режимах, обеспечить минимальное время переходных процессов в преобразователях при пуске, при набросах и сбросах нагрузки, при изменении сигнала задания.

Перспективным направлением в создании высококачественных и надежных преобразователей в настоящее время является применение в их системах управления элементов цифровой техники, микропроцессоров и однокристальных ЭВМ. Это объясняется сложностью алгоритмов управления, которые невозможно реализовать на аналоговых структурах.

Целью работы является разработка метода синтеза и реализация адаптивных систем управления полупроводниковых преобразователей, обеспечивающих быстродействие, близкое к теоретическому максимуму в условиях изменения внешних воздействий.

Для достижения цели исследования необходимо решить следующие задачи:

- на основе адекватного математического описания дискретной системы сформулировать условия достижения предельных динамических показателей;

- разработать методику расчета параметров корректирующего устройства по линеаризованной модели замкнутой системы в пространстве состояний;

- разработать структуры корректирующих устройств для систем управления типовых полупроводниковых преобразователей электроэнергии на основе управляемых выпрямителей (УВ) и широтно-импульсных преобразователей (ШИП).

Методы исследования. При решении поставленных задач использовались методы теории автоматического управления, электрических и магнитных цепей, метод пространства состояний, вычислительная математика и программирование.

Достоверность результатов диссертационной работы подтверждается корректным использованием методов теории автоматического управления, теории электрических и магнитных цепей. Теоретические выводы подтверждены компьютерным (виртуальным) моделированием и экспериментальными исследованиями.

Научная новизна результатов работы состоит в следующем:

- предложен новый способ коррекции замкнутых систем управления полупроводниковых преобразователей, обеспечивающий высокое быстродей- : ствие при изменении внешних воздействий и отличающийся простотой реализации;

- разработана методика синтеза корректирующего устройства, позволяющая с минимальными временными затратами выполнить расчет его параметров на основе линеаризованной модели замкнутой системы в пространстве состояний;

- предложены способы практической реализации линейной разностной коррекции (ЛРК) в интегральных системах управления УВ и ШИП.

Практическая ценность диссертационной работы состоит в разработке метода синтеза и реализации адаптивных систем управления полупроводниковых преобразователей, обеспечивающих быстродействие, близкое к теоретическому максимуму в условиях изменения внешних воздействий.

Разработанная методика синтеза разностного корректора (РК) позволяет повысить качество и точность проектирования быстродействующих систем управления полупроводниковых преобразователей.

Применение ЛРК позволяет расширить область устойчивой работы преобразователей и получить практически максимальное быстродействие не только при малых, но и при больших возмущениях.

Предложенная методика ЛРК позволяет значительно упростить процедуру выбора параметров корректируемой системы управления.

Разработанные структуры систем управления с интегральным регулятором и разностным корректором позволяют упростить реализацию адаптивных систем управления преобразователей на базе однокристальных микроЭВМ со встроенными аналого-цифровыми преобразователями (АЦП).

Результаты работы использованы при проектировании импульсного источника питания системы цифровой индикации для винтообрабатывающего станка судостроительного предприятия «Звездочка» и в учебном процессе филиала СПбГМТУ - «Севмашвтуз».

Апробация работы. Материалы диссертационной работы докладывались на:

- конференциях «Перспективные технологии строительства и утилизации судов на предприятиях Государственного Российского Центра Атомного Судостроения (ГРЦАС)», Северодвинск, 2002 - 2004 гг.

- пятой международной научно-технической конференции «Динамика систем, механизмов и машин», Омск, 2004 г.

- на научно-техническом семинаре кафедры электротехники и электрооборудования судов СПбГМТУ, 2004 г.

Личное участие автора в работе. Основные результаты работы получены лично автором, включая постановку задач исследования, приложение метода, разработку алгоритмов, функциональных схем и программно-аппаратных средств. Разработка математической основы метода разностной коррекции выполнена совместно с д.т.н. Исхаковым А.С.

Публикации. По теме диссертации опубликовано 6 печатных работ.

Структура и объём работы. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы из 76 наименований и пяти приложений. Работа содержит 166 страниц текста с 75 иллюстрациями, 8 таблиц.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обоснована актуальность работы, сформулированы цель и задачи исследования, отражена научная новизна и практическая ценность результатов работы.

В первой главе содержатся сведения о состоянии вопроса, выполнен обзор существующих методов управления преобразователями и способов улучшения их динамических характеристик. Указаны недостатки существующих методов управления и предложен новый способ коррекции замкнутых систем управления полупроводниковых преобразователей. В соответствии с поставленной целью выбрана методика теоретических исследований.

Во второй главе приведено общее математическое описание метода разностной коррекции. Изложена основная идея линейной разностной коррекции и методика достижения цели. Приведены результаты математического моделирования.

Полупроводниковые преобразователи электроэнергии содержат в своем составе систему управления, основная функция которой заключается в формировании сигналов на коммутацию ключевых элементов силовой части преобразователя в соответствии с требуемым законом регулирования выходной координаты. Основой любой системы управления является регулятор, определяющий статические и динамические свойства преобразователя. Известные типовые регуляторы непрерывного действия (пропорциональные, пропорционально-интегральные и т.п.) не могут обеспечить требуемые качественные показатели автоматической системы в широком диапазоне изменений задающих и возмущающих воздействий. Применение классических методов коррекции, разработанных для непрерывных систем, не решает проблемы. В свя-

зи с этим актуальной остается задача разработки новых методов коррекции, позволяющих обеспечивать оптимальность управления в смысле заданного критерия.

В общем случае дискретная система может быть описана системой нелинейных разностных уравнений к-го порядка:

(1)

где - нелинейные дифференцируемые по своим аргументам

функции; - дискретные переменные; - натуральные

числа.

Статический (установившийся) режим работы системы характеризуется равенствами:

(2)

При малых отклонениях от состояния равновесия вместо системы (1) можно рассматривать систему линеаризованных уравнений:

(3)

- малые отклонения переменных от своих установившихся значений; ац, ..., Су- коэффициенты линеаризации:

др] а и = —-

' V а.

дР1

..... 9 а?,

; ¡ = 0,1;у'= \...к. (4)

Систему (3) можно записать в нормальной матричной форме:

У[«+1] = АУ[«], (5)

где У[и] — ¿-мерный вектор переменных системы; А - матрица постоянных коэффициентов размера

Условия устойчивости системы (5) определяются корнями её характеристического уравнения

с!е1(А - ХЕ) = 0,

где Е - единичная матрица размерностью к.

Если хотя бы один корень характеристического уравнения не удовлетворяет условию то система разностных уравнений не

устойчива и, следовательно, не устойчива соответствующая ей физическая система.

Другое важное свойство заключается в том, что линейная импульсная система будет обладать максимальным быстродействием, если все коэффициенты при переменной X,- равны нулю, т.е. выполняются условия конечной длительности.

Идея метода линейной разностной коррекции состоит в изменении свойств регулятора таким образом, чтобы при внешних возмущениях замкнутая система оставалась устойчивой, и переходный процесс завершался за минимальное число тактов работы преобразователя. При этом положение равновесия (2) остается неизменным, но изменяются корни X.,- так, чтобы выполнялись условия устойчивости. Учитывая нелинейный характер системы (1), коррекция также должна быть нелинейной, однако, в этом случае трудно указать правило выбора нелинейной корректирующей функции. Кроме того, нелинейная коррекция серьезно усложняет практическую реализацию системы управления. Таким образом, суть метода состоит в локализации корней ли- -неаризованной системы (3) внутри области устойчивости, при этом корни системы (1) не изменяются.

Применяя линейную коррекцию, уравнение (5) можно записать в виде: У[в+1] = АУ[л]-НдУ[и], (6)

где Н - матрица корректирующих коэффициентов размера [ЛхЛ]; ДУ[л] - к-мерный вектор первых разностей переменных системы.

Вид матрицы Н определяется физической реализуемостью корректирующего устройства. Подразумевается, что это устройство вводится как дополнение к регулятору системы управления. Следовательно, с математической точки зрения, корректироваться должно разностное уравнение, соответствующее уравнению системы управления, поэтому матрица Н состоит из к элементов, расположенных в первой строке, остальные элементы нулевые:

(7)

Группируя переменные системы (6), снова приходим к нормальной форме:

У[и+1]-А'У[и], (8)

где А* - преобразованная матрица, элементы которой определяются коэффициентами (4) и коэффициентами коррекции.

Характеристическое уравнение системы (8) имеет вид: ёе1(А* - ХЕ) = ?.' + н,^"1 + +...+ где Е - единичная матрица; gl, ..., g¡¡ - коэффициенты, зависящие от элементов преобразованной матрицы А* и корректирующей матрицы (7).

Приравнивая коэффициенты g^г g2.....g^ к нулю, получаем систему линейных алгебраических уравнений

решая которую, находим корректирующие коэффициенты Иг,..., й*.

При невысоком порядке системы (3) корректирующие коэффициенты могут быть выражены аналитически через коэффициенты линеаризации.

В окрестности положения равновесия, полученные коэффициенты позволяют скорректировать работу системы (1), обеспечивая её устойчивость и быстродействие близкое к максимальному. Для этого нелинейное разностное уравнение регулятора дополняется суммой произведений корректирующих коэффициентов на первые разности переменных системы:

В качестве примера применения метода разностной коррекции рассмотрена система нелинейных разностных уравнений второго порядка:

Используя вышеописанную методику, получена скорректированная система уравнений:

к+, -0^*. + -1-0Д5(дгя+1 -лл)-0Д25(^+1-^л) = 0;

1л+1 + 0,5л-л„2-дгл=0.

Оценка эффективности применения метода линейной разностной коррекции выполнена в системе MATLAB. Для сравнения, на рис. 1 приведены графики решений исходной (9) и скорректированной (10) систем в зависимости от номера итерации. Цифрами «1» и «2» обозначены графики переменных для исходной и скорректированной систем соответственно.

Рис. 1. Кривые решений исходной и скорректированной систем

Несмотря на нелинейность исходной системы (9), решение системы с ЛРК сходится достаточно быстро - за три итерации, т.е. практически с максимальной скорость.

Поскольку математическая система разностных уравнений описывает процессы в реальной дискретной системе, то полученный результат показывает, что переходные процессы в системе с коррекцией будут завершаться достаточно быстро. В общем случае скорость сходимости будет определяться величиной отклонения от состояния равновесия. При небольших отклонениях нелинейная система близка к линейной, поэтому переходные процессы завершаются за минимальное число тактов, равное порядку системы. При больших отклонениях продолжительность переходных процессов увеличивается и зависит от степени нелинейности системы.

В третьей главе рассмотрено приложение метода разностной коррекции к системам управления выпрямителей с естественной коммутацией ключей. Выполнено математическое и виртуальное моделирование однофазных выпрямителей (мостового и полууправляемого) с интегральным регулятором, построены графики переходных процессов для непрерывного и полууправляемого режимов работы.

Структурная схема системы управления интегрального типа с введенным в неё разностным корректором показана на рис. 2.

Рис. 2. Структурная схема системы управления выпрямителя с разностным корректором

На вход корректора (обведен пунктиром) поступают три сигнала: уставка по напряжению X, среднее за период значение входного напряжения ¿/¿о и значение угла управления а на каждом периоде коммутации. По этим значениям РК формирует сигнал который суммируется с выходным сигналом интегратора (И) щ. В момент равенства «и = «к срабатывает нуль-орган (НО) и на выходе формирователя-распределителя (ФР) появляется управляющий импульс на замыкание соответствующего ключевого элемента.

РК состоит из трех блоков: блока вычисления корректирующего коэффициента (БВКК) к = И(Х, ¿/¿о), блока перемножения и блока вычисления разности (БВР) На выходе БВР формируется первая разность от угла отпирания ключевых элементов

Управляемый выпрямитель с интегральной системой управления описывается нелинейным разностным уравнением первого порядка.

Для /и-фазной схемы выпрямителя в непрерывном режиме работы:

Для полууправляемого режима разностное уравнение имеет ви . «л) = ^^+а„+,-а^-Г/т 1-вш^а, - ^

= 0.

Линеаризация этих уравнений в окрестности положения равновесия приводит к уравнению вида:

где коэффициенты линеаризации д0 и й| определяются для установившегося

режима работы:

: - для

непрерывного режима работы; а\ = Х- для полууправляемого режима.

В соответствии с методикой ЛРК получены аналитические выражения коэффициента коррекции для непрерывного и полууправляемого режимов работы выпрямителя.

Для непрерывного режима получено следующее выражение:

X ^

агссоэ---

т,

h{X,Um) = Um eos

d0

-X,

(И)

где Ud0 =

mUm . tí

-sin--значение выпрямленного напряжения при а = 0.

зг т

Для полууправляемого режима получена зависимость:

1——|1 + 5т—

А( X, Um) = Um eos aresin

mUm

„4

т)

UЛ

-х,

значение выпрямленного напряжения при а

(12)

0.

где

2я

Если условия работы выпрямителя предполагают изменения напряжения сети ит и задания X, коэффициент й корректора также должен изменяться и представлять в соответствии с выражениями (И, 12) функцию этих двух параметров, причём вместо амплитудного значения 1}т информационным сигналом является среднее за период значение сетевого напряжения

При незначительных изменениях сетевого напряжения на вход РК можно подать относительный сигнал - номинальное значение выпрямленного напряжения при а = 0.

Тогда выражения (11) и (12) записываются в виде:

При подаче на вход БВКК относительного сигнала )С на его выходе должна воспроизводится одномерная функция, представляющая зависимость А (Л"*). На рис. 3 построены графики зависимостей (13) для т = 2.

а) ^ б)

Рис. 3. Графики зависимостей корректирующего параметра А* для непрерывного (а) и полууправляемого (б) режимов работы выпрямителя при т = 2

Реализация подобных зависимостей с помощью аналоговой техники сопряжена со значительными трудностями, что объясняется их существенной нелинейностью. Задача может быть решена на базе цифрового запоминающего устройства или микропроцессора и АЦП. В первом случае кривая записывается в виде дискретных значений в ПЗУ, выбор которых производится по заданной величине уставки. Во втором случае, если не требуется высокого быстродействия, значения А* рассчитываются в реальном времени на каждом этапе коммутации. При этом на вход цифрового устройства поступает код, пропорциональный величине уставки. Если уставка задается аналоговой величиной, то предварительно выполняется её преобразование с помощью АЦП в цифровую форму.

Определение коэффициента h только по сигналу задания Хдаёт удовлетворительные результаты лишь в том случае, когда сетевое напряжение равно или близко по значению к номинальному (расчетному) и имеет хорошую синусоидальность. При значительных изменениях и искажениях сетевого напряжения коэффициент h должен определятся по двум параметрам в соответствии с выражениями (И) и (12).

Решение разностных уравнений и виртуальное моделирование выполнено в среде MATLAB. Получены графики переходных процессов для динамических режимов работы выпрямителя при изменении сигнала задания и отклонениях сетевого напряжения от номинального значения.

Модель системы управления выпрямителя с введенным разностным корректором показана на рис. 4. На вход РК (выделен пунктиром) поступают три сигнала: задание X, сигнал SwjOn, формируемый в момент отпирания тиристоров и сигнал синхронизации с сетевым напряжением Sync. БВР Да, и блок перемножения реализованы на Л5-триггере и интеграторе со сбросом Int_Res. В результате, сигнал коррекции формируется путем интегрирования

постоянной h{X), поступающей на интегратор с выхода БВКК. Интегрирование начинается в момент сброса триггера по сигналу Sync и продолжается до момента установки триггера по сигналу SwjOn при включении очередной группы тиристоров.

Рис. 4. Имитационная модель интегральной системы управления выпрямителя с разностным корректором

Диаграммы переходных процессов в непрерывном и полууправляемом режимах работы управляемого выпрямителя, полученные в результате компьютерного моделирования приведены на рис. 5-8. Цифрой «1» обозначены графики, полученные для системы управления на базе интегратора со сбросом и двумя уставками, цифрой «2» - для системы управления с ЛРК.

Рис. 6. Переходные процессы при работе УВ в непрерывном режиме. Отклонения сетевого напряжения от номинального значения (X = 0,5): I/ = 0,8 (а); С* = 1,2 (б)

-101234567 -1 01234567 -1 01234567

г) д) е)

Рис. 7. сигнала:

)С = 0,05 (г); X = 0,5 (д); X = 0,95 (с)

Переходные процессы при работе УВ в полууправляемом режиме. Изменение

а задания: (ЛЬ = Л*т|„) X = 0,05 (о); Л* = 0,5 (б); У = 0,95 (в) и (АЬ* = Л*™)

0.65 0.6 055 0.5 045

и;

:Щ±1:

К! V; Г

-1 0 1 2 3 4 5 6 7

а) 6)

Рис. 8. Переходные процессы при работе УВ в полууправляемом режиме. Отклонения сетевого напряжения от номинального значения (X = 0,5): (/ = 0,8 (а); {/ = 1,2 (б)

При малых отклонениях процессы в скорректированной системе сходятся за один-два такта. При больших отклонениях переходные процессы завершаются за два-три такта, что обусловлено влиянием нелинейности системы. Применение ЛРК также обеспечивает устойчивую работу управляемого выпрямителя и в инверторном режиме.

В четвертой главе рассмотрено приложение метода разностной коррекции к системе управления ШИП. Выполнено математическое и виртуальное моделирование ШИП понижающего типа с интегральным регулятором.

Структурная схема системы управления интегрального типа с введенным в неё разностным корректором показана на рис. 9.

гти

Рис. 9. Структурная схема системы управления ШИП с разностным корректором

Входными параметрами разностного корректора (обведён пунктиром) являются: входное напряжение и, уставка по току X, величина активного сопротивления нагрузки К, ток нагрузки « и значение длительности замкнутого состояния ключевого элемента т на текущем периоде коммутации. По ним РК формирует сигнал коррекции щ. Генератор развертки (ГР) формирует линейно нарастающее напряжение из которого вычитается выходной сигнал интегратора (И) Ни- Период коммутации Тключевого элемента определяется генератором тактовых импульсов (ГТИ). Импульсами ГТИ ключ замыкается в тактовые моменты времени. Компаратор-формирователь (КФ) размыкает ключ в моменты равенства

В состав РК входят: блоки вычисления разностей (БВР) Дт„ = Т„ +1 — Т„ И блок вычисления корректирующих коэффициентов (БВКК) и /¿2, два блока перемножения и сумматор.

Так как выходной координатой системы является среднее значение тока нагрузки, то ШИП с интегральной системой управления описывается системой нелинейных разностных уравнений второго порядка:

*r(v. - + -Lk'-с„)+Л„, -Х(Г-тя + tjUo,

где c„ = e'

c.., = e

; d = es ; T - период коммутации Ш И Пг; - коэффициент наклона линейно изменяющегося напряжения uf, 7и - постоянная времени интегратора; i = —RIL\ R - сопротивление нагрузки; L - индуктивность дросселя; 1= U/R; U- входное напряжение ШИП.

Линеаризация этих уравнений в окрестности положения равновесия приводит к системе:

Параметры кг и 7и должны выбираться из условия обеспечения устойчивости замкнутой системы с учетом допустимой области изменения внешних возмущений и сигнала задания. Применение ЛРК позволяет упростить задачу синтеза, поскольку теоретически эти параметры можно выбирать любыми. Практически они выбираются исходя из удобства и простоты физической реализации системы управления. Для упрощения математических выражений были выбраны значения

Применяя разработанную методику ЛРК, были получены аналитические выражения корректирующих параметров /¡1 и ¡12".

■+л;

(13)

В общем случае значения коэффициентов коррекции определяются БВКК по трём входным параметрам: входному напряжению и, сопротивлению нагрузки Я и сигналу задания по току X. На практике, как правило, некоторые входные параметры остаются постоянными или изменяются незначительно. В этом случае БВКК рассчитывает коэффициенты коррекции только по изменяемым параметрам, что упрощает физическую реализацию ЛРК. В самом простом случае, когда все три параметра остаются постоянными, БВКК исключается, а коэффициенты коррекции вводятся в СУ как константы, рассчитанные предварительно по (13).

Для ШИП, работающего в режиме стабилизации тока, сигнал задания X остается постоянным, поэтому коэффициенты коррекции определяются по

двум параметрам: входному напряжению и и сопротивлению нагрузки К. При этом БВКК должен реализовывать нелинейные функциональные зависимости, показанные на рис. 10.

014 0.12 01

0.08 0.06 0.04

ь_ ,Л ¿2*10-

0,75 ОД//

я" =1,5:

1,25

и

ю 9.5 9 8 5 8 7.5 7

Я' = 0,5

1,0

и

05 0.75 1 1.25 1.5 05 0.75 1 1 25 1.5

Рис. 10. Графики зависимостей коэффициентов к' и Л 2* от входного напряжения (/ при различных значениях нагрузки для задания

Выполнено виртуальное моделирование и решение системы нелинейных разностных уравнений. Получены графики переходных процессов для динамических режимов: включение, сброс-наброс нагрузки, изменение сигнала задания, изменение входного напряжения.

Модель системы управления ШИП понижающего типа с введенным разностным корректором показана на рис. 11. Корректирующие коэффициенты пересчитываются на каждом этапе коммутации в соответствии со значением уставки по току.

Рис. 11. Имитационная модель системы управления с разностным корректором ШИП понижающего типа

Диаграммы переходных процессов в режиме пуска и при изменении величины нагрузки представлены на рис. 12 и рис. 13. Цифрой «1» обозначены графики, полученные для системы управления на базе ПИ-регулятора, цифрой «2» - для интегральной системы управления с ЛРК.

012345678 012345678 01234 5 678

а) б) в)

Рис. 12. Переходные процессы в ШИП в пусковом режиме А* = 0,1 (а); )С = 0,5 (6); / = 0,9(8)

1 0123456789 10 -1 0123456789 10

а) б)

Рис. 13. Переходные процессы в ШИП при изменении сопротивления нагрузки: (X = 0,5) Д* = 0,5 (а); Л* = ОД (б); Я' = 1,5 (в); Я* = 1,8 (г)

При малых отклонениях от состояния равновесия (рис. 9,а) скорректированная система управления обеспечивает отработку задающего воздействия за два такта работы ШИП, что соответствует теоретическому максимуму. При больших отклонениях (рис. 9,б и в) переходные процессы завершаются практически за три такта. Высокое быстродействие достигается также при отработке возмущений со стороны нагрузки и источника питания (рис. 13). Во всех исследованных режимах работы применение линейной разностной коррекции обеспечивает устойчивость преобразователя, в том числе и в тех режимах, когда ШИП с ПИ-регулятором теряет устойчивость (рис. 12,в).

В пятой главе приведены результаты экспериментальных исследований динамических режимов УВ и ШИП. Предложены способы практической реализации систем управления с ЛРК на базе устройств аналоговой, цифровой и микропроцессорной техники.

Экспериментальная установка представляет собой полупроводниковый коммутатор с цифровой системой управления.

Система управления реализована в виде программно-аппаратного комплекса на базе ПЭВМ типа IBM PC, модуля АЦП и платы электронных ключей. Интегральный регулятор и разностный корректор реализуются программно, что позволяет оперативно менять алгоритм управления и адаптировать систему управления к любому типу полупроводникового преобразователя. Программное обеспечение написано на языке «C++».

В качестве полупроводникового коммутатора в первом случае использовался однофазный мостовой управляемый выпрямитель на однооперацион-ных тиристорах, во втором - транзисторная ключевая схема.

В процессе экспериментов получены осциллограммы переходных процессов в УВ и ШИП для режимов включении, изменении входного напряжения и сброса-наброса нагрузки.

Как показали исследования, для управления выпрямителем и ШИП с частотой коммутации до нескольких килогерц наиболее целесообразным является применение микропроцессорной системы, которая при минимальных схемотехнических затратах обеспечивает более широкие функциональные возможности.

Для управления преобразователями с высокой частотой коммутации необходимо применение аналого-цифровой системы, в которой интегрирование сигнала ошибки выполняется аналоговой схемой, а разностная коррекция - микроконтроллером.

Проведенные экспериментальные исследования в совокупности с результатами математического и компьютерного моделирования доказали работоспособность предложенного способа коррекции и принципиальную возможность его использования для реализации быстродействующих систем управления полупроводниковых преобразователей.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В результате выполнения диссертационной работы получены следующие основные научные и практические результаты.

1. Предложен новый способ коррекции замкнутых систем управления полупроводниковых преобразователей, обеспечивающий устойчивость и высокое быстродействие в условиях изменения внешних воздействий и отличающийся простотой реализации.

2. Разработана методика синтеза корректирующего устройства по линеаризованной модели замкнутой системы в пространстве состояний, позволяющая с минимальными временными затратами выполнить расчет его параметров и упростить процедуру выбора параметров корректируемой системы управления.

3. Применение линейной разностной коррекции позволяет расширить область устойчивой работы преобразователя и получить практически максимальное быстродействие не только при малых, но и при больших возмущениях.

4. Предложенный способ разностной коррекции позволяет реализовать быстродействующие системы управления с постоянными параметрами и адаптивные системы управления, обеспечивающие оптимизацию работы преобразователя в условиях возмущений.

5. Разработанные структуры и алгоритмы работы цифровых систем управления, реализующие линейную разностную коррекцию, позволяют обеспечить преобразователям высокие динамические качества, упростить схемотехнику систем управления и использовать для их построения микроконтроллеры со встроенными АЦП.

6. Экспериментальные исследования полупроводниковых преобразователей с интегральными системами управления подтвердили работоспособность и высокую эффективность предложенного способа коррекции.

ПУБЛИКАЦИИ ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ

1. Исхаков А.С., Сковпень СМ. Оптимизация по быстродействию систем управления преобразователей постоянного напряжения. // Проблемы корабельной электротехники, автоматики и электроники. Сборник статей. - Северодвинск: «Севмашвтуз», 2002, с. 124-130.

2. Исхаков А.С., Поспелов В.Я., Сковпень СМ. Метод инвариантного преобразования разностных уравнений в задаче стабилизации напряжения управляемых выпрямителей. // Электричество, 2004, № 4, с. 35-42.

3. Дмитриев Б.Ф., Сковпень СМ. Математическое обоснование принципа управления на основе метода линейной разностной коррекции. // ЭлектроФорум, 2004, № 8, с. 30-32.

4. Сковпень СМ. Применение линейной разностной коррекции в задаче оптимизации по быстродействию интегральной системы управления широт-но-импульсного преобразователя. // Материалы пятой международной научно-технической конференции «Динамика систем, механизмов и машин». Книга 1. - Омск, 2004, с. 234-238.

5. Балакшина Л.В., Сковпень СМ., Журавлёв В.В. Математическая модель широтно-импульсного регулятора электропривода постоянного тока оптимизированного по быстродействию. // Вопросы технологии, эффективности производства и надежности. Сборник статей. Вып. №20. - Северодвинск: НТО судостроителей; «Севмашвтуз», 2004, с. 57-63.

6. Исхаков А.С, Балакшина Л.В., Сковпень СМ. Применение линейной разностной коррекции в задаче оптимального по быстродействию управления однофазным мостовым выпрямителем. // Вопросы технологии, эффективности производства и надежности. Сборник статей. Вып. №20. - Северодвинск: НТО судостроителей; «Севмашвтуз», 2004, с. 53-56.

РИО Севмашвтуза Подписано в печать 11.01.2005 г. Зак. 673. Тир. 100. 1,2 печ. листа

0b~09-05.<f1

(

ЧД ,7 S Á ¡t ! '"»* '

г г ai?

V

1317

СПИСОК ПРИНЯТЫХ СОКРАЩЕНИЙ.

ВВЕДЕНИЕ.v.

1. СИНТЕЗ ОПТИМАЛЬНЫХ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ.

1.1. Методы синтеза оптимальных систем управления.

1.2. Особенности математического описания систем с ключевыми элементами.

1.3. Описание дискретно-непрерывной системы в пространстве состояний.

1.4. Выводы.

2. МАТЕМАТИЧЕСКОЕ ОПИСАНИЕ ОБЩЕГО МЕТОДА ЛИНЕЙНОЙ РАЗНОСТНОЙ КОРРЕКЦИИ.

2.1. Сущность метода разностной коррекции.

2.2. Преобразование уравнения первого порядка.

2.3. Вычислительный пример ЛРК.

2.4. Выводы.;:.

3. ПРИМЕНЕНИЕ ЛИНЕЙНОЙ РАЗНОСТНОЙ КОРРЕКЦИИ

В СИСТЕМАХ УПРАВЛЕНИЯ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ.

3.1. Описание системы регулирования напряжения.

3.2. Непрерывный режим работы управляемого выпрямителя.

3.2.1. Разностное уравнение управляемого выпрямителя.

3.2.2. Вычислительный эксперимент.

3.3. Полууправляемый режим работы выпрямителя.

3.3.1. Разностное уравнение управляемого выпрямителя.

3.3.2. Вычислительный эксперимент.

3.4. Компьютерное моделирование динамических режимов работы управляемого выпрямителя.

3.4.1. Моделирование выпрямителя в непрерывном режиме.

3.4.2. Моделирование выпрямителя в полууправляемом режиме.

3.5. Выводы.

4. ПРИМЕНЕНИЕ ЛИНЕЙНОЙ РАЗНОСТНОЙ КОРРЕКЦИИ

В СИСТЕМАХ УПРАВЛЕНИЯ ОДНОТАКТНЫХ ШИП.

4.1. Описание системы регулирования тока нагрузки.

4.2. Математическое описание ШИП.

4.3. Вычислительный эксперимент.

4.4. Компьютерное моделирование динамических режимов работы ШИП.

4.5. Выводы.

5. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ ИССЛЕДОВАНИЯ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ ВЕНТИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ С

ЛИНЕЙНОЙ РАЗНОСТНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ.

5.1. Экспериментальная установка.

5.1.1. Модуль АЦП AI8S-5A.

5.1.2. Плата электронных ключей TBI-0/24C.

5.2. Экспериментальная установка для исследования УВ.

5.2.1. Силовая часть УВ.

5.2.2. Система управления УВ.

5.2.3. Результаты экспериментальных исследований.

5.3. Экспериментальная установка для исследования ШИП.

5.3.1. Силовая часть ШИП.

5.3.2. Система управления ШИП.

5.3.3. Результаты экспериментальных исследований.

5.4. Способы практической реализации ЛРК.

5.5. Выводы.

Современное судно представляет собой сложную техническую систему, имеющую иерархическую структуру и состоящую из большого количества подсистем и комплексов, значительная часть которых характеризуется высокой степенью автоматизации.

Судовая электроэнергетическая система является одной из наиболее важных систем, обеспечивающих выработку и распределение электрической энергии, качество которой оказывает существенное влияние на функционирование всех электротехнических комплексов и судна в целом. Увеличение числа ответственных потребителей [23, 24, 69], чувствительных к изменению параметров электроэнергии, обусловливает рост требований к качеству электрической энергии [1].

Во многих случаях судовые электротехнические комплексы получают питание не от основной сети, а от специальных преобразователей электроэнергии [31], которые решают две основные задачи: преобразование параметров электроэнергии в соответствии с требованиями потребителей и улучшение электромагнитной совместимости нелинейных потребителей с сетью.

Поскольку от качества электропитания зависит эффективность работы комплекса в целом, то к преобразователям предъявляются самые высокие требования по всем технико-эксплуатационным показателям.

Как правило, преобразователи имеют в своем составе регулирующие устройства, совместно с которыми они образуют замкнутые динамические системы. Технические показатели определяются статическими и динамическими свойствами системы и в целом влияют на её эффективность [26]. Одним из основных динамических показателей является время переходного процесса, определяющее быстродействие системы. Под быстродействием понимается быстрота реагирования системы на появление задающих и возмущающих воздействий [10]. Как правило, уменьшение длительности переходных процессов приводит к повышению качества работы системы.

Полупроводниковые преобразователи параметров электрической энергии, включающие силовую часть и систему управления, являются техническими устройствами, которые проектируются на основе требований, предъявляемых к их качественным показателям. Основным этапом проектирования является синтез системы управления, в целом определяющей статические и динамические показатели преобразователя [6, 31].

В настоящее время при проектировании преобразователей применяются все основные принципы, разработанные в теории автоматического управления [27, 73], однако получение требуемых высоких показателей качества электроэнергии при достижении экономичности ставит задачу разработки систем управления, оптимизирующих работу преобразователя по одному (нескольким) из выбранных параметров.

Перспективным направлением в улучшении электромагнитной совместимости является применение активных преобразователей [29, 34], обеспечивающих минимальное искажающее влияние на питающую сеть за счет релейных или импульсно-модуляционных способов управления и применения замкнутых систем автоматического регулирования.

Синтез систем управления полупроводниковых преобразователей параметров электромагнитной энергии по критерию максимального быстродействия [14] позволяет уменьшить отклонения выходного напряжения (тока) от предписанного значения в переходных режимах, обеспечить минимальное время переходных процессов в преобразователях при пуске, коммутациях нагрузки, изменениях напряжения питания и т.д.

В следящих инверторах предъявляются жесткие требования к качеству динамических показателей [54], поскольку ими в большей степени определяется качество преобразователя, в частности, синусоидальность выходного напряжения. Кроме того, расширяется диапазон выходных сигналов, в котором необходимо сохранять работоспособность и качество переходных процессов.

В системах регулируемого электропривода [30] повышение быстродействия обеспечивает расширение диапазона регулирования и улучшение качества работы системы при изменениях величины нагрузки.

Таким образом, обеспечение высоких динамических показателей преобразователей при регулировании и возмущениях является актуальной задачей.

Решение этой задачи осложняется тем, что любая реальная система функционирует в условиях неопределённости. В преобразователях электроэнергии такая неопределенность обусловлена случайными изменениями нагрузки и отклонениями напряжения питания от номинальных значений.

Сегодня определились следующие направления улучшения технико-экономических показателей преобразователей [4]:

- совершенствование элементной базы ключевых элементов и реализация на их основе активных преобразователей [34];

- переход на высокую частоту переключений;

- применение высокоэффективных методов управления (адаптация, слежение, прогнозирование);

- включение в состав преобразователя микро-ЭВМ, реализующей «интеллектуальные» задачи: контроль и диагностика, режимная автоматика, защита, оптимизация режимов работы.

Перспективным, направлением в создании высококачественных и надежных преобразователей в настоящее время является применение элементов цифровой техники, микропроцессоров и микро-ЭВМ [74]. Интенсивное развитие методов и средств цифровой обработки информации позволяет обеспечить статическую точность системы на заданном уровне за счёт увеличения разрядности обрабатываемых сигналов [15]. Однако прогресс в области цифровой техники оказал меньшее влияние на развитие методов улучшения динамических показателей автоматических систем.

Как правило, разработка систем управления ведется традиционными методами, которые основаны на использовании динамических регуляторов с постоянными параметрами (примерами их могут служить типовые ПИДрегуляторы). Параметры таких регуляторов определяются известными методами теории автоматического регулирования [10]. Получение требуемого быстродействия обеспечивается при проектировании системы управления посредством выбора соответствующих элементов и корректирующих средств. Проблема получения требуемых качественных показателей (точности в типовых режимах, запаса устойчивости и быстродействия) является единой и все вопросы должны решаться совместно. Это делает всю проблему весьма сложной и для получения приемлемого решения приходится прибегать к последовательному приближению и выбору некоторого компромиссного варианта.

При наличии информации о состоянии объекта задача синтеза регулятора тривиальна, для её решения используют методы модального, оптимального управления, скользящих режимов, релейного регулирования. Однако, широкому практическому применению этих методов препятствует отсутствие отработанных инженерных методов синтеза.

Применение классических методов позволяет получить максимальное быстродействие, однако динамические показатели полученной системы достигают своих максимальных значений только при одном сочетании параметров системы и регулятора. Поэтому при изменении условий работы системы, например, при регулировании или иных внешних возмущениях, показатели динамики снижаются. Кроме того, регуляторы с постоянными параметрами не позволяют воспроизводить неоднозначные характеристики и склонны к потере устойчивости при больших возмущениях.

С целью удовлетворения требований, предъявляемых к системе по устойчивости и показателям качества (быстродействию, перерегулированию, колебательности и т.п.) применяют коррекцию её динамических свойств. Задача решается введением в систему дополнительных специальных устройств, называемых корректирующими. Используют следующие основные виды коррекции: последовательную, параллельную, смешанную и с помощью введения дополнительных обратных связей. Вопрос выбора схем включения корректирующих устройств решают исходя из преимущества и недостатков, свойственных каждому из видов коррекции. Решение задачи осложняется тем, что не существует универсального метода коррекции, гарантированно приводящего к оптимальному результату. Хорошо отработанный способ определения корректирующего устройства по логарифмическим частотным характеристикам имеет ряд существенных недостатков, основные из которых - значительная трудоемкость метода и большая погрешность. Полученная таким образом система может быть близка к оптимальной лишь для одного набора параметров объекта управления и внешних воздействий, поскольку при их изменении корректирующее устройство должно быть изменено структурно либо иметь другие параметры.

Отмеченные недостатки регуляторов с постоянными параметрами по-прежнему оставляют актуальной задачу создания адаптивных регуляторов, параметры которых автоматически изменяются при изменении условий работы преобразователя так, чтобы и в новых условиях динамические показатели соответствовали максимально возможным значениям.

Целыо диссертационной работы является разработка метода синтеза и реализация адаптивных систем управления полупроводниковых преобразователей, обеспечивающих быстродействие, близкое к теоретическому максимуму в условиях изменения внешних воздействий. Основой таких систем управления являются адаптивные регуляторы, параметры которых автоматически изменяются при изменении условий работы таким образом, что динамические показатели системы остаются на экстремальном уровне при любых её параметрах в допустимой области.

Полупроводниковые преобразователи относятся к нелинейным импульсным системам, для математического описания которых широко применяют метод нелинейных разностных уравнений. Этот метод позволяет описать динамику нелинейной импульсной системы, как для малых, так и для конечных отклонений, в отличие от известного метода z-преобразования, который применим только для решения линейной задачи.

В общем случае нелинейное разностное уравнение, описывающее динамику вентильного преобразователя, имеет вид:

F = F(xn+k,.хпНЛ, .,x„) = 0, (B.l) где F- нелинейная функция; xn - дискретная переменная; n - натуральный ряд чисел; А: - порядок уравнения.

Уравнение (В.1) при выполнении равенств хп+к — x„+ka = • • • = х„ = х° (В-2) представляет в общем случае нелинейное алгебраическое уравнение:

F°(x°) = 0, (В.З) значение л:0 называется корнем, положением равновесия или неподвижной точкой [5].

В окрестности х° вместо (В.1) можно рассматривать линеаризованное уравнение:

5xn+k + fljH&Wi + . + а0дхп = 0, (В.4) где я, = с/ !ск\ Ci = с,(х°) = dF/dxn+i\ ск = ск(х°) = dF/dxn+k; ie [0, к-1 ].

Если для (В.4) характеристическое уравнение

Хк + ак.{ккл + . +йт0 = 0 (В.5) имеет хотя бы один корень /е[1, к] , не удовлетворяющий условию устойчивости |А.,| < 1, то решение разностного уравнения хп не будет сходиться к значению д:0, в этом случае уравнение (В.1) и положение равновесия х° называются неустойчивыми. Следовательно, процесс, например вычислительный, или техническая система, описываемые таким уравнением, являются неустойчивыми.

В работе предложен новый общий метод преобразования разностного уравнения (В.1), позволяющий изменять корни характеристического уравнения (В.5) при сохранении положения равновесия (В.З). Такое преобразование, названное инвариантным преобразованием неподвижной точки, позволяет достичь максимальной скорости сходимости решения линейного разностного уравнения к нулю, а, следовательно, и решения нелинейного уравнения к одному из положений равновесия в его окрестности за минимальное число шагов, равное порядку уравнения. Даны формальные определения инвариантного преобразования неподвижной точки и разностной коррекции.

Инвариантным преобразованием неподвижной точки для разностного уравнения (ВЛ) является преобразование вида:

F+G = 0, (В.6) где G = G (xn+q, xn+q.u., хп, 1ц, ., hq) - в общем случае нелинейная преобразующая функция; q ^ к - порядок; h\, ., hq - параметры, удовлетворяющая свойствам G ^F и G(x°) = 0.

Инвариантное преобразование (В.6) с преобразующей функцией

Ga = G (Акхп, Аклхп, .,х„, hu hq), (В.7) где А'хп = Ах"1лг„+. 1 - А'лх„ - разность /-го порядка; /е[1, к] - называется разностной коррекцией уравнения (В.1), функция <7д именуется корректирующей.

Разностная коррекция с линейной корректирующей функцией (В.7) вида Ga = hkAkxn + hkAAkAxn + . +h\xn, где hi = const, называется линейной разностной коррекцией (ЛРК) уравнения (В.1), коэффициенты Л, именуются коэффициентами коррекции.

На основе метода переменных состояния (фазового пространства) в гл. 2 данной работы выполнено математическое обоснование предложенного принципа линейной разностной коррекции.

Следует отметить, что задача достижения максимальной скорости сходимости решения разностного уравнения неоднократно рассматривалась и в математике, и в теории управления. В математике эта задача встречается в теории численных методов, где шаг решения разностного уравнения называется итерацией, а процесс с максимальной скоростью сходимости именуется решением за конечное число итераций [11, 64]. Различные варианты этого метода рассмотрены в [13]. В соответствии с этими вариантами после каждого шага требуется проводить пересчет специальных коэффициентов. В предлагаемом методе подобный расчет выполняется единственный раз.

В дискретных системах управления переходный процесс, сходящийся к установившемуся значению за конечное число периодов или тактов (шагов), именуется процессом конечной длительности [27, 37, 59], а устройства, вводимые в систему для получения таких процессов, называются апериодическими регуляторами. Суть отличия предложенного в работе метода от известных заключается в следующем. Если использовать аналогию между производными непрерывных функций и разностями дискретных, то линейную разностную коррекцию можно представить как сигнал обратной связи (образованный с помощью разностей координат дискретной системы), подобный сигналу, сформированному с помощью производных переменных непрерывной системы. В известных работах для сигнала обратной связи используются не разности координат, а собственно координаты системы.

Оценка влияния разностной коррекции на динамические свойства системы выполняется по скорости сходимости решения скорректированного разностного уравнения к установившемуся значению. Аналогичная оценка выполняется для физической системы по длительности переходного процесса, которая определяется как время, протекающее от момента приложения на вход системы единичного скачка до момента, после которого имеет место равенство [10]:

1><0-><«)! (В.8) где y(t) - выходная координата системы; j(oo) - установившееся значение выходной координаты после завершения переходного процесса; Д - заданная малая постоянная величина, представляющая собой обычно допустимую ошибку.

Поскольку в работе рассматриваются дискретные системы, то в качестве показателя динамики выбрано число шагов, за которое сходится решение разностного уравнения замкнутой системы к установившемуся значению при заданных начальных условиях. Быстродействие дискретной физической системы определяется числом тактов, за которое выходная координата достигает своего установившегося значения после окончания действия возмущения. При этом для определенности вычислительный и переходный процессы считаются завершенными, если величина ошибки не превышает 5% от установившегося значения.

В данной работе анализируются возможности построения цифровых систем управления, не уступающих существующим аппаратным решениям по быстродействию и точности [35, 38, 60, 62, 65], при минимизации аппаратных затрат путем использования в контуре управления микроконтроллера со встроенным ЛЦП.

Проверка теоретических результатов выполнена на исследовательском стенде, включающем силовую часть вентильного преобразователя и систему управления. Последняя представляет собой программно-аппаратный комплекс на базе ПЭВМ типа IBM PC, модуля аналого-цифрового преобразования AI8S-5А и платы электронных ключей TBI-0/24C.

Практическая ценность диссертационной работы состоит в разработке метода синтеза и реализации адаптивных систем управления полупроводниковых преобразователей^ обеспечивающих быстродействие, близкое к теоретическому максимуму в условиях изменения внешних воздействий.

Разработанный метод оптимизации систем управления позволяет формализовать процедуру синтеза корректирующего устройства, реализующего J1PK.

Применение разностной коррекции позволяет расширить область устойчивой работы преобразователей и получить практически максимальное быстродействие не только при малых, но и при больших возмущениях.

Метод JIPK упрощает процедуру синтеза систем управления полупроводниковых преобразователей и позволяет простыми средствами рассчитать корректирующее устройство и обеспечить высокие динамические показатели.

Разработанные структуры систем управления с интегральным регулятором и разностным корректором позволяют упростить реализацию адаптивных систем управления преобразователей на базе однокристальных микро-ЭВМ со встроенными АЦП. Экспериментально показаны эффективность JIPK и принципиальная возможность построения адаптивных систем управления, обеспечивающих высокое быстродействие полупроводниковых преобразователей при регулировании и возмущениях со стороны источника питания и нагрузки.

5.5. Выводы

1. Результаты экспериментальных исследований подтвердили теоретические положения и показали высокую эффективность разностной коррекции. Переходные процессы в скорректированной системе завершаются за один-два периода работы управляемого выпрямителя и за два-три периода работы ШИП, как при больших, так и при малых отклонениях.

2. Универсальным способом построения РК является применение микропроцессорных средств. В этом случае СУ может быть выполнена на микроконтроллере со встроенными ЛЦП. При этом для ускорения работы СУ часть функций может быть реализована на аналоговых элементах.

3. Полученные результаты указывают на практическую целесообразность применения линейной разностной коррекции для разработки оптимальных по быстродействию систем управления преобразователей и принципиальную возможность их технической реализации на базе устройств микропроцессорной техники.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В результате выполнения диссертационной работы получены следующие основные научные и практические результаты.

1. Предложен принцип управления дискретными системами, описываемыми разностными уравнениями, с помощью нового класса регуляторов, значения параметров которых автоматически изменяются при изменении условий работы системы таким образом, что показатель динамики системы остаётся на экстремальном уровне при любых её параметрах в допустимой области.

2. Предложен новый способ коррекции замкнутых систем управления импульсных преобразователей, обеспечивающий устойчивость и высокое быстродействие в условиях изменения внешних воздействий и отличающийся простотой реализации.

3. Разработана общая методика синтеза корректирующего устройства по линеаризованной модели замкнутой системы в пространстве состояний, позволяющая с минимальными временными затратами выполнить расчет параметров разностного корректора.

4. Получены математические модели УВ и ШИП с системой управления, построенной на базе интегрального регулятора с разностной коррекцией, которые позволяют проводить анализ динамических свойств преобразователей. Математическая модель представляет собой систему нелинейных разностных уравнений, решение которой выполняется численными методами в современных программах компьютерной математики. На базе математических моделей разработаны функциональные схемы разностных корректоров для интегральных систем управления УВ и ШИП.

6. Предложенная методика синтеза корректирующего устройства позволяет значительно упростить процедуру выбора параметров корректируемой системы управления, не требует построения частотных характеристик и областей устойчивости. Теоретически, параметры исходной системы управления могут выбираться любыми. На практике их значения определяются исходя из физической реализуемости и простоты реализации.

7. Применение линейной разностной коррекции позволяет расширить область устойчивой работы преобразователя и получить практически максимальное быстродействие не только при малых, но и при больших возмущениях.

8. Предложенный способ разностной коррекции позволяет реализовать быстродействующие системы управления с постоянными параметрами настройки, а также адаптивные системы управления, обеспечивающие оптимизацию работы преобразователя в условиях возмущений.

9. Разработанные структуры и алгоритмы работы цифро-аналоговой и цифровой систем управления, реализующие линейную разностную коррекцию, позволяют обеспечить преобразователям высокие динамические качества, упростить схемотехнику систем управления и использовать для их построения типовые микроконтроллеры со встроенными ЛЦП.

10. Проведенные экспериментальные исследования показали, что во всех динамических режимах применение линейной разностной коррекции в интегральных системах управления УВ и ШИП обеспечивает устойчивость и высокие динамические показатели преобразователей.

1. ГОСТ 13109-97. Электрическая энергия. Электромагнитная совместимость. Нормы качества электрической энергии в системах электроснабжения общего назначения.— М.: Госстандарт, 1998.

2. Аванесов В.М. Адаптивное управление преобразователем электроэнергии. // Электротехника, 1997, №11, с. 31-37.

3. Аванесов В.М. Инвариантное управление следящим инвертором напряжения. //Электротехника, 1999, №4, с. 34-40.

4. Аванесов В.М., Кудинов П.Н. Оптимальное управление автономным инвертором напряжения. // Электротехника, 2000, №4, с. 28-30.

5. Аванесов В.М. Релейное управление следящими статическими преобразователями. Ч. 1. Структуры систем управления: анализ и синтез. // Электричество, 2000, №10, с. 45-53.

6. Аванесов В.М. Релейное управление следящими статическими преобразователями. Ч. 2. Частотные характеристики. Объекты с высоким порядком характеристического уравнения. // Электричество, 2001, №1, с. 49-55.

7. Александров А.Г. Оптимальные и адаптивные системы. М.: Высшая школа, 1989.-263 с.

8. Белов Г.А., Мочалов М.Ю. Синтез оптимальных систем управления импульсными стабилизаторами напряжения на основе квадратичного критерия качества. // Электричество, 2001, №4, с. 37-42.

9. Белов Г.А. Полупроводниковые импульсные преобразователи постоянного напряжения. Учеб. пособие. — Чебоксары: Изд-во чуваш, гос. ун-та, 1994. — 95 с.

10. Бессекерский В.А., Попов Е.П. Теория систем автоматического управления. СПб.: «Профессия», 2003. - 752 с.

11. И. Васильев Ф.П. Численные методы решения экстремальных задач. -М.: Наука, 1980.-520 с.

12. Видаль П. Нелинейные импульсные системы. М.: Энергия, 1974.336 с.

13. Воеводин В.В., Кузнецов Ю.А. Матрицы и вычисления. М.: Наука, 1984.-320 с.

14. Волович Г.И. Оптимальное по быстродействию управление инвертором. // Техническая электродинамика, 1982, № 2, с. 41-43.

15. Выскуб В.Г., Розов Б.С., Савельев В.И. Прецизионные цифровые системы автоматического управления. М.: Машиностроение, 1984. - 136 с.

16. Герман-Галкин С.Г. Компьютерное моделирование полупроводниковых систем в MATLAB 6.0: Учебное пособие. СПб.: КОРОНА принт, 2001. -320 с.

17. Герман-Галкин С.Г., Лебедев В.Д., Марков Б.А., Чичерин Н.И. Цифровые электроприводы • с транзисторными преобразователями. Л.: Энерго-атомиздат, 1986. - 248 с.

18. Глазенко Т.А., Гончаренко Р.Б. Полупроводниковые преобразователи частоты в электроприводах. Л.: Энергия, 1969 - 184 с.

19. Глазенко Т.А. Полупроводниковые преобразователи в электроприводах постоянного тока. Л. : Энергия, 1973 - 304 с.

20. Глазенко Т.А., Томасов B.C. Методика анализа переходных процессов в выпрямителях с R-C-фильтрами. // Изв. вузов. Приборостроение, 1999, т.37, №11-12, с. 45-53.

21. Глебов И.А. Системы возбуждения мощных синхронных машин. Л.: Наука, 1979.-314 с.

22. Губанов Ю.А., Миронов С.Г. Системы централизованного бесперебойного питания корабельных электронных комплексов. // VI Международная

23. НТК «Проблемы повышения технологического уровня электроэнергетических систем», СПб, 1998, с. 96.

24. Губанов Ю.А. Принципы синтеза корабельных интеллектуальных интегрированных электротехнических систем. // За Международная НТК по морским интеллектуальным технологиям, СПб, Моринтех, 1999, Т.З, с. 61-70.

25. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника. -М.: Высш. шк., 1991. 622 с.

26. Денисов Л.Л., Колесников Д.Н. Теория больших систем управления. -Л.: Энергоиздат, 1982. — 288 с.

27. Джури Э. Импульсные системы автоматического регулирования. -М.: Физматгиз, 1963.-456 с.

28. Дискретные нелинейные системы / Под ред. Ю.И. Топчеева. М.: Машиностроение, 1982.-312 с.

29. Дмитриев Б.Ф. Анализ переходных и квазиустановившихся процессов в ступенчатых преобразователях. // Электричество, 2001, ЛЬ8, с. 50-56.

30. Дмитриев Б.Ф., Лихоманов A.M., Лгунов Л.В. Синтез управления качеством стабилизации и регулирования параметров электрической энергии. // Техническая электродинамика. Проблемы современной электротехники, 2000, Ч. 9, с. 14-15.

31. Дьяконов В.П. MATLAB. Анализ, идентификация и моделирование систем. СПб, 2002. 208 с.

32. Дьяконов В. Simulink 4. Специальный справочник. СПб.: Питер, 2002.-528 с.

33. Ефимов А.Л., Шрейнер Р.Т. Активные преобразователи в регулируемых электроприводах переменного тока / Под общ. ред. Р.Т. Шрейнера. Ново-уральск: НГТИ, 2001. - 250 с.

34. Замкнутые системы преобразования электрической энергии / Под ред. В.Я. Жуйкова. К.: Тэхника; Братислава: Альфа, 1989. - 320 с.

35. Иванов В.А., Ющенко А.С. Теория дискретных систем автоматического управления. М.: Наука, 1983. - 336 с.

36. Изерман Р. Цифровые системы управления. М.: Мир, 1984. - 541 с.

37. Исхаков А.С. Анализ и синтез систем регулирования вентильными преобразователями. Автореферат дисс. на соиск. ученой степени доктора техн. наук. М., 1993.-39 с.

38. Исхаков А.С. Выпрямитель в полууправляемом режиме. // Электричество, 1981, №6, с. 41-45.

39. Исхаков А.С., Поспелов В.Я., Сковпень С.М. Метод инвариантного преобразования разностных уравнений в задаче стабилизации напряжения управляемых выпрямителей. // Электричество, 2004, Л«4, с. 35-42.

40. Исхаков А.С., Придатков А.Г. Математическая модель выпрямителя. //Электричество, 1980, №6, с. 34-39.

41. Исхаков А.С. Придатков А.Г. Оценка быстродействия и переходные процессы в выпрямителях с интегральной системой управления. // Электричество, 1982, №8, с. 67-69.

42. Исхаков А.С., Сковпень С.М. Оптимизация по быстродействию систем управления преобразователей постоянного напряжения. // Проблемы корабельной электротехники, автоматики и электроники. Северодвинск: «Сев-машвтуз», 2002. — Сборник статей, с. 124-130.

43. Исхаков А.С. Уравнения динамики и устойчивость несимметричных выпрямителей. // Электричество, 1984, №3, с. 60-64.

44. Ишматов З.Ш. Использование метода полиномиальных уравнений для синтеза микропроцессорных систем управления электроприводами. // Электротехника, 2003, К'2б, с. 33-39.

45. Казанцев Ю.М. Прямой синтез управления в преобразовательной технике. // Электротехника, 2000, №4, с. 31-36.

46. Кобзев Л.В., Михальченко Г.Я., Музыченко Н.М. Модуляционные источники питания РЭА. Томск: Радио и связь, Томский отдел, 1990. - 336 с.

47. Кунцевич В.М., Чеховой Ю.Н. Нелинейные системы управления с частотно- и широтно-импульсной модуляцией. Киев: Техника, 1970. 340 с.

48. Куропаткин П.В. Оптимальные и адаптивные системы. М.: Высш. школа, 1980.-287 с.

49. Кухаренко Н.В. Синтез быстродействующих систем позиционирования в условиях неопределенности параметров объектов. // Электричество, 1996, №1,с. 54-57.

50. Ловчиков А.II., Носкова Е.Е. Анализ и синтез широтно-импульсных систем. //Электротехника, 1998, №12, с. 38-42.

51. Лукьянов Д.А. ПЗУ универсальный элемент цифровой техники. // Микропроцессорные средства и системы, 1986, №1, с. 75-82.

52. Микропроцессорные автоматические системы регулирования / Под ред. В.В. Солодовникова. -М.: Высш. шк., 1991. -255 с.

53. Мустафа Г.М., Ковалев Ф.И. Сравнительный анализ трех способов управления импульсными следящими инверторами. // Электричество, 1989, №2, с. 29-37.

54. Нелинейные корректирующие устройства в системах автоматического управления / Под ред. Ю.И. Топчеева. М.: Машиностроение, 1971. - 468 с.

55. Озеров Л.А., Разнополов О.А., Штессель Ю.Б. Синтез управления импульсным стабилизатором с двухзвенным фильтром на основе скользящих режимов. // Электричество,' 1990, №7, с. 77-79.

56. Перельмутер В.М., Сидоренко В.А. Системы управления тиристорны-ми электроприводами постоянного тока.-М.: Энергоатомиздат, 1988.-304 с.

57. Перспективы развития вычислительной техники: В 11 кн.: Справ, пособие / Под. ред. Ю.М. Смирнова. Кн. 6: Специализированные ЭВМ. М.: Высш. шк., 1989.-144 с.

58. Писарев А.Л., Деткин Л.П. Управление тиристорными преобразователями. М.: Энергия, 1975.-286 с.

59. Поздеев Л.Д. О динамических свойствах асинхронных систем им-пульсно-фазового управления вентильными преобразователями. // Электричество, 1979, №8, с. 35-42.

60. Придатков Л.Г., Исхаков Л.С. Устойчивость вентильных преобразователей с системой управления интегрального типа. // Электричество, 1977, №10, с. 39-44.

61. Придатков Л.Г., Исхаков А.С. Устойчивость и быстродействие полууправляемых выпрямителей с системой управления интегрального типа. // Электричество, 1979, №3, с. 63-66.

62. Руденко B.C., Сенько В.И., Чиженко И.М. Основы преобразовательной техники. М.: Высш. шк., 1980. - 424 с.

63. Самарский А.А., Николаев Е.С. Методы решения сеточных уравнений. М.: Наука, 1978. - 598 с.

64. Справочник по преобразовательной технике. / Под ред. И.М. Чиженко. К.: Техшка, 1978. - 447 с.

65. Теория автоматического управления / Под ред. В.Б. Яковлева. М.: Высшая школа, 2003. - 567 с.

66. Терешков В.В., Аванесов В.М. Адаптивное управление трехфазным вентильным преобразователем. // Электричество, 1998, ЛЬ 12, с. 43-47.

67. Уткин В.И. Скользящие режимы в задачах оптимизации и управления. -М.: Наука, 1981.-368 с.

68. Фрейдзон И.Р. Судовые автоматизированные электроприводы и системы. JL: Судостроение, 1980.-440 с.

69. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: В 2-х т. Т. 1. М.: Мир, 1986.-598 с.

70. Хрисанов В.И., Бржезинский Р. Анализ состояния и перспектив развития силовой электроники и электропривода (по материалам международной конференции ЕРЕ-РЕМС'2002). // Электротехника, 2003, №6, с. 10-15.

71. Цыпкин Я.З., Попков Ю.С. Теория нелинейных импульсных систем. -М.:, Наука, 1973.-416 с.

72. Цыпкин Я.З. Теория линейных импульсных систем. М.:, Физматгиз, 1963. -968 с.

73. Чаплыгин Е.Е. Фазовое управление вентильными преобразователями на базе восьмиразрядных микропроцессоров. // Электричество, 1990, №9, с. 51-57.

74. Чураков Е.П. Оптимальные и адаптивные системы. М.: Энергоатом-издат, 1987.-256 с.

75. Шипилло В.П., Чикотило И.И. Устойчивость замкнутой системы с широтно-импульсным преобразователем. // Электричество, 1978, JNbl, с. 50-53.равный инженер1. АКТиспользования результатов НИР