автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.17, диссертация на тему:Синтез полосовых Gm-C фильтров с расширенным динамическим диапазоном

САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ

На прав»* рукописи

Р Г Б ОД

¡Иороэов Дматвкй Салерьезнч

2 1 ДПР 2003

УДК 621.372 57

СИНТЕЗ полосопых с;и-с ФИЛЬТРОВ С РАСШИРЕННЫМ ДИНАМИЧЕСКИМ ДИАПАЗОНОМ

Спецкгльвбстк05 13 17-Радокгпжшпвски» я телемакотшвснеге»« и устройств»

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации п» оонскакна ученой степени мндидгга технических наук

Савкт-Петербург 1999

1'абота «ыиолнена ид кафедре «Радиотехника ы телекоммуникации» Сицст-|1е гербургского государственною технического униасрси.зт*

Научный руководитель

Цтин И А - заслуженный деятель науки РФ, даургат ГосударстдотсЯ премии, доктор шшшчсскн» наук, профессор

Официальные оипонекгы КривошеЧиш Л В • дог юр технических наук, профессор, П1 'Дальняя слазь"; Лапшин Б А - кандидат технических наук, доцент, Военный университет сиш

Ведуиша ор|»нюациа

Санп-Петербургский госуддрсгаемншй университет тсявшммунышциЗ км. [фоф М А Ьонч-Ьрусвича

Зашита диссертации иостошса « > Н-^^еу^V [Шт. • а » ч. на заседании диссертационного со кета К 063 31 II в Санкт-Петербургском госушрстасшюм техническом униасрситое на адресу 195251, Санкт-Петербург, ул Пшштоишчссш, д.29.

С диссертацией можно ознакомиться • бибшюгске Сашт-Пэтсрбурюшго юсудяртасшило технического универсмкт*

Автореферат разослан « ^ ^ Су

Ученый секретарь

дмссергкдиинною совета Дф -и и, вроф Заградскмв С В

МЦ-оШл-ак.о

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАЕОТЫ

Астувльяость прсблекы

Современны® методы обработки сигналов н достижении в области тггегральных технологий во многом определяют перспективы развития радиоэлектроники Использование МОП-техислогиЯ позволяет решать такие ключевые проблемы, как уменьшение габаритов и кзссы устройства, снижение потребляемо(1 мощности При этом радиоэлектронные имели» облагают необходимой належностью и имеют сравнительно низкую стоимость Характерной особенностью роеременного рынка полупроводниковой схемотехники является возрастание роли, тав казизаемых. заказных и полузаказных микросхем (МС). представляющих собой спвщмлизнроиниые устройства, ернеитироганныв на выполнение операций, которые не могут быть реализооаны с помощью стандартных компонентов. Данные МС, как правило, соягрилт несколько функциональных узлов и реализуются на основе МОП-технологии с использованием КМОП и комбинированных ВиКМОП структур.

Особое место занимает 1адача микроминиатюризации устройств частотной селекции -мифических фильтроя. Эгэ обстоггелустго определяете* трудностями, возникающими из-М несовмсстгиости интегрального исполнения с технологией изготовления индуктнвностей в классических пассивных ИЬС-фильтрах По згой причине синтез иикрозлектренных ШС-фильтрс» считается цялееоэбразммм лишь на частотах от 100 МГц и гыше. Задача микроминиатюризации фильтров может быть решена при использовании цифровых или вяалоговых бвындуктивчых фильтро». Внбер цифрового или аналогового метода фильтрации должен определяться требования?«« конкретной разработки, так как оба зги споооба фильтрации обладают как своими преимуществами, так и недостатками. Традиционными направлениями развила радкотехннки является расширение частотного и динамического диапазонов устройств, уменьшение потребляемой мощности. Именно в этих областях аналоговые фильтры превосходят цифровые. Однако следует отметить, что строгое развитие цифровой обработки информации во многом стимулировало разработку рыоококачественной аналоговой электроники.

Неотъемлемой часпю любой системы, осуществляющей цифровую обработку скп!алоя, ¿вдаются аналоговые устройства, которые играют роль интерфейса между непрерывным входным сигналом и блоком цифровой обработки. Одним из обязательных блоков аналоговой часгн является фильтр. Поскольку цифровая часть реализуется по интегральным технологиям, то при микроминиатюризации всей системы ■ целом, что особенно залмо в случае заизиых и полуэаказных МС, вытекает задача синтеза аналоговых устройств, а частности фильтров, тахае ориентированных на интегральное исполнение.

Среди многих классов аналоговых фильтров в последние годы большое внимание уделяется так натываемым Ош-С фильтрам Данные фильтры орноггироьаны на исполнение по МОП-технологии Рабочий диапазон частот этих устройств наиболее высок по сравнению с другими известными типам» чнтегральиых фнльтроа н достигает десятым меготгрц. Однако 0„-С фильтры обладают сравнительно невысоким динамическим диапазоном (ДД) 'Поэтому наиболее важной и актуальной является задача расширения ДД данных устройств.

Основу элементной Оаш 0„-С фильтров составляют транскондуктизный уенлш'елл (I V) и конденсатор ТУ представляет собой источник тока управляемый напряжением (НТУН) Такие усилители строятся на МОП-транзисторах по дифференциальной схеме и, к£х правило, обладают балансным выходом Славной характеристикой ТУ ввляетсд величина параметра управления, имеющая смысл передаточной проводимости (!а. Поскольку прм реализации высокочастотных устройств необходимо обеспечить малые постоянные времени, ТУ должны обладать высокими значениями Чт и работать в широкой полосе частот Кроив того, ТУ являются подстраиваемыми с иелыо компенсации большой начальной н темщрагурной погрешностей номиналов интегральных МОП-элеииггоп Поэтому для Ош-С фильтра обязательным является наличие в составе МС не только собственно частот ю-шбирательаого устройства, но и специальной системы аатолодстройки, которая, будучи неотъемлемой частью фильтр«, реализуется на той же элементной базе и по той же технологии Причем желательно упрощение как построения системы кгтитюдстройки, так и технологического цикл» изготовления фильтра Степень сложности системы аатоподстройки Ош-С фильтра однозначно связана с количеством формируемых управляющих сипилоа дна осуществления коррекции передаточных проводимостей ТУ. Если ■ имитаторах индуктивных элементов фильтра используются'полностью идентичные ТУ, то для коррекции их передаточных проводимостей достаточно формирования одного управляющего сигнал».

Наибольшую сложность выбывает сишез полосовых С!ш-С фильтров К эффективным

методам построения микрозлектронных фильтров относятся методы операционной ы

элементной имитации ЯЬС-цепей В случае применения метода операционной имитации

величины передаточных проводимостей ТУ являются фиксированными и в общем случав нз

мотуг быть одинаковыми Из соображений упрощения практической реализации От-С

фильтр» наиболее целесообразно использовать метод элементной имитации, поскольку при

этом воикюжно использование ТУ с одинаковыми передаточными про води мост« ми Дяя

обеспечения синтеза тюлосовых 0.,-С'фильтров на базе идетггичных ТУ а схемах имитаторов

индуктивностей необходимо решить задачу синтеза полосовых ШХ-цепей - ПФ-прототипов

с равнономиналытыми индуктивными элеметаии Данные ПФ-прототипы с целью

расширения ДД (;„,-(" фильтра должны обладать балансной структурой В згой связи, а

2

отлнчяс от традиционной гиргторкой схемы, имитатор индуктивности явл*етс« балансным и представляет собой встречно-параллельное инверсное включение двух балансных ТУ с оякоспюЯ нагрузкой

Отметим, что динамические свойства ГУ непосредственно определиют ДД 0„-0 фильтра в целой В то кс время э литературе отсутствуют данные по подробному анализу Л'шимччесгнк характеристик известных ТУ, причем рассматривались лишь отдельные схемы з ргккед ргалнггции кзнирстных О „-С фильтров. Нелинейные и шумовые свойства обычно кесдмогаяись с помощью численного моделировзнк». Однако такой подход позволяет лишь онетт уровни нелинейны* искажений (НИ) и шумов для каждой конкретной схемы При этом сггплильиый выбор параметр.!» схемы ТУ с целью расширения ДД практически не предствалкетс* возможным, посколь<су затруднено выявление общих закономерностей.

Рятнтиг методах «калки динамически* свойств ТУ осложнено отсутствием з^фветигного Еппграт» ан&лин МОП-схемотехпики Данное обстоггельство объяснлетса трудностями, еозииииошчми при решении систем нелинейных уравнений высокого порядка, описывающих связь между токами н налркженикми в МОП-схеме. Кроме того, не развиты графологические "«толы, ориентироеанкые на анализ МОП-схемотехники

Цель я пааш яселелсеяакя

Целью кгсгошгЯ диссертационной ребсггы являете* решение проблемы сшпма полоэосьт: Ся-С фильтров с расширенным динамическим диапазоном на основ? методе мгмеэтноЯ имиташк. Дя* яоегкжекяя поставленной цели предлолвгастся решить следующие задачи:

- синтез балансных ЯЬС-прототипов ПФ дли реализации О„-С фильтров на ТУ с равными передато^ныии про во дн поста ми в имитаторах индуктивностей,

- раз5!гтке графологических методе», ориентеровалных на проведение анализа МОП-схеиотгхникя ТУ;

- сопоставкгельныЗ внал)а ТУ по динамическим «рактеристихам, представление рекомендаций го выбору и построению схем, определение ТУ с минимальным уровнем НИ и ТУ с минимальным уровнем шумов;

- определение схем ТУ с максимальным дчна^таческим диапазоном, выбор базовых структур для построения 0„-С фильтров;

• численное мздедиромиие ка ПК частотных характеристик балансных ПФ-гтрототипсв Оя-С фильтров, пелинейных и шумовых свойств тракскондуггивных уенлителгй, сопоставлен!:« аналитических и численно полученных результатов.

Мм оды мсследоваиня

При решении перечисленных 1»дач использовались методы анализа и си;л°ед линейных »лектрических цеие^г мелодика анализа чувствнтельиостей, метод У-ьадркцы, ист ид орнсн! ированнот бесиетпового |рафа, мсгоа элгимггноЯ нм.и»цин, метод («амамсного прсибраювения, мешд син1еи Г!Ф си структурой «фклыр сосредигоче ш¡ой селекции*, ме;оды син!ем Г1Ф с «минимальным количгаъом иидуктиьностей», расчеты и моделирование на ПК с испольюоанкгм лро1|>амм Рв4са1, МтЬСАО, Мк^о-САР

Псльжеииа,-выносимы* на м^иту I При ешпое полосовых Ст-С фильгроа на основе метода мементной кмкташ:и м большинстве случаен иелесообраиг.) ноюльхшагь структуры ПФ-ирототипоа даух тнлзд ПФ-проютины о структурой «фильтр сосредоточенной селекцн;;», ПФ-прогошпы с «минимальным количеством индусгманостсй».

1 Исследование нелинейных искажений ТУ целесообразно ' проводин, соглосеХ) предложенной ».«подине ТУ классифицированы на да-; труппы, различающиеся {кепкаю работы входной шры МОИ-грашистороа Анализ сл:иы ТУ каждой ю выделенных групп' сводится ( построению эквивалентной математической модели, * рамках которой испильзуюгся речулыаш аналим НИ простейшей схемы ТУ рассматриваемой группы При >Юк( полученный шы простейшей схемы результат трансформирует« с учетом особенностей ехгмотехники амалшируемош ТУ

3 Лшиш> шумовых свойств ТУ целесообратно проводип, с использованием р&зрабогатии ориентированных бсспетлееых (|шфое М01 (-транзисторов

4 При оцзнке динамичгсхнх характеристик и расчете ТУ «обходимо учитывать мваи»^ системы а» юподс тройки фильтра, 1£кл!очв1ошееся в изк&ненни рабочей точки статического режима ГУ

5 Наилучшими динамическими свойствами ы малым потреблением обладают ТУ кэ оггюве каскоцных пар МОП-траншсюро» При этом схема ТУ состоит ш двух каскодов и активной натрузки а вид: тоюгаю зеркаяа В ракш касксдноЗ пары одки из транзисторов должен р«6оть в режиме насыщения, а второй - I трмодном режиме Использование данных 1У потвеляет реалкюаыьать малопотребляюшие 0„-С фильтры с наибольшим динамическим диапазоном

Научная ыовнтна

I. Обоснована возможность сишеза полосовых 0„-С фильтров с упрощенной системой автонодстройки на основе метода злементной имитации

2 Разбойны методики сшлем балансных НФ-прототипов с раажшомыналышми индуктивными »лементами

) Разаит аппарат ориентированного беспетлевого графа для анализа схемотехники ТУ. Предложены графологические модели МОП-транзисторов. Разработана методика анализа нелинейных искажений ТУ. 5. Получены соотношения, позволяющие учитывать влияние системы автоподстройки на

динамические характеристики ТУ. 5. Проведен сопоставительный анализ динамических характеристик наиболее часто используемых схем ТУ. Представлены рекомендации по огтгималыгоиу расчету и применению указанных схем. Выделены схемы ТУ обладмощие наибольшим динамическим диапазоном.

Практическая цгииоеть работы

1, Разработаны методики сшггеза полосовых Gm-C фильтров с рссширенкым динамическим диапазоном и упрощенной системой автоподстройки.

2. Выделены схемы, позволяющие реализовать ТУ с наибольшим динамическим диапазоном. ). Представлены рексмендашт по выбору параметров схем ТУ с целью увеличении их

динамического диапазона. Предложен путь снижения уровня нелинейных искажений в ТУ. Структура п объем диссертвцкя

Диссертация состоит из введения, четырех глав, замочетя и списка лкгеретуры. Геюсг диссертации содержит 218 машинописных страниц, 80 рисунков и 7 таблиц. Список литературы включает 132 наименования.

Вклад евтора в |шр«ботеу проклеим

Научные положения, теоретические выводы, практические рекомендации, расчеты и

ютеиатическое моделирование в диссертации разработаны автором самостоятельно,

«

Апробация работы и публикация.

Основные результаты работы докладывались на следующих конференциях:

- кежвутоЕСгая молодежная научная школа: «Радиоэлектроника и САПР радиоэлектронных устройств и систем», ноябрь 1998 г., Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет,

- межвузовская научно-техническая конференция «Современные научные школы: перспективы развития», декабрь 1998 г., Санкт-Петербургский центр РАН, Санкт-Петербургский госудгрственный технический университет.

По теме диссертации опубликовано 4 работы.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обосновывается актуальность работы, формулируются цель и задач! исследовании, перечисляются методы исследований, представляются положешы, выносимы« на защиту, характеризуются научная новизна и практическая ценность работы, описываются сгруктура и объем диссертации.

В первой главе освещается современное состояние проблемы и определяют» основные направления исследования. Проводится сопостагптельный анализ ословны,' характеристик мнкрозлектронных аналоговых фильтров. Показано, что 'наиболее перспективными в диапазоне частот от сотен килогерц до сотни мегагерц являются 0„-С фильтры, элементная база которых состоит из ТУ и МОП-конденсаторов. ТУ обладают 6оле< высоким;! • рабочими частотами, чем операционные усилители (ОУ), применяемое ■ традиционных активных фильтрах Поскольку коэффициент усиления ТУ по напряжении нал, го, в отличие от ОУ, не требуется включения корректирующей емкости. О связи с зтн> (¡„-С филыры имеют рабочие частоты до 100 МГц

Рассматривается схемотехника и проводится классификация ТУ. Показано, что I самом общем случае ТУ можно представить в виде структуры {рис.1), обладающей кш дифференциальным входом, так и дифференциальным выходом и состоящей из двух блоки - входною каскада, который преобразует напряжения на входах ТУ в токи, протекающие I плечах схемы, и активной нагрузки, позволяющей сформировать разностный выходно! сигнал При этом в блоке входного каскада выделяегся пара сходных транзисторов Т1 и Т2 Для МОП-транзисторов различают два основных режима работы - режим насыщения I триодный (линейный) режим В силу этого обстоятельства данная обобщенная структур« рассматривается при двух возможных режимах работы пары входных транзистсроз Т1, Т2,1 ТУ классифицируются на две основные группы

- ТУ с входными транзисторами, работающими в режиме насыщения,

- ТУ с входными транзисторами, работающими в трнодном режиме. •

1 ' 1-Л ия

активная нагрузка |

входной каскад

Рис.1.

Проводится анализ публикаций по нелинейным и шумовым свойствам ТУ Делается 2ы5сд об отсутствии подробного. анализа дингкических харгктеристик известных ТУ, в связи с чем затруднен оптимальный зыбор параметров МОП-тргнзистороз схемы ТУ с ц'.тыо уменьшения уровней нелинейных искажений и шумов.

Обсуждаются вопросы синтеза полосовых Сп-С (фильтров Г1ровод1Гтся сопоставление методов операционной н элементной имитации. Обосновывается выбор метода элементной имитации. Предъявлялся тргбоевния к пассивны»! ПФ-прототипам, которые должны прадстсалят!. оэбой балансные структуры с ргвнономинальнымн индуктивными элеме:тии, лпб-з с индуктивными элементами близкого номинала, позволяющими использовать ТУ с рггнымн передэточкыии кроводкмост*ми в имитаторах индуктияностей 0,,-С фильтра.

Согласно изложенным предпосылкам формулируются цель и задачи исследования.

39 втзрсй гл«зв исследоаака стабильность частотных характеристик миинмалыю-фисгых балансных цепей. Представлены выражения, с помощью которых при синтезе С„-С фильтроз удзетст получить оценки возможных отклонений АЧХ Д|7"|/7 и ФЧХ Д0:

где: Д£/1.1, АС/С - относительные отклонения индуктивных и о/костных элементов К1.С-прототипа соотвстсятенко; (¿и ()с - конечные значения доброткостей индуктивносгей и

емкостей соответствен!»; р - }СЗ - комплексная частота;'

' ' др т! * 'дЯ, т'

.Получены оценки, справедливые в полосе пропускания фильтра:

Показано, Jm> в полосе пропускания отклонения АЧХ миннмзльнофазовых балансных цепеЗ определяются, и основном, потерями в реактивных элементах, преобладающее воздействие на ФЧХ оказыЕаег разброс номиналов реактивных элементов. Поэтому в тех случаях, когда К ФЧХ предъявляются повышенные требования, значения передаточных г.роводимостей ТУ, входящих в состав схем имитаторов иидуктивиостей, должны поддерживаться системой автоподстройхи с высокой точностью.

Предложены четыре подход» к синтезу RLC-прототипов ПФ с выравненными значениями индуктивных элементов. Первые три из них предполагают синтез ПФ-протоптов на основе реактансного преобразования, со структурой «фильтр сосредоточенной селекцию» («ФСС») и с минимальным числом индуктивносгей по ФНЧ-• прототипу и сводятся к преобразованию табличного ФНЧ-прототила. Для применения данных иггодик не требуется непосредственное решение задачи аппроксимации АЧХ полосового типа, а достаточно использования справочной лшерагуры, в которой в евде таблиц приведены решения аппроксимационных задач. Отметин, что- к табличному ОНЧ-прототипу предъявляются определенные требования. Так, при синтезе ПФ на основе реактансного преобразования и со структурой «ФСС» выбираются полиномиальные' ФНЧ-прототнпы нечетного порядка с емкостными элементами в поперечных вегвях. В случав использования методики синтеза RLC-проютипа ПФ с минимальным числом индуктивносгей по ФНЧ-проготипу синтезируются ПФ с дробными передаточными функциями. При этом табличный ФНЧ должен быть четного порядка, в поперечных ветвях структуры которого содержатся только емкостные элементы. Четвертый из предлагаемых ' методов - синтез ПФ-прототипа по входному иимитансу. В данном случае при синтезе ПФ-, прототипа необходимо непосредственно решить задачу аппроксимации АЧХ полосового типа, и только после этого возможен переход к этапу реализации. Синтезируемые этим методом ПФ-прототипы обладают дробной передаточной функцией, и ids порядок может быть любым четным. В отличие от всех рассмотренных методов методика синтеза ПФ-протоп'.пов со структурой «ФСС» позволяет получить ПФ-лрототилы, не содержащие индуктивных элементов в продольных ветвях.

Разработаны алгоритмы выравнивания значений индуктивных элементов для опнеанных методик синтеза ПФ-прототипов. Для метода реактансного преобразования предложено осуществлять выравнивание значений индуктивных элементов путем использования преобразований Нортона для прямых и обратных Г-образных цепочек емкостей. Процедуру выравнивания целесообразно проводить. следующим образом. В качестве значения индуктивных элементов ПФ-прототипа выбирается величина первой ближайшей к входным зажимам индуктивности После этого проводится преобразование

t

Нортона для прямой Г-образной цепочки емкостей, расположенной сразу после данной индуктивности. Емкость в продольной ветви представляется в виде последовательного соединения емкостей, и тем самым коэффициент трансформации выбирается таким, что при осуществлении преобразования величина второго индуктивного элемента, стоящего в продольной ветви ПФ-прототипа, оказывается равной значению первой индуктивности Изначально, в силу центральной симметрии ЯЬС-струкгуры полиномиального ПФ-прототипа, значения первой и последней индуктивиостей равны. После проведения описанного преобразования Нортона величина последней индуктивности изменяется. Используя стоящую перед последней индуктивностью обратную Г-образную цепочку емкостей, путем преобразования Нортона осуществляется переход к исходной величине данного индуктивного элемента. Для этого емкость в продольной ветви представляется в виде последовательного соединения емкостей так, чтобы коэффициент трансформации оказался обратным коэффициенту трансформации предыдущего преобразования. При этом величина последнего индуктивного элемента ПФ-прототипа оказывается вновь равной значению первой индуктивности. Действу* аналогичным образом при смещении к центру ПФ-прототипа для следующих вложенных обратной и прямой Г-образных цепочек емкостей, проводится очередной этап процедуры выравнивания значений индуктивных элементов. Осуществляя попарные преобразования Нортона (л - 1)/2 раз, где п - порядок табличного ФНЧ, получается ПФ-прототип микроэлектронного Ош-С фильтра с равиономинальныии индуктивностлми.

В рамках рассматриваемого подхода к синтезу ПФ-прототипа возможно построение полиномиальных ШХ-прототипов шестого, десятого, четырнадцатого и т.д. порядков. В качестве наиболее часто используемых следует отметить ПФ-прототипы шестого и десятого порядков. Проведенные аналитические оценки показали, уго предложенная методика может быть использована для получения ПФ-прототипов полиномиального типа шестого порядка с емкостными элементами, значения которых различаются не более чем в 10 раз, в случае когда:

где: С0о- средняя геометрическая частота полосы пропускания Аса ПФ, С\ =С3, -нормированные элементы полиномиального ФНЧ третьего порядка (рис.2). Для ПФ-прототипов полиномиального типа десятого порядка с равнономинальными индуюивностяии и емкостными элементами, значения которых различаются также не более чей в 10 раз, полученные оценки применимости описанной выше методики имеют вид:

1 + /с, /С3 + -С, 1С, ^ то 5 + /с,

£

/Л 4 Дй>

где С, -(.'), С}, 1-2 =- нормированные элементы полиномиального ФПЧ-прототипа пяюго порядка (/««.. 2)

и и . •

}'ис. 2.

В тех случаях, когда (ои! Дш^Ю рекомендуется применение разработьшюй методики синтеза ПФ-протогипа со структурой «ФСС». Для синтеза структуры с равнономинальиыми индуктивными элементами вводятся дополнигельные параметры, которые имеют смысл коэффициентов связи, добротностей и узловых емкостей. Дм нормированных табличных значений элементов ФНЧ-прототнпа {рис.2) коэффициенты связи и добротности имеют вид

; _ 1_ ; С _1_ •

12 "" гг^ > "гз - I - - > 34 ~ гг—;Г- • • • > *(«-!)« = П-

Расчет элементов ПФ-прототтта со структурой «ФСС» {рис.3) проводится по следующему алгоритму Определяется обобщенная добротность Г1Ф как:

За гем находится ренормированные значения коэффициентов связи и добротностей согласно:

. . - *» 'У.; </| = (¿й; я, = •

/'ис.З.

После этого задается значение индуктивности Iодинаковое для всех резонансных контуров, и определяются величины сопротивления генератора и сопротивления нагрузки ПФ-нрок/гина в соответствии с формулами

Далгг веоднгся еще один дополтгтельный параметр - узловая емкость, имеющая выражение

С =-1- '

"' -Л' . .

Тогса емкости свят ПФ-прототкпа определяются как:

('У

Крои? того, пл.рамгтр узловой емкости используется для нахождения значений емкостей ПФ-протстлпа, котсрыэ входят в состав резонгнсных контуров, а именно:

=* Суи - С,2; ^ »С^-С23; С3 = С^ - С2} - Си; С.я-(.у,,~С(„.})1,.

Для выравнивания значений индуктивных элементов при синтезе ЯЬС-протогипа ПФ с минимальным количестгсм нндуктивностей 'по ФНЧ-проточипу предложено применить преобразование Нортон! прямой Г-образной цепочки емкостей и два эквивалентных преобразования рггэканснъги контуров, После того как, по известной методике [З&дль Р. Справочник по расчету фильтров - М.: Радио н связь, 1933 ] синтезирован ЛЬС-прототнп ПФ, знз :;н!!я индуктивных элементе* выравниваются по деличкне первой индуктивности схемы. При зтом:

- для уменьшения вгякчкя нндуктивносиП а параллельных южтурм. расположенных в продольные ветвях. ЯЬС-прототнп5 ПФ целесообразно применение угнанного преобразован!« Нортона; коэффициент тренсформации выбирается таким, ••гго в результате гтр^обраторакнч значение индуктивности в первом после рассматриваемой цепочки емкостей

параллельном резонансном кокг/ре стало равно илч блшко в необходимой степени гелнчииз

»

¡тгрвоЯ индуктивности схемы; последняя индуктивность Ш-С-прототипа ПФ, расположенная в продольной встгн, тапке выразнигается с помощью данного преобразовать;

- ипл увеличения поминало» индуктивносгей в параллельных резонансных контурах нредлдгаетез использовать схемное преобразование {рис.4), определяемое соотношениями:

Г - С - г - / - / П 4-С 'Г V-

~ Си + С.1Ь' ! + С2 /С;4' " 1 + С2/С1Ь'

гети этой величины остальных злгмтнтов схемы не изменяются;

Рис.4.

- нндуктианости в последовательных контурах, расположенных в поперечных ветвях ЮХ-проютипа НФ целесообразно выравнивать с помощью эквивалентного схемного преобразования {рис.5), причем.

Сг = Си + Сзь; (). = С, + Си; С3с = С2.(1 + /С,); Ц. = /,(1 + С,. /С,)1;

значения остальных элементов схемы не изменяются

Л/с. 5.

В рамках рассмотренного метода синтеза ПФ-прототипа по входному иимятансу разработана методика выделения параллельных и последовательных резонансных контуров, предоставляющая возможность выравнивания значений индуктивных элементов. Для простоты изложения проиллюстрируем ситуацию, когда значения всех. индуктивных элементов схемы ПФ-прототипа выбираются равными значению первой индуктивности, выделяемой при разложении входной проводимости (входного сопротивления). На первом шаге процедуры реализации выделяется индуктивность ¿1, расположенная в поперечной ветви ПФ-прототнпа (рис.6) При этом:

2»г1

11

уЛр)-

ми

7 ( п\~ п! -'

РЧ Р

^(Л) УЛР)

Рис.6.

Исходя из тою, что должно выполняться соотношение:

2 л-2 2«

тЪ.р'+р^р'^.р',

1шЦ .«л .-/i

(-0

1-0

формируется н разрешится система линейных уравнений относительно знамения индуктивности ¿1 и коэффициентов (1,. 11а следующем этапе выделяется параллельный резонансный контур ¿зС; с частотой нуля а>о1 в верхней полосе задерживания ПФ и емкости С)а и С». Вводятся списанные ниже вспомогательные параметры:

1

/-.ига _ а)о[+ -У, _

- : , -

ф

аыХ1' + Х1

. /-^сап _

р-+о

2<а„

1 ПШ1 _ ,

I . Ч. <Оо\)

•

Полагая, что Ь% - ¿1, oпpeдeJшeтcя значение емкости С2

Г - 1

ч-—ГГ' 2

при этом отмечается, что существуют ограничения на выбор значения I.%

^ > пин 1

¿ГП1Л 1 , 11Ш

3 '--5-> ~

* 2/-.п«х * *

<«„1 Ч

Далее рассчитываются значения емкостей С|„ и С]ь согласно следующим формулам:

•1 - С,.

си = -

V ="

I 2<»о1Л\}С2

После этого определяется 2*а(р) как: 1

-1

1

+ 1 '

Уаг({>)

1

-рсл (я2+

2и{р)~р!си

Далее выделяется 'последовательный резонансный контур Л4С4 с частотой нуля оо2 а

нижней полосе задерживания ПФ и емкости Сз„ и Сп- Вводатся вспомогательные параметры:

=->2„20'(»о2); Л'з

, у ' _ | , /"тих ._1

Ф

Кт/Я„2(/>)

г

Выбирая " 1,1, значение емкости С\ оказываете* равтлм:

1

С< =

при этом ограничения на выбор значения индуетиииости /ц имеют вид

# I

У пив _ + Х-1. ,ши + Х-1

ч - ; . '-4 -'

Значения емкостей Су, и С34 рассчитываются по соотношениям:

1

*>лхг

( I---

Г * 1 +

, в---—

определяется как:

1

Г„у{р)'

рСц,

Таким образом, выделяется полосовое звено с рздкыми (либо близкими) значениями индуктивных элементов, показанное штрих-пунктирными с коблами (рис.6). Действуя аналогично описанной процедуре, строится ПФ-прототип 8 вида последовательного соединения звеньев. На последнем шаге выражение для входной проводимости записывается соотношением:

т2р +т1р + т0 ч

из которого опре/^1*ются три последних элемента ПФ-протсгтипа: Сь, = к\!то, ¿2* " Ш)1к\; 11ц - т\!к\. Если величина ¿1 выходит за пределы возможного диапазона значений /-того индуктивного элемент» + , то рекомендуется применять методики вырьвнивлкия номиналов индуктивпосгей, разработанные в ржк&х синтеза РХС-протстипа ПФ с минимальным количеством индуктивиостей по Ф1{Ч-прототкггу.

При использовании упоияь-утых методик выравнивания, кроме случи ПФ-прототкпа со структурой «ФСС», ■ тех ситуациях, когда нет необходимости или возможности получения ПФ-прототипов с равнономинальными индутгтивностями. предоставляется возиож1юсть построения ПФ-прото типов с близкими значениями индуктивных элементов.

Разработана методика перехода к балансным структурам ПФ-прогогипоа Предложено два варианта перехода'от лестничной цеп» к балансной структуре. В перкой случае зшченна прЭЕОдтюсгей, стоящих в поперечных ветаах балансной струетуры. совпадают со значениям» соответствующих проводнмостей леепшчной цепи, а значения иипеданссз о продольных- ветвях балансной структуры вдвое меньше значений соответствующих н-лпсдаксов' лестничной цепи. Во втором случае, наоборот, продольные импедамсы сохраняют свои значения, а поперечные проводимости уменьшаются в два раза. При использовании любого ш указанных методов синтеза число индуктивных элементов в схеме лестничного ПФ-прототипа порядка 2П состарляет розно П. При переходе к балансному ПФ-прототипу типа «ФСС» число индуктивных элементов не изменяется по сравнению с лестничным ПФ-прототипом. Переход к балансным структурам остальных описанных ПФ-прототипоа вызывает возрастание количества индуктивных* элементов за С".гг появления дополнительных кндуктивмостей в продольных ветвях структур

В третий глазе предложены графологические модели п-МОП и р-МОП транзисторов, работающих а режиме насыщения к в триодном режиме, а также графологическая модель ТУ на основе ориентированного беспетлевого Грефа (ОБГ).

В режиме насыщения п(р)-МОП транзистор, предстагляет собой НТУП, который описывается с помощью крутизны тока стока по напряжению затвор-исток Л', играющей роль параметра управления, и внутренней проводимости транзистора

В триодном режиме п(р)-М0П-транэ:1Стор представляет собой резнстивныЯ элемент, сопротивление которого изменяется в зависимости от напряжения затвор-исток [/„. Основным параметром, характеризующим триодный режим работы, является проводимость канала МОП-транзистор, работающий в триодном режиме,, тс.оке целесообразно приставить ч виде ИТУН, при этом традиционно используемая эквивалентная схема дополняется управляемым источником тока с параметром $т1/„г причем:

" 1 ди.

■■7Кип+2К(и„ -^„О—

где. - крутизна тока стока по напряжению затвор-и сто к в триодном режиме, 1С - ток стока; - напряжение сток-исток, И^) - напряжение отпирания п(р)-МОП-транзистора, К - коэффициент проводимости, определяемый как:

* у]. (1)

где: ^п(р) - эффективная подвижность носителей в канале п(р)-типа, С^- удельная емкость окисла; IV, I. - ширина, длина канала МОП-транзистора соответственно.

Показано, что ОБГ модель ИТУН строится по У-матрице соответствующей ему цепи. ОБГ модели п-, р-МОП-траизисторов в режиме насыщения показаны на рис. 7а, б, а » триодном режиме - на рис. 7в.г соответственно. Узлы обозначены следующим образом: з • затвор; и - исток; С - сток. Каждый из графов содержит только две активные ветви с единичным весом, все остальные ветви являются пассивными. При этом часть пассивных ветвей имеет отрицательный весовой коэффициент.

Рчс.7.

Эквивалентная схема ТУ как ИТУН (рис.8) характеризуется передаточной проводимостью С„, которая играет роль параметра управления, и выходной проводимостью g^ш. При этом выходной ток ТУ 1яих определяется следующим выражением:

где Ш.

Ш, вх-рР

вх+

вх-

входиое дифференциальное напряжение. Предложенный граф ТУ {рис. 9) содержит только две активные ветви с единичным весом, все остальные ветви являются пассивными, причем две из них имеют отрицательный весовой коэффициент.

-вт 1 ___

г--г—<Г~)*вых-

Рис.8.

Указанные модели развивают теорию ОБГ а позволяют использовать данный аппарат для анализа МОП-схемотехники ТУ и Оп-С фильтров.

Составлен каталог из 19 наиболее часто используемых схем ТУ. Среди схем ТУ составленного каталога, согласно введенной в первой главе классификации, выделено 12 схем первой группы и 7 схем второй группы.

Проведен анализ НИ в схемах ТУ указанного каталога Предложен следующий общий подход. В рамках группы ТУ на первом этапе проводится анализ НИ простейшей схемы. После этого анализ.НИ любой из схем ТУ рассматриваемой группы путем математических

16

преобразований сводится .■( случаю анализе простейшего ТУ. При этом полученный на первом этап« результат трансформируется с учетом особенностей схемотехники анализируемого ТУ по ср&вкенню с простейшей схемой. Выявлены основные закономерности расчета каждой из схгм ТУ и сформулированы рекомендации по снижению уроснг НИ путем сортветстзующгго выбора параметров схем. Показано, что схемы ТУ второй группы обладают меньшим уровнем НИ по сравнению с ТУ первой группы Выражение для выходного то кг ГУ первой группы представляется общим соотношением:

2гЮ[о~ли„/(2/0)Г

где. - линейная составляющая передаточной проводимости; 10 - ток, протекающий в статическом режиме, в каждом плече схемы ТУ; /(/„) > 0 - коэффициент, индивидуальной для каждой схемы. Выходной ток ТУ второй группы имеет вид.

/ «С Ш +у(/

выл то вх 1 / V*а/ л г2

■ . - 4'о

Проведен анализ шуксвых свойств ТУ. Предложена общая методика анализа шумовых свойств ТУ с использованием графологического подхода на базе разработанных СЬГ моделей МОП-транзисторов. Выяснилось, что ТУ второй группы схем отличаются большим уровнем шумов по сравнению с ТУ первой группы. При этом в рамках каждой из групп схемы ТУ обладают практически одинаковыми уровнями шумов. Выявлены основные закономерности и сформулированы рекомендации по снижешпо уровня шумов в схемах ТУ.

Исследовано влияние системы автоподстройхи на динамические характеристики схем ТУ. Поскольку функционирование системы аэтоподстройки приводит к изменению параметров статического режима схемы, то в диапазоне перестройки Оя измегиются динамические характеристики ТУ. При этом данный эффект проявляете* в большей степени на изменении уровня НИ; влияние на уровень собственных шумов менее значительно. В схемах ТУ первой группы, в отличие от ТУ второй группы, возможно значительное возрастание уровня НИ в области нижней границы диапазона перестройки Приведены общие соотношения, позволяющие учитывать влияние системы авгоподстройки. Для схем _ ТУ первой группы данные соотношения имеют вид:

к -К к •,'У(>Г)^СГ1 5 ( IV

I ЧгиГ)

ж™)4 л ¡Г ^

I /Г

го

где: Кущ - заданный коэффиине!гг №! по третьей герыончке для схсмы ТУ; А - расчетная амплитуда входного сигнала; N = О^* /С^ .- коэффициетгт перестройки (перекрытия). Максимальное значение передаточной проводимости С™ = >/77 обеспечивается при

токе величиной , а имиимальному значению О^ — О^ /соотктсгвует то* . Для схем ТУ второй группы соотношения, позволяющие учитывать влияние системы •автоподстройки, в общем случае записываются как:

Приведенные в диссертации выражения к.соотношения, описывающие НИ, шумовые свойства и влияние системы аэтопсдстройки, позволяют осуществить выбор оптшшъныя параметров схем с целью улучшения дянамлческих характеристик при известных параметрах МОП-технологии н заданных передаточной проводимости, потребляемой мощности и др. Выбор определенной схеиы ТУ связан с конкретными условиям; накладываемыми с гтроцсссс проектирования того или иного Ои-С фильтра.

Проведенный сопоставительный англа вхномичеехкх глракгеристи* н схемотехнических особенностей позволил определись два сшболсе перспективные баззвыо схемы ТУ (рис. ¡Са,б), обладающие наибольшим ДД.

Рис ¡а

«г-

Пгрвая из выделенных схем {рис. ¡Oct) относится к первой группе ТУ. Данная схема содержит; входную пару п-МОП тран^исторо» Т1 и Т2, работающих в режиме насыщения, транзисторы ТЗ и Т4, работающие з триоднсм режиме, активную нагрузку в силе токового зеркала на р-МОП транзисторах Т5 и Тб Проведенный анализ данной схемы показывает что.

G

U - J! - 2(GxAUa 1(21 J)2 »G^AU. V

! _ ^ /(2/J)1

■8тЗ

2 8»»

где: - проводимость канала транзисторов ТЗ.Т4; 5, = 52 - крутизна транзисторов

Т1, Т2 в статическом режиме; А', = К2 и K3 = K^ - коэффициенты проводимости тргнзчеторов Т1, Т2 и ТЗ, Т4 соответственно, определяемые согласно (1) Радикал я выражении для 1 ^ описывает нелинейную зависимость аиходного тока от входного .дифференциального напряжения и рахтернзует НИ в схеме. При соотношении:

. (2)

зегнсииостъ Iот Л?У(1 будет квазилинейной, пртге;; Сж ~ 12.

Анализ шумовых свойств ТУ проводился путем пересчета шумовых составляющих зл«ие:пов схемы к неиквертирующему входу. Поскольку ТУ являются сравнительно высокочастотными устройствами, то влияние фликкерных шумов не учитывалось Для данной схемы спектральная плотность шумового напряжения, приведенная к указанному входу, имеет вид:

S. -Akl

■ + 2S,

1 1

s^JKT.

>1 я»)

V /

где: к - постоянная Больцмана; Т - абсолютная температура, = Л'6 - хрутнзна транзисторов Т5, •* Т6, К5 = К6 - коэффициент проводимости трагаисторов Т5, Т6, опреаслагмый согласно (1).

Вторая из выделенных схем (рис.106) относится ко второй группе ТУ. Данная схема содержит: входную пару п-МОП транзисторов Т1 и Т2, работающих в триодном режиме, транзисторы ТЗ и Т4, работающие а режиме насыщения; активную нагрузку аналогичную предыдущей схеме Проведенный анализ данной схемы показывает что:

2S,

1 + \G^ArJ'

2L

Н-Я,,^'

где: «о - напряжения на входных транзисторах в статическом режиме; gm¡ ~£т2 -

статическая проводимость канала транзисторов Т1, Т2; 53=54- статическая крутизна транзисторов ТЗ, Т4. Коэффициенты проводимости определяются аналогично предыдущей схеме. При выполнении соотношения:

« 51. (3)

зависимость /1Ш от будет квазилинейной, причем О,^ *

Для рассматриваемой схемы спектральная платность шумового напряжения, приведенная к неинвертирующему входу, имеет вид:

с

+ 25«fl + —1

I -Ss ) >

где Smi = Smî - статическая крутизна транзисторов Т1,Т2 в трио днем режиме, которая, ' принимая во внимание зависимости {/„, = /((/м1) и (/„j = /(Г/ж2 ), определяется ках:

Полученные аналитические выражения позволяют сформулировать рекомендации по выбору' параметров элементов рассмотренных схем с целью расширения ДЦ, Так при реализации первой схемы ТУ (puc.IOa) необходимо обеспечить соотношение (2), а при реализации второй схемы ТУ (рис, ¡06) - соотношение (3). При этом s обеих схемах уменьшаются как уровни НИ, так к уровни шумов. Кроме того, снижения уровня шумов в данных ТУ удается достичь за счет уменьшения крутизны транзисторов токового зеркала.

Автоматическая подстройка передаточной проводимости в приведенных'схема ТУ осуществляется путем изменения напряжения 11ш , Показано, что крутизна характеристики управления системы аэтоподстройки в первой схеме ТУ оказывается значительно меньше чем во второй. Существенный недостаток первой схемы ТУ (рис. 10а) в том, что мзкеимоегь линей!юй составляющей передаточной проводимости ТУ от напряжения смещения, являющаяся характеристикой, системы а^го подстройки, не сниметрична. Для обеспечения возмб/киости перестройки во всем требуемом диапазоне варьирования передаточной проводимости данного ТУ расчет схемы целесообразно проводить таким образом, чтобы в случае автоподстройки до максимально необходимого значения линейной составляющей передаточной проводимости ПИ в схеме были минимально возможными. Для второй схемы ТУ (рис. ¡06) характеристика системы авто подстройки близка к симметричной. При

осущвстгяенни &чтом/1тич?>схо1 подсгройки мредзточксй проводимости уровень ПИ данного ГУ меняется незначительно.

Сопоставление схемотехнических особенностей ТУ составленного каталога показало, что нэ.рзду с другими ТУ рахиотренные выше схемы (/.ис. 10а,6) обличаются npociuiofi схгиоттшнчгскоге решения,.»»гут быть еьвюлнеиы по стандартной МОП-технологии и являются наиболее г.ергямстиднымл tu широкого. практическою применения Ир^нмущвстачм данных ТУ »якегся работа от однололярного источник» тгтаь.ч* и м1>тс® гкергепотуйблени* Откечасгся, что при одккйгогсП передаточной проводимзетн и близких yjresü« №1, пс-ребле»!« i ntpwß схеме ТУ в 1,4-1,6 раза txiiu-ut, ч;м из второй Пгрвам из уг&внчмх схем ТУ предпочтительна в тех случаях. ¡тогда требуется обсспечшь и:с*ий ' уровень uv"»«-. Вторую аыдглзямь» схем ТУ рекомендуется чепельзовать, велг! и--.-бчо,>'.ч«о обеспечить кизхкй уровень Ш1.

Н» оснсмнни результатов анализа ИИ нзмечен следующий путь снижения степени нмнкейности передаточной хграктезистнки ТУ Как показано, знаки перед слагаемыми с кубинской степенью входного дифференциального шпргжгния и выражениях в вид*! ряда Ддгз выходного том ТУ пергой и второЯ групп противоположны. Уччтыва» отмеченное сбстозтпльстзо, разумно предположить, что использоганн® в составе одного ТУ совмесп-о ssjt схемотехнического блока а с:ше схеки ТУ первой группы, так н схемотехнического блока » виде схемы ТУ второй группы, позюлит при соответствующем выборе пзрамзтро» г.чачнтгльж) стоить урсьень ПИ за счет взаимной комлгнеацнн упомянутого кубнчгскоач 4s?::i. При sroxi нспсльзу»мив схемы ТУ пергой и ьтсроД групп а отдельности iviryr обладать ;нечительным!1 уроакзми ПИ Синтез предлагаемого ТУ является отдельной достаточно сложной задачей.

3 чгггертьЛ глеае согласно разр^боталкым из второй главе методикам проведены рзечсти а иодзлированне балансных ГЗФ-прототшюа для синтеза G„-C фильтров. Р&осиотрены примеры синтеза П'^прототнпа для тр«кта промежуточных частот приемников АМ-сапилоа со следующей спецификацией АЧХ.

- полоса пропус«ни» fA = 450к7 I/ £ / £ fnl - 460v/'i/,

- полосы задерживания 0 á / £ /,, » 440к/!/; ft} = 410k¡ 'ц £ / £ ю;

- неравномерность АЧХ в полосе пропускания не более чем Д - 2t)!> ,

- ослабление а тюдос&х задерживыш» не менее: О = 6()<)/>.

Частотные характеристики ПФ-прототипов, полученные путем моделирования, еоответстэуют исходно заданной спецификации АЧХ. Как показали результаты моделирования, при решении задачи синтеза Сц.-С фильтров методом здемекпюй имитации

наиболее целесообразно использование ПФ-прстотипо» с минимальным числим ■ инлуктавкостей, реализованных путем разложения функции входного нмм:ггьиса, к ПФ-протонгипов со структурой «ФСС».

Согласно полученным в третьей глазе по результатам анализа НИ, шумов к влмаи;» системы автополгтройхи соотношениям проведен оптишльный выбор параметров наиболее перспективных схем ТУ, реализуемых по стандартной МОП-технологии. Приведены структуры, обладающие улучшенными динамическими характеристиками. Сфоркулиромны

рекомендации по расчет)' данных ТУ при з&аанном значении лкнеЯясй составляющее #

передаточ!юй проводимости. Проведенное моделирование динамических свойств ТУ доказало справедлисость предложенных I работе методик анализа. Расчет схем проьодклея при следующих параметрах:

Предполагалось, что необходимо рассчитать ТУ (рис. 10а,С) так, чтобы величина постоянной составляющей передаточной проводимости была равна О^ =100МкЛ/'В, а уровень НИ по третьей гармонике при емплкгуа* входного сигнала 1В не превышая 1% во всем диапазона перестройки ТУ. При этом коэффициент перестрой»; для первой схемы ТУ полагался равным А/а 1,5, а для агорой схемы ТУ предполагалось, что N ■ 2,5, Нелретсение питаикя и уровень постоянной составляющей сигналов на аходгх обои* ТУ считались типичными и равными +5В я +2,5В соответственно. Параметры схем выбирались оптимальным обрезом с целью обеспечения наилучших динамических характеристик прн -минимальном энергопотреблении. Соотношения геометрических размеров МОП-траизистороь схем выбирались кратными друг другу с целью обеспечения удобстм гсрк псрес:ете ТУ на другое значение Сто. МОП-тра!!зисторы расечитаиязй схемы рас. 10а имеют следующую геометрию:

2!. »1JA.11 . -V Ь 2' ц ц г ь ц -г'

Предлагаемые параметры МОП-трьдаистсроа позволяют получить снижен« том /„ иа 10-15% без ухудшения динамических характеристик схемы. Тавм образом, предложенный ТУ обладает меньшим энергопотреблением по сравнению с подобными известными схемами. Рассчитанные параметры ,МОП-тракзисгоров схемы рис. ¡06 имеют ьид: IV, К 12 IV. И", 60 \УЬ 60

—1-зв——' —¡-ж—- =-• —- =—у-в-.

1-г Г ц ц 1 Ц и 1

Дании? значения позволяет практически а два раза снизить уровень шума без ухудшения нелинейных характеристик схемы по сравнению с известными аналогами. При необходимости параметры схем могут быть пересчитаны для иного (¡то Пересчет сводите» к доыкожешио отношений WlL всех транзисторов схемы на величину, численно разную отношении) значения требуемой передаточной проводимости к 100мкА/В.

В заключении подеодится общий итог по выполненной работе и сформулированы • осиссные выводы. В результате проделанной ргботы:

1. Разработаны методики синтеза балансных ПФ-гтрототипов с равнономинальными-индуктивными элементами, позволяющие синтезировать 0»-С фильтры с упрощенной / системой евтоподстройки при использовании метода элементной имитации. При этом частотные характеристики синтезированных ПФ-прототипов, полученные путем компьютерного ьюделнрования, соответствуют исходно згдгнной спецификации АЧХ.

2. Введена классификация ТУ. Показано, что по принципам построения ТУ целесообразно классифицировать на две группы, различающиеся режимами ргботы входной пары МОП-транзисторов: ТУ с входными транзисторами, работающими в режиме насыщения; ТУ с модными транзисторами, работающими в триодном режиме. Доказано, что ТУ данных групп отличаются по нелинейным и шумовым свойствам.

3. Разработана общая методика анализа нелинейных искажений ТУ в символьной форме. Анализ схемы ТУ любой ia выделенных согласно классификации групп сводится в построению эквивалентной математической модели, в рамках которой используются результаты аналнза НИ простейшей схемы ТУ рассматриваемой группы. Проведенный компьютерный анализ нелинейных искажений ТУ доказал справедливость предложенной иетодики Разработанный подход позволил осуществить оптимизацию параметров схем

ТУ с целью, уееличения кх динамического диапазона при заданных передаточной

«

проводимости, потреблении и технологических ограничениях на коэффициенты првеодимостн МОП-транзисторов. Кроме того, предложен способ снижения уровня ПИ путем схемотехнического решения ТУ . А. Развит аппарат ориентированного беспетлевого графа для анализа схемотехники ТУ. Предложены графологические модели МОП-транзисторов, позволяющие проводить 8Н1лиз статического регеима МОП-схем. Использование данных графологических моделей позволило провести анализ шумовых свойств ТУ. J Получены оценки, позволяющие учитывать влияние системы автоподстройки на динамические характеристики ТУ. Показано, что при варьировании статического режима схемы ТУ уровень ПИ И1ме:иется более значительно по сравнению с уровнем шумов.

6 Праведен сопоставительный виализ динамических характеристик наиболее часто используемых ТУ, на основе результатов которого представлены рекомендации во расчету и использованию схем. Выделены структурные схемы, позволяющие реализовать ТУ с наибольшим динамическим диапазоном. Показало, что в схеме ТУ рис. 10а удается обеспечить динамические характеристики схожие с динамическими характеристикам!! известных ТУ, реализованных по лайкой схеме, и при этом на 10-154 стаять

потребляемый ток В схеме ТУ рис. 106 удается практически в два рам снизит» уровень

%

шума ,

* '

7. Использование выше указанных ПФ-прототипов и выделенных ТУ, параметры схем которых определяются согласно полученным соотношениям и рекомендациям, пшеоляст синтезировать 0„-С фильтры с расширенным динамическим джшаюном методом элементной имкттцки

Платой я* тем* дяееертешм

1 Короткое АС., Морозов ДВ Оценка стабильности частотных характеристик икнимзяьиофазовых балансных испей / Труды СП5ГТУ, 1997, вып. Ж69 «Вычислительная техника, автоматика, радиоэлектроника», е. 30-53

2. Коротко* АС, Мороэок ДВ. Сюютехким современных интегральных усилитвлгй / Зарубежная радиоэлектроника, 1998, Мб, с.41-75.

3. Короткое АС., Морозов. Д.В Анализ цепей, реализуемых ка основе МОП-техиологми, методом ориентированного беспгтлевого графа / Электросвязь, 1999, М2, е.42-43.

4. Морозов ДВ , Цикин Н А Анализ' нелинейных и шумовых свойств тр«!*скондустизкых усилителей а налоговик мнкроэлгктронмых фильтров / В сб. материалов меж«уэсвс£оЯ научной конференции «Современные паучки» нгколы. Пгрсгжггквы рамиткЕ», ч V, СПЗ центр РАН, СИбГТУ, 1999. с 13