автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.04, диссертация на тему:Синтез и реализация интегральных КМОП малошумящих усилителей диапазона УВЧ и СВЧ

На правах рукопи

0034Э2258

Балашов Евгений Владимирович

и реализация интегральных КМОП малошумящих усилителей диапазона УВЧ и СВЧ

Специальность 05.12.04 - радиотехника, в том числе системы и устройства телевидения

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

2 5 ФЕВ 2010

Санкт-Петербург - 2009

003492258

Работа выполнена в государственном образовательном учреждении высшего профессиональн образования «Санкт-Петербургский государственный политехнический университет»

Научный руководитель:

доктор технических наук, профессор Короткое Александр Станиславович Официальные оппоненты:

Томашевич Сергей Викторович, д.т.н., профессор, ГОУ ВПО «Санкт-Петербургсю

государственный университет телекоммуникаций им. про М.А. Бонч-Бруевича». Петров Андрей Юрьевич, к.т.н., ЗАО «Аргус-Спектр».

Ведущая организация:

ОАО «Российский институт радионавигации и времени».

Защита состоится 18 марта 2010 г. в 16.00 часов на заседании диссертационного совета Д 212.229.1 в ГОУ ВПО «Санкт-Петербургский государственный политехнический университет» по адрес 195251, Санкт-Петербург, ул. Политехническая, 29, II уч. корпус, ауд. 470.

С диссертацией можно ознакомиться в фундаментальной библиотеке ГОУ ВПО «Санк Петербургский государственный политехнический университет».

Автореферат разослан 15 февраля 2010 г. Ученый секретарь

диссертационного совета Д 212.229.01 доктор технических наук, профессор

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы. В настоящее время с уменьшением длины канала МОП-транзистора частота единичного усиления по току fT увеличилась до 30-60 ГГц, что сделало КМОП-технологию конкурентоспособной с технологиями на основе арсенида галлия и кремния/германия для проектирования радиочастотного тракта системы в диапазоне 1-20 ГГц. Как следствие, применение КМОП-технологии позволяет реализовать концепцию «система на кристалле (system-on-a-chip)», т.е. объединить на одном кристалле цифровую, аналоговую и высокочастотную части телекоммуникационной системы. Малошумящий усилитель (МШУ) является первым блоком радиоприемного тракта и определяет характеристики приемного устройства, в том числе коэффициент шума и коэффициент отражения. Реализация МШУ с использованием КМОП-технологии представляет сложную задачу, поскольку из-за большого входного сопротивления МОП-транзистора затруднено согласование с входной цепью.

Малошумящие усилители классифицируют на два основных класса: узкополосные - с полосами до 10-15% от средней частоты полосы пропускания и широкополосные - с полосами более 20%. Анализ литературы позволил заключить, что наиболее перспективной схемой узкополосного усилителя является структура с включением транзистора с общим истоком (ОИ) и отрицательной индуктивной последовательной обратной связью (ОС) по оку. Данная структура позволяет реализовывать высокий коэффициент усиления (более 15 дБ) при низком коэффициенте шума (1-3 дБ) и малой потребляемой мощности (порядка 10 мВт) благодаря одновременному согласованию по шумам и по мощности. Подобная >сема применяется в устройствах WLAN, GPS, GSM на частотах 2.4/5.2 ГГц, 1.5 ГГц, .9/1.8 ГГц соответственно. Основной задачей при синтезе усилителя является выбор араметров транзистора, обеспечивающих согласование по шумам и по мощности, [звестные методики (T.H.Lee, B.A.Razavi, S.G.Lee, Н.З.Шварц) не учитывают паразитные тементы МОП-транзистора: емкость затвор-сток, сопротивление сток-исток. В эанзисторах с длиной канала менее 0.8 мкм рабочая точка приближается к напряжению тирания, что приводит к эффектам, связанным с появлением диффузионной составляющей жа стока. Для учета этих эффектов при проектировании усилителей в известных методиках спользуется эмпирический подход и подбор параметров транзистора с использованием ногократного анализа схемы в программной среде моделирования.

Основной проблемой при реализации широкополосных МШУ является согласование мпедансов усилителя и линии передачи по входу. Использование усилителей с

распределенным усилением затруднено из-за большой потребляемой мощности (деся милливатт) и высокого коэффициента шума (более 8 дБ). Поэтому применение усилителей сосредоточенным усилением является наиболее перспективным. Широкополоснь малошумящий усилитель с сосредоточенным усилением строится на основе усилительно] каскада, который обеспечивает согласование с источником сигнала в широкой полосе часто и может строиться как на основе схемы с общим затвором (03), так и с ОИ с различны\ видами ОС. Анализ широкополосных малошумящих усилителей с сосредоточенны усилением, представленных в литературе (А.М.№кпд'ас1, В.А.Яагау!, В.Ф.Ламекин), 1 позволил выделить структуру, обеспечивающую высокий коэффициент усиления пр широкой полосе согласования. Усилители с общим истоком применяются с параллельнс резистивной обратной связью по напряжению или с индуктивной последовательж обратной связью по току и входной согласующей цепью. В первом случае из-за влияш паразитных емкостей рабочая полоса частот ограничена 4—5 ГГц, и даже при высоко потребляемой мощности - десятки милливатт - коэффициент шума составляет более 5 д Во втором случае удается добиться согласования в полосе частот более 10 ГГц. Одна1 согласующая цепь на кристалле занимает большую площадь и чувствительна к паразитны элементам, вносимым планарными индуктивностями. В широкополосных сосредоточеннь усилителях может использоваться включение транзисторов по схеме с общим затвором, чт позволяет реализовать МШУ с рабочей полосой более 10 ГГц. Однако ограничени накладываемое на величину передаточной проводимости транзистора условия!^ согласования по входу, ограничивает значение коэффициент усиления значением 4-7 д Использование усилителей с 03 с ОС позволяет повысить коэффициент усиления усилите; до 10-12 дБ за счет увеличения передаточной проводимости транзистора, однако эп приводит к уменьшению рабочей полосы до нескольких гигагерц, что недостаточно ;и реализации усилителя в диапазоне сверхширокополосной радиосвязи (и\УВ) 3.1-10.6 ГГц.

Таким образом, в настоящее время актуальными являются задачи, связанные развитием методик синтеза и схемотехники КМОП-малошумящих усилителей в диапазо! УВЧ и СВЧ с учетом паразитных эффектов: диффузионной составляющей тока сток паразитной емкости затвор-исток и паразитных элементов планарных индуктивностей, также выбор способа включения транзистора и вида обратной связи, обеспечивают! максимальный диапазон рабочих частот МШУ, минимизацию уровня шумов, нелинейнь искажений и потребляемой мощности.

Цель диссертационной работы

Целыо диссертационной работы является разработка методик синтеза малошумящих КМОП-усилителей радиочастотного диапазона с учетом короткоканальных эффектов в МОП-транзисторах, диффузионной составляющей тока стока и паразитных элементов МОП-транзисторов и планарных индуктивностей для уменьшения коэффициента шума, расширения рабочей полосы частот и уменьшения потребляемой мощности усилителей.

Задачи диссертационной работы

Для достижения поставленной цели в работе решались следующие задачи:

- развитие методики параметрического синтеза малошумящих усилителей с учетом короткоканальных эффектов, диффузионной составляющей тока стока и паразитных элементов МОП-транзисторов и планарных индуктивностей;

- разработка методики структурного синтеза однокаскадных малошумящих усилителей с частотно-независимыми обратными связями с использованием алгоритмов оптимизации по критериям минимизации числа элементов, максимизации полос частот согласования и усиления;

- разработка методики расширения рабочей полосы частот однокаскадного широкополосного малошумящего усилителя с использованием частотно-зависимых обратных связей;

- разработка методики анализа динамического диапазона малошумящих усилителей с учетом паразитных эффектов МОП-транзистора и диффузионной составляющей тока стока;

- синтез малошумящих узкополосных усилителей с частотой настройки 2.4 ГГц и широкополосных усилителей в диапазоне частот 3.1-10.6 ГГц для телекоммуникационных систем, а также разработка методики и проведение экспериментальных исследований малошумящих усилителей.

Методы исследования

При решении поставленных задач использовались методы анализа и синтеза линейных пектрических цепей, численные методы решения задачи оптимизации и нелинейных равнений, метод рядов Вольтерра. Расчеты и моделирование проведены на ЭВМ с омощыо программ Cadence и MatLAB. Эксперимент выполнен с использованием пакета abVIEW.

Научная новизна:

- Разработана новая методика параметрического синтеза узкополосных усилителей с отребляемой мощностью единицы милливатт с учетом короткоканальных эффектов и

диффузионной составляющей тока стока, что позволило впервые синтезиров, малошумящий усилитель без применения эмпирического подхода.

- Разработана новая методика анализа динамического диапазона малошумящг усилителей на основе метода рядов Вольтерра с учетом влияния обратных связей нелинейностей транзистора в каскодном включении, которые в известных опубликованнь работах не учитывались. Сформулированы рекомендации по уменьшению нелинейнь искажений усилителей.

- Разработана методика структурного синтеза широкополосных КМОП малошумяиц усилителей на основе впервые предложенного набора критериев реализуемости устройства.

- Проведен сравнительный анализ синтезированных и известных схем по критерия максимума рабочей полосы согласования и усиления с применением методов численнс оптимизации и символьного анализа, что впервые позволило выделить схему обладающу: максимальной полосой частот согласования.

- Разработана новая методика расширения рабочей полосы частот усилителя отрицательной параллельной обратной связью по напряжению за счет введем дополнительной отрицательной частотно-зависимой обратной связи по току.

Положения, выносимые на защиту:

- При параметрическом синтезе узкополосного усилителя с потребляемой мощность! в единицы милливатт необходимо учитывать влияние паразитных эффектов в МОГ транзисторе и в планарных индуктивностях, диффузионной составляющей тока стока, чт позволяет избежать применения эмпирического подхода за счет повышения точност расчета элементов малосигнальной модели транзистора на 20 %.

- Для уменьшения интермодуляционных искажений третьего порядка в каскодно схеме узкополосного усилителя необходимо снизить влияние не только передаточны проводимостей третьего порядка МОП-транзисторов, но также и второго порядка за сче нейтрализации обратных связей на постоянном токе и на удвоенной частоте несущей и ; счет компенсации мнимой части входного импеданса транзистора в каскодном включении и рабочей частоте, что позволяет увеличить параметр ПРЪ выше минус 15 дБм при сохранени низкой потребляемой мощности в единицы милливатт.

- Схема широкополосного усилителя с отрицательной параллельной обратной связы по напряжению обладает максимальной полосой частот согласования, достигающей 6 ГГ при использовании КМОП-технологии с минимальными геометрическими размерам 0.18 мкм в классе схем безындуктивных усилителей, поскольку в данной схеме уменьшени

активной части входного импеданса усилителя из-за паразитной емкости затвор-исток компенсируется за счет ослабления действия обратной связи с ростом частоты.

- Введение дополнительной частотно-зависимой обратной связи по току в схему широкополосного усилителя с отрицательной параллельной обратной связью по напряжению позволяет расширить полосу частот согласования усилителя до 10 ГГц при использовании КМОП технологии с минимальными геометрическими размерами 0.18 мкм, так как при этом нейтрализуется эффект рассогласования входного импеданса в верхней полосе рабочих частот.

Практическая значимость работы

Разработаны инженерно-ориентированные методики синтеза схем малошумящих усилителей с потреблением мощности в единицы милливатт. Предложена схема малошумящего усилителя с расширенной полосой согласования с двумя типами обратных связей: отрицательной параллельной ОС по напряжению и отрицательной частотно-зависимой ОС по току. Подана заявка №2010100635 на патент на изобретение «Высокочастотный широкополосный усилитель на МОП-транзисторах». Разработаны микросхемы усилителей гигагерцового диапазона частот для телекоммуникационных систем с уменьшенным на 50 % потреблением мощности по сравнению с аналогичными усилителями. Результаты диссертации использованы при проведении работ в рамках Федеральной целевой программы «Исследования и разработки по приоритетным направлениям развития научно-технологического комплекса России на 2007-2012 годы» по Государственному контракту № 02.514.11.4030 от 18.05.2007. Результаты работы отражены в отчете по госконтракту (№ регистр. ВНТИЦ 01200804049). Предложена методика автоматизации измерения параметров нелинейных искажений с использованием платформы LabVIEW и стандартного лабораторного измерительного оборудования. Разработанная в ходе диссертационной работы установка для измерений параметров нелинейных искажений используется в университете «Высшая национальная школа электроники» (ENSEA) (Париж, Франция), что подтверждается письмом начальника исследовательской лаборатории СВЧ (ECIME) профессора Д.Паске (D.Pasquet) о внедрении установки в ENSEA.

Апробация результатов исследования

Основные результаты работы докладывались и обсуждались на следующих конференциях: межвузовская научная конференция «Неделя науки СПбГПУ», 2003, 2004 СПб; IEEE International Symposium on Consumer Electronics (ISCE'06), 28 Июня-1 Июля 2006, СПб (IEEE Catalog Number: 06TH8873); Российская школа-конференция

"Мобильные системы передачи данных", 11-17 сентября 2006, Москва, МИЭТ; "Проблемы аналоговой микроэлектроники", VI-ой международный научно-практический семинар, 35 октября 2007, Россия, Шахты, ЮРГУЭС; International IEEE Conference EUROCON2009, 1823 мая 2009, СПб, (IEEE Catalog Number: CFP09EUR-PRT).

Публикации

По теме диссертации опубликовано 9 работ, из них: две статьи опубликованы в журналах, входящих в Перечень ведущих рецензируемых научных журналов и изданий, в которых должны быть опубликованы результаты диссертаций на соискание ученой степени кандидата наук; семь статей опубликованы в сборниках материалов семинаров и конференций. Результаты диссертации также вошли в отчет по НИР по госконтракту (№ регистр. ВНТИЦ 01200804049) в рамках Федеральной целевой программы «Исследования и разработки по приоритетным направлениям развития научно-технологического комплекса России на 2007-2012 годы».

Структура и объем диссертации

Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы и трех приложений. Основной текст диссертации содержит 213 машинописных страниц, 104 рисунка и 12 таблиц.

Вклад автора в разработку проблемы

Основные научные положения, теоретические выводы, практические рекомендации, расчеты и моделирование в диссертации разработаны и выполнены автором самостоятельно.

Достоверность полученных результатов подтверждается применением корректных аналитических и численных методов, современных методик моделирования и измерительной аппаратуры, совпадением аналитических оценок, результатов моделирования, которое выполнено с использованием лицензионного программного обеспечения VIRTUOSO компании Cadence Design Systems с учетом паразитных элементов компоновки кристалла н уровне малосигнальных и принципиальных схем, с результатами эксперимента. Результа анализа параметра нелинейных искажений - точки пересечения с тоном перекрестной модуляции, выполненного V.Aparin и E.Larson, 2005, является частным случаем результата, представленного в диссертации, при пренебрежении вкладом в нелинейные искажения транзистора в каскодном включении и без учета паразитной обратной связи через емкость затвор-сток.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обоснована актуальность выбранной темы, сформулированы цель и задачи исследования, изложены основные положения, выносимые на защиту, показана научная новизна и практическая ценность диссертационной работы.

В первой главе проведен обзор различных методов синтеза и схемотехники интегральных КМОП малошумящих усилителей радиочастотного диапазона. Рассмотрены применение и характеристики МШУ, особенности реализации и моделирования активных и пассивных элементов КМОП-технологии в радиочастотном диапазоне. Определены тенденции развития малошумящих усилителей. Сформулированы цель и задачи исследования.

Во второй главе развита методика параметрического синтеза малошумящих усилителей с ОИ и отрицательной индуктивной последовательной ОС по току (Рис.1) с учетом короткоканальных эффектов, диффузионной составляющей тока стока и паразитных элементов МОП-транзисторов и планарных индуктивностей. Усилитель построен на каскодной паре транзисторов М1 и М2. Планарная индуктивность Ья обеспечивает отрицательную индуктивную последовательную обратную связь по току. Планарная индуктивность используется для компенсации реактивного входного сопротивления

усилителя. Емкость С„, используется для достижения оптимального входного сопротивления при мииимизации коэффициента шума при заданной потребляемой мощности. Планарная индуктивность и емкость нагрузки С, образуют параллельный резонансный контур на выходе усилителя, добротность которого ограничена выходным сопротивлением транзистора и добротностью планарной индуктивности .

ЯР й

Рис.1. Усилитель с ОИ и отрицательной индуктивной последовательной ОС по току.

©

м

© ©@

и,

© @©

—1

и,

Рис.2. Обобщенная цепь с двумя нелинейными ИТУН.

При потребляемой мощности в единицы милливатт транзистор переходит из режима сильной инверсии в промежуточный режим между режимами слабой и сильной инверсии. Данный режим принято называть режимом средней инверсии. В режиме средней инверсии емкости и передаточные проводимости транзистора существенно - на 20-30 % - отличаются от значений, рассчитанных для режима сильной инверсии, поэтому эффекты, присущие режиму средней инверсии, необходимо учитывать в процессе синтеза малошумящего усилителя. Для этого использована модель МОП-транзистора, в которой малосигнальные и шумовые параметры усилителя в режиме насыщения выражены через коэффициент инверсии ¡,, и ширину транзистора У[ (С.С.Епг, Р. КгшптепасЬег, Е.А.Утог, У.СИетщ). Разработанная методика параметрического синтеза заключается в построении малосигнальной модели усилителя с учетом режима средней инверсии и проведении параметрической оптимизации. Оптимизация выполняется по критерию минимума коэффициента шума при заданной потребляемой мощности при полном согласовании импедансов с учетом конечной добротности планарных индуктивностей. Сначала определяются функции входного импеданса усилителя 2[п и коэффициента шума Т7. Затем задача условной оптимизации преобразуется к задаче безусловной оптимизации методом штрафной функции. Для этого вводится функция штрафа за нарушение условий согласования, и решение задачи оптимизации сводится к поиску минимума функции:

импеданса усилителя, первое слагаемое /г(у) - функции коэффициента шума на частоте 2.4 ГГц, второе слагаемое функция штрафа «квадрат срезки»:

Для оценки эффективности предложенного подхода проведено сравнение данной методики с подходом, при котором в ходе оптимизации не учитывается диффузионная составляющая тока стока. Кроме этого, оценено влияние ширины транзистора, добротности пленарной индуктивности и номинала емкости С,<( на коэффициент шума. Для этого задача оптимизации решена при различных условиях: с учетом и без учета особенностей работы транзистора в режиме средней инверсии, с добавлением и без добавления емкости С„,, с учетом активных потерь интегральной индуктивности при добротности 6, =10 и при

' \2,„(У)+Л '

вектор параметров оптимизации, ^„(У) - функция входного

(1)

параметрах индуктивности, близких к идеальным (^=100). Решение задачи оптимизации выполнено с использованием метода Флэтчера-Пауэла. Проведенная оптимизация усилителя показала, что оптимальный режим работы транзистора при потребляемом токе в единицы миллиампер соответствует режиму средней инверсии ¿,.-<10; влияние конечной добротности планариой индуктивности £а значительно и приводит к увеличению коэффициента шума примерно на 1 дБ; расчет с учетом конечной добротности планарной индуктивности £к и

особенностей работы МОП-транзистора в режиме средней инверсии приводят к увеличению в 2.5 раза оптимальной ширины транзистора по сравнению с величиной IV, аналитический расчет которой выполнен Т.Н.Ьее, что позволяет снизить коэффициент шума на 0.3 дБ. Предложенная методика дает возможность исключить эмпирический подход при синтезе усилителя, поскольку: во-первых, постоянное напряжение на затворе входного транзистора каскодной пары МШУ, рассчитанное без учета режима средней инверсии, на десять процентов больше, что приводит к увеличению в два раза потребляемого тока по сравнению с расчетным значением; во-вторых, величины номиналов элементов усилителя, рассчитанных с учетом и без учета режима средней инверсии, различаются примерно на двадцать процентов, что приводит к нарушению условий согласования и превышению коэффициентом отражения требуемого уровня -10 дБ. Синтезированы схемы усилителей с частотой настройки 2.4 ГГц для телекоммуникационных систем по 0.18 мкм технологии компаний ТБМС и иМС с шириной транзисторов 500 мкм - 240 мкм. Усилители имеют коэффициент усиления 20-22 дБ, коэффициент шума 2.5-2.9 дБ, коэффициент отражения по входу меньше -10 дБ и потребляемую мощность 2-4 мВт. Сопоставительный анализ синтезированных МШУ с аналогичными усилителями с планарными индуктивностями на кристалле, представленными в литературе и имеющими на рабочей частоте 2.4 ГГц коэффициент шума 2.9-3.7 дБ при потребляемой мощности около 10 мВт, показал, что характеристики синтезированных МШУ при сравнимом коэффициенте шума имеют меньшую потребляемую мощность.

В третьей главе разработана методика анализа динамического диапазона малошумящих усилителей на основе метода рядов Вольтерра и сформулированы рекомендации по уменьшению нелинейных искажений усилителей. Методика позволяет оценить параметр нелинейных искажений - точки пересечения с тоном перекрестной модуляции ПРЗ. Выведена зависимость параметра НРЪ от амплитуды спектральной составляющей на частоте интермодуляционных искажений третьего порядка ¿У, ,м (¿у,, <г>, ,-й>2)

на выходе МШУ. Поскольку при расчете ЯРЗ напряжение и11Ш{ео,,ео1,-ю2)

11

рассматривается при частотах <а, и а>2, расположенных близко друг к другу (со2 = со, + Д<а), то при Д<у « (У, и А« «<а2 осуществлен переход к идеальному случаю <у, = &>, = со. Для оценки ит1(<о,а>,-а>) МШУ представлен в виде обобщенной цепи с двумя нелинейными источниками тока, управляемыми напряжением (ИТУН), (Рис.2). Источник тока /, представляет источник бигармонического сигнала. Напряжения (У, и С/2 - управляющие напряжения ИТУН. /, и /2 - источники нелинейного тока. Анализ обобщенной цепи позволил показать, что

(«. ®= [гти (<°<Ы 2.2 (ш> ®+ 2 N/.2.1 Ш+ 2КМ.2 <0-а>У/1

где

ZM,, (гу, а-а) = Z,2, (iu)Z,, (- co)Z,„„, {to)

2 (ю.= z22.., (®)z2(- c»)z„„,.i

g,„3.2 +^Z2.2(°)g»2.2 +|Z2.2(2«)gL.2

ZNL ,, (ft>, 0>,-tf>) = Z„„, 2 (й>11 zl (co)Zu (- <y)Z2, (2co)+|Z2J (0)ZL, (®)Z,, (- to)Z2j {to)

2{co,co-co) = ZM^{o>

| Z2, (o>)Z,., (- w)Zu (2«) + j Zu (o)Z2, («>)Z2, (- fflJZ,(®)

(2)

(3)

(4) . (5)

„2.2«,„2.1 > (6)

где gm2j и gmjj - нелинейные передаточные проводимости второго и третьего порядка i -ого нелинейного ИТУН (/e[l,2]), Zk,{co) - передаточный импеданс от источника /, тока к напряжению Ut (/e[i,l,2], ke[otit, 1,2]). Оценка IIP3 с использованием выражений (2-6) составила минус 16 дБм. Данная оценка сопоставлена с результатами моделирования МШУ с использованием платформы Cadence //P3<ffim—13 дБм. Точность оценки параметра с использованием предложенной методики составила 3 дБм.

Как следует из (3-6), для уменьшения интермодуляционных искажений необходимо не только уменьшать проводимость gm3, но также уменьшать влияние проводимости gm2. Для этого необходимо, как следует из (3), уменьшить передаточные импедансы на постоянном токе ZM(0) и на удвоенной частоте несущей ZM(2ft>). Функции Zn(o)n Zu{2a>) малы, если в схеме нейтрализованы обратные связи на постоянном токе и на удвоенной частоте несущей, что достигается введением фильтрующих цепей. Нелинейные искажения транзистора в каскодном включении могут быть компенсированы, если функция Z,„:l 2(a>) в выражениях (5,6) стремится к нулю, что достигается компенсацией мнимой части входного импеданса транзистора в каскодном включении.

В четвертой главе разработана методика структурного синтеза однокаскадных широкополосных усилителей с частотно-независимыми ОС. В основе методики лежит представление усилителя в виде ИТУН, цепи нагрузки и цепи ОС. Формирование схем усилителей осуществляется перебором всех возможных вариантов включений ИТУН, нагрузки и цепи обратной связи, удовлетворяющих критерию минимизации числа элементов и физической реализуемости цепи. Для каждого усилителя проводится параметрическая оптимизация при заданном коэффициенте усиления Ки отдельно по критерию максимизации полосы частот согласования В\УтшЛ и критерию максимизации усиления В1Уш методом Флетчера-Пауэла. В ходе оптимизации для каждой схемы найден вектор оптимальных параметров усилителя. Сравнение полос частот согласования синтезированных усилителей показало, что полоса согласования усилителя с 03 с цепью ОС в среднем в 4 раза меньше полосы усилителя с 03 без ОС, а полоса частот согласования усилителей с ОИ и параллельной отрицательной ОС по напряжению в среднем в 2 раза больше полосы частот согласования усилителя с 03 без ОС. Далее выполнен сопоставительный анализ входных импедансов усилителей с индуктивными элементами и без них с использованием представления входного импеданса обобщенного усилителя в виде эквивалентной цепи, что позволило оценить возможное расширение полосы согласования. Наибольшую полосу частот согласования обеспечивают схемы на транзисторе с 03 без обратной связи и на транзисторе с ОИ с резистивной параллельной ОС по напряжению (Рис.За). Введение ОС в схему усилителя с 03 приводит к уменьшению полосы согласования. Усилитель с 03 без ОС имеет максимальную полосу В1УтмЬ при значении ¿',„=0.25 мСм, что не позволяет обеспечить коэффициент усиления 4-7 дБ при полосе частот в полосе сверхширокополосной радиосвязи. Ширина полосы согласования усилителя с ОИ и резистивной ОС больше полосы согласования усилителя с ОЗ и зависит от емкости нагрузки С, и паразитной емкости транзистора С . При этом полоса согласования такого усилителя примерно на 30% меньше полосы усиления. Таким образом, для реализации усилителя с максимальной шириной полосы пропускания целесообразно использовать каскодную схему с ОИ, которая наименее чувствительна к влиянию паразитных емкостей транзисторов и нагрузки. Для расширения полосы В\Утжк разработана методика, которая заключается в использовании резистивной отрицательной параллельной ОС по напряжению для согласования усилителя с ОИ в нижнем диапазоне частот и индуктивной отрицательной последовательной обратной связи по току для согласования усилителя в верхнем диапазоне частот (Рис.Зб).

л,

т..

С/,

•1 С1

(б)

(а)

Рис.4. Варианты реализации цепей нагрузки.

Рис.3. Схема усилителя с ОИ с резистивной параллельной ОС по напряжению: а) без дополнительной ОС; б) с дополнительной последовательной индуктивной ОС по току. С использованием параметров для 0.18 мкм КМОП-технологии проведена параметрическая оптимизация усилителей с ОИ с резистивной параллельной ОС по напряжению (Рис.За) и с дополнительной индуктивной последовательной ОС по току (Рис.Зб) по критерию минимума среднего коэффициента шума в рабочей полосе частот и максимума коэффициента усиления при ограничении на максимальную величину /г и при выполнении следующих условий: коэффициент отражения по входу меньше минус 10 дБ, неравномерность коэффициента усиления в рабочей полосе не превышает 3 дБ. Результаты оптимизации показали, что при одинаковой полосе частот и емкости нагрузки предложенная методика позволяет реализовать усилитель (Рис.Зб) с коэффициентом усиления 12 дБ, что на 6 дБ больше по сравнению с усилителем на рис.За. Схемы усилителей с использованием предложенной методики расширения диапазона частот синтезированы по 0.18 мкм технологии компании Т8МС с различными вариантами реализации цепи нагрузки для работы в диапазоне и\УВ от 3.1 ГГц до 10.6 ГГц и промоделированы на транзисторном уровне. Первый усилитель обладает цепью нагрузки, показанной на рис.4а, и обеспечивает |52||=П дБ и |5П| <-10 дБ во всей полосе частот, минимальное значение коэффициента шума № составляет 2 дБ, а максимальное - 2.5 дБ. Усилитель потребляет ток 3 мА от источника напряжения 1.8 В. Второй усилитель обладает нагрузкой, позволяющей избежать падения постоянного напряжения на резисторе К, (Рис.4б). Данный усилитель имеет следующие

характеристики: |52||=11 дБ, |5И| <-10 дБ во всей полосе частот, № =3.2^1 дБ. Усилитель

потребляет ток 6.4 мА от источника напряжения 1.8 В. Коэффициент шума

14

синтезированных усилителей меньше, чем у аналогичных усилителей, представленных в литературе, в среднем на 1 дБ, а потребляемая мощность - на 5 мВт при такой же полосе частот и коэффициенте усиления. Для оценки эффективности предложенной методики характеристики синтезированных усилителей сравниваются с характеристиками усилителя на рис.За с нагрузкой на рис.4б. При моделировании на транзисторном уровне параметр |.S'2]| составил 11 дБ при потребляемом токе 3 мА от источника напряжения 1.8 В, коэффициент шума - 2.2-2.5 дБ, а максимальный диапазон частот составил 3.1-6.1 ГГц. Таким образом, предложенная методика позволяет расширить рабочую полосу усилителя более чем на 30%, с 6.1 ГГц до 10.6 ГГц, и снизить коэффициент шума в рабочей полосе в среднем на 0.1 дБ за счет выбора входного сопротивления, близкого к оптимальному значению для минимизации коэффициента шума.

В пятой главе разработана методика автоматизации измерений параметров нелинейных искажений точки пересечения с тоном перекрестной модуляции IIP3 и точки сжатия на 1 дБ CPldB. В методике измерений параметра CPldB используется интерполяция динамической характеристики с помощью кубического сплайна и численное решение нелинейного уравнения. В основе методики измерений параметра 11РЪ лежит расчет значений входной и выходной мощности в точке 11РЗ с использованием аналитических выражений по измеренным составляющим спектра. Точность методики определяется случайными ошибками исходных данных и оценивается как погрешность косвенных измерений. Измерительная установка для автоматизации измерений параметров нелинейных искажений представлена на рис.5 и включает в себя анализатор спектра (АС), два генератора сигналов (ГС), источник питания (ИП), тестируемое устройство (ТУ), плата ввода-вывода (PCI-GPIB) и персональный компьютер (ПК) с разработанным в среде LabVIEW программным обеспечением. Разработана компоновка кристалла микросхемы МШУ с рабочей частотой 2.4 ГГц по 0.18мкм КМОП-технологии компании UMC. Микрофотография кристалла микросхемы показана на рис.6. Проведено моделирование усилителя с учетом паразитных элементов компоновки кристалла усилителя с использованием программной платформы Cadence Design Systems. Микросхема малошумящего усилителя изготовлена в рамках программы EUROPRACTICE компанией UMC. Экспериментальные исследования микросхемы, выполненные с использованием анализатора цепей HP 851 OA, и результаты моделирования с учетом влияния паразитных параметров выводов показали хорошее совпадение. Полученные результаты подтверждают справедливость разработанных методик синтеза высокочастотных МШУ.

СР1В

ип

ГС

¿51

ТУ

АС

ГС

п 7

ПК РС1 - СР1В

Рис.5. Схема измерительной установки параметров нелинейных искажений.

Рис.6. Микрофотография микросхемы малошумящего усилителя.

В заключении приведены основные результаты и выводы:

1. Развита методика параметрического синтеза узкополосных малошумящих усилителей. Методика заключается в оптимизации параметров усилителя по критерию минимума коэффициента шума при заданной потребляемой мощности при полном согласовании импедансов с учетом конечной добротности планарных индуктивностей и зависимостей номиналов элементов модели транзистора от диффузионной и дрейфовой составляющей тока стока. Синтезированы схемы усилителей с частотой настройки 2.4 ГГц для телекоммуникационных систем по КМОП-технологии с минимальными геометрическими размерами 0.18 мкм компании ГГМС и Т8МС. Усилители имеют коэффициент усиления 20-22 дБ, коэффициент шума 2.2-3 дБ, коэффициент отражения по входу меньше -10 дБ и потребляемую мощность 4 мВт. Аналогичные усилители при сравнимом коэффициенте шума потребляют мощность около 10 мВт, что более чем на 50% превосходит потребляемую мощность разработанных усилителей.

2. Разработана методика структурного синтеза однокаскадных широкополосных малошумящих усилителей с частотно-независимыми обратными связями с использованием алгоритмов оптимизации по критериям минимизации числа элементов, максимизации полос частот согласования и усиления. Проведено сравнение полос частот согласования и усиления синтезированных усилителей. Показано, что наибольшую полосу частот обеспечивают схемы на транзисторе с общим затвором без обратной связи и на транзисторе с общим истоком и резистивной параллельной обратной связью по напряжению. Ширина полосы частот согласования и усиления такого усилителя зависят от емкости нагрузки и емкостей малосигнальпой модели усилителя, но при этом полоса согласования усилителя с общим истоком на 30% меньше полосы усиления. Усилитель с общим затвором обеспечивает коэффициент усиления не более 4—7 дБ в полосе 3.1-10.6 ГГц, поскольку условие

согласования накладывает ограничение на величину передаточной проводимости транзистора, которая составляет порядка 25 мСм.

3. Разработана методика расширения рабочей полосы частот однокаскадного широкополосного малошумящего усилителя на транзисторе с общим истоком и резистивной отрицательной параллельной обратной связью по напряжению за счет использования индуктивной отрицательной последовательной обратной связи по току для согласования усилителя в верхнем диапазоне частот. Методика позволяет расширить рабочую полосу усилителя на 30% с 6.1 ГГц до 10.6 ГГц. Синтезированные для работы в диапазоне частот сверхширокополосной радиосвязи усилители имеют рабочую полосу частот 3.1-10.6 ГГц, коэффициент усиления И дБ, потребляемую мощность 5-10 мВт и коэффициент шума 24 дБ. Коэффициент шума синтезированных усилителей меньше, чем у аналогичных усилителей, представленных в литературе, в среднем на 1 дБ, а потребляемая мощность - на 5 мВт при такой же полосе частот и коэффициенте усиления.

4. Разработана методика анализа динамического диапазона малошумящих усилителей на основе метода рядов Вольтерра. Методика позволяет оценить параметр нелинейных искажений - точки пересечения с тоном перекрестной модуляции ПРЪ. Для малошумящего усилителя с общим истоком и отрицательной индуктивной последовательной обратной связью по току оценка параметра ПРЪ составила минус 16 дБм. Точность оценки параметра с использованием предложенной методики составила 3 дБм. Сформулированы рекомендации по уменьшению нелинейных искажений усилителей за счет нейтрализации влияния передаточной проводимости второго порядка МОП-транзистора.

5. Разработана компоновка кристалла и микросхема малошумящего усилителя, синтезированного для работы на частоте 2.4 ГГц для телекоммуникационных устройств, по КМОП-технологии с минимальными геометрическими размерами 0.18 мкм компании иМС. Разработана методика экспериментальных исследований параметров малошумящих усилителей. Методика включает в себя автоматизацию измерений параметров нелинейных искажений точки сжатия на 1дБ и точки пересечения с тоном перекрестной модуляции с точностью порядка 0.1 дБ. Изготовлена микросхема усилителя по программе ЕШОРЛАСПСЕ компанией 11МС. Эксперимент подтвердил теоретические результаты и результаты моделирования.

Публикации по теме диссертации

1. Балашов Е.В., Морозов Д.В. Оценка шумовых характеристик Gm-C фильтров // XXXI Неделя науки СПбГПУ: Материалы межвузовской научной конференции. - СПб.: Изд-во СПбГПУ, 2003. - 4.VII.- С. 29-30.

2. Балашов Е.В., Короткое А.С. Моделирование устройств радиоприемного тракта в среде LabVIEW // XXXII Неделя науки СПбГПУ: Материалы межвузовской научной конференции. - СПб.: Изд-во СПбГПУ, 2004. -4.VI. - С. 24-26.

3. Balashov E.V., Pasquet D., Korotkov A.S., Bourdel E., Giannini F. Automatization of Compression Point ldB (CPldB) and Input 3rd Order Intercept Point (IIP3) Measurements Using LabVIEW Platform // Proc. IEEE International Symposium on Signals, Circuits & Systems (SCS'05). - Iasi, Romania, July 2005. - P. 195-198.

4. Korotkov A.S., Morozov D.V., Balashov, E.V. Estimation of Dynamic Range in High-Order Transconductance-Capacitor (Gm-C) Filters // Proc. IEEE International Symposium on Consumer Electronics (ISCE '06). - St. Petersburg, June-July 2006. - P. 540-545.

5. Балашов E.B. Обзор схемотехники микроэлектронных малошумящих КМОП-усилителей радиочастотного диапазона // Материалы конференции "Мобильные системы передачи данных". - МИЭТ, Москва, сентябрь 2006. - С. 2-12.

6. Балашов Е.В., Короткое А.С. Микроэлектронные малошумящие КМОП-усилители радиочастотного диапазона: применение, схемотехника, тенденции развития // Успехи современной радиоэлектроники/Зарубежная радиоэлектроника. - 2007. №2. - С. 3-34.

7. Балашов Е.В. Реализация широкополосных малошумящих КМОП усилителей радиочастотного диапазона // Материалы VI-ой международной конференции "Проблемы аналоговой микроэлектроники". - ЮРГУЭС, Шахты, октябрь 2007. - Часть. 1. - С. 110-117.

8. Балашов Е.В., Короткое А.С. Сопоставительный анализ широкополосных малошумящих КМОП усилителей радиочастотного диапазона// Микроэлектроника. -Т. 37. 2008. № 4. - С. 300-314.

9. Balashov E.V., Korotkov A.S. Dual Feedback Low Noise Amplifier for Ultra Wideband Application // Proc. IEEE International Conference EUROCON 2009. - St.-Petersburg, May 2009. -P. 102-107.

Лицензия ЛР № 020593 от 07.08.97

Подписано в печать 09.02.2010. Формат 60x84/16. Печать цифровая. Усл. печ. л. 1,0. Уч.-изд. л. 1,0. Тираж 100. Заказ 5560b.

Отпечатано с готового оригинал-макета, предоставленного автором, в Цифровом типографском центре Издательства Политехнического университета. 195251, Санкт-Петербург, Политехническая ул., 29. Тел.: (812)550-40-14 Тел./факс: (812) 297-57-76

Введение

1 Микроэлектронные малошумящие КМОП-усилители радиочастотного диапазона: применение, схемотехника тенденции развития

1.1 Малошумящий усилитель в радиочастотном тракте КМОП-интегрального приемника

1.2 Основные характеристики МШУ

1.3 Особенности реализации и моделирования элементов КМОП-технологии в радиочастотном диапазоне

1.3.1 Функционирование и представление модели МОП-транзистора в радиочастотном диапазоне

1.3.2 Планарная индуктивность

1.4 Основные проблемы синтеза и базовые схемы КМОП МШУ в радиочастотном диапазоне

1.5 Узкополосные КМОП МШУ радиочастотного диапазона

1.5.1 МШУ с общим истоком

1.5.2 МШУ с общим истоком и отрицательной последовательной индуктивной обратной связью по току

1.5.3 МШУ с общим затвором

1.6 Широкополосные КМОП МШУ радиочастотного диапазона

1.6.1 МШУ с распределенным усилением

1.6.2 МШУ с сосредоточенным усилением

1.6.3 Методика компенсации шумов при построении широкополосных МШУ

1.7 Основные этапы процедуры синтеза МШУ и программные средства моделирования электронных схем

1.7.1 Процедура синтеза МШУ

1.7.2 Программные средства синтеза МШУ

1.8 Цели и задачи работы

2 Синтез узкополосного малошумящего усилителя с малым потреблением мощности

2.1 Особенности функционирования МОП-транзисторов в различных режимах инверсии канала

2.2 Моделирование МОП-транзистора в различных режимах инверсии канала

2.2.1 Модель МОП-транзистора по постоянному току

2.2.2 Малосигнальная модель МОП-транзистора

2.2.3 Шумовая модель МОП-транзистора в режиме средней инверсии

2.3 Построение модели малошумящего усилителя

2.3.1 Малосигнальная модель МШУ

2.3.2 Шумовая модель и коэффициент шума МШУ

2.4 Параметрическая оптимизация и моделирование малошумящего усилителя с использованием 0.18 мкм КМОП технологии компании ТЯМС

2.4.1 Оптимизация малошумящего усилителя по критерию минимума коэффициента шума при заданной потребляемой мощности

2.4.2 Реализация и моделирование МШУ

2.5 Параметрическая оптимизация и моделирование малошумящего усилителя с использованием 0.18 мкм КМОП технологии компании иМС

2.6 Выводы

3 Анализ малошумящих усилителей в «слабо» нелинейном режиме

3.1 Основные положения теории анализа нелинейных параметров методом рядов Вольтерра

3.2 Определение нелинейных передаточных функций методом нелинейного тока

3.3 Точка пересечения с тоном перекрестной модуляции динамической характеристики малошумящего усилителя

3.4 Амплитуда спектральной составляющей на частоте интермодуляционных искажений третьего порядка обобщенной цепи с двумя нелинейными ИТУН

3.5 Анализ интермодуляционных искажений малошумящего усилителя с отрицательной индуктивной последовательной ОС по току

3.6 Рекомендации по уменьшению уровня интермодуляционных нелинейных искажений

3.7 Выводы

4 Синтез широкополосных малошумящих усилителей

4.1 Обобщенное представление широкополосного малошумящего усилителя

4.1.1 Особенности синтеза широкополосных МШУ

4.1.2 Структурная схема и входной импеданс обобщенной схемы МШУ

4.2 Синтез безындуктивных широкополосных малошумящих усилителей с частотно независимой обратной связью

4.2.1 Алгоритм синтеза МШУ

4.2.2 Моделирование и сопоставительный анализ МШУ

4.3 Синтез широкополосных малошумящих усилителей с индуктивными элементами

4.3.1 Анализ входного импеданса МШУ с индуктивными элементами и выбор схемы однокаскадного МШУ

4.3.2 Методика расширения полосы частот согласования

4.3.3 Методика расширения полосы частот усиления

4.4 Синтез широкополосных малошумящих усилителей с частотно-независимой отрицательной параллельной обратной связью по напряжению и частотно-зависимой отрицательной последовательной обратной связью по току

4.4.1 S-параметры усилителя

4.4.2 Импеданс нагрузки усилителя

4.4.3 Эквивалентная передаточная проводимость и входной импеданс транскондуктивного широкополосного усилителя с частотно-зависимой отрицательной последовательной обратной связью по току

4.4.4 Шумовая модель и коэффициент шума усилителя

4.4.5 Оптимизация усилителя

4.4.6 Реализация и моделирование усилителя

4.5 Выводы

5 Экспериментальные исследования МШУ

5.1 Автоматизация измерений параметров нелинейных искажений

5.1.1 Измерительная установка

5.1.2 Методика вычисления точки сжатия на 1 дБ

5.1.3 Методика вычисления значения точки пересечения с тоном перекрестной модуляции

5.2 Компоновка схемы усилителя на кристалле и моделирование с учетом особенностей компоновки кристалла

5.2.1 Компоновка кристалла усилителя

5.2.2 Результаты моделирования усилителя с учетом паразитных элементов 199 компоновки кристалла

5.3 Экспериментальные исследования усилителя

5.3.1 Измерительная установка

5.3.2 Результаты экспериментальных исследований

5.4 Выводы 205 Заключение

Актуальность темы диссертации. Увеличение информационной емкости канала связи и уменьшение стоимости приемопередающих устройств позволяют улучшить качество и доступность телекоммуникационных услуг. Увеличение информационной емкости канала связи достигается благодаря развитию схемотехники и методов синтеза приемопередающих устройств. Увеличение степени интеграции микроэлектронных схем обеспечивает уменьшение стоимости приемопередающих устройств и стало возможным благодаря развитию КМОП-технологии. В настоящее время совершенствование КМОП-технологии позволило уменьшить длину канала МОП-транзистора до 0.18 мкм и менее, в результате чего частота единичного усиления транзистора по току /7 увеличилась до 30-60 ГГц [1]. Это сделало КМОП-технологию приемлемой для проектирования радиочастотного тракта системы в диапазоне 1-20 ГГц, благодаря чему КМОП-микросхемы успешно применяются в высокочастотных трактах радиоустройств и конкурируют с другими типами современных микросхем на основе арсенида галлия, кремния/германия и других полупроводниковых материалов [2].

По сравнению с кремниевыми биполярными транзисторами и транзисторами на основе арсенида галлия (ваАз), которые в течение 80-90х гг. являлись основными активными элементами, используемыми в микросхемах радиочастотного диапазона, КМОП-технология позволяет достичь более высокой степени интеграции. Кроме этого, достоинством КМОП-микросхем является низкая стоимость кристалла, так как кремний является наиболее дешевым полупроводниковым материалом. Благодаря этому большинство цифровых и аналоговых микросхем изготавливается по КМОП-технологии на основе кремниевых кристаллов. Таким образом, КМОП-технология позволяет объединить на одном кристалле высокочастотную и низкочастотную аналоговую и цифровую части системы, сделав возможным реализацию концепции «система на кристалле (зу51еш-оп-а-сЫр)». Отметим, что особенности изготовления СВЧ-микросхем и перспективы использования КМОП-технологии в радиочастотном диапазоне изложены в [1-5].

Применение КМОП-технологии для реализации радиочастотного тракта приемника привело к необходимости развития схемотехники и синтеза блоков радиочастотного тракта приемника, которые были бы адаптированы к использованию КМОП-технологии [2,6]. Малошумящий усилитель (МШУ) является первым блоком радиоприемного тракта и во многом определяет характеристики приемного устройства, такие как коэффициент шума и согласование. Использование КМОП-технологии для реализации малошумящего усилителя представляет особенно сложную задачу ввиду того, что входное сопротивление МОП-транзистора велико, что затрудняет согласование усилителя с входной цепью.

В настоящее время развитие методов синтеза и улучшения характеристик МШУ является актуальной задачей. В зависимости от функционального назначения малошумящие усилители классифицируют на две основные группы: узкополосные — с полосами до 10-15% от средней частоты полосы пропускания и широкополосные - с полосами более 20%.

Анализ литературы [7, 8] позволяет заключить, что наиболее распространенной и перспективной при построении узкополосных усилителей является схема с включением транзистора с общим истоком и индуктивной отрицательной обратной связью. Данная структура позволяет реализовывать высокий коэффициент усиления при низком коэффициенте шума и малой потребляемой мощности благодаря одновременному согласованию как на максимум коэффициента усиления, так и на минимум коэффициента шума. Так, коэффициент шума составляет 1-2 дБ при потребляемой мощности порядка 1020мВт. При этом коэффициент усиления превышает 15 дБ. Подобная схема применяется в устройствах WLAN, GPS, GSM на частотах 2.4/5.2ГГц, 1.5ГГц, 0.9/1.8ГГц соответственно. В настоящее время МШУ в приемниках, к которым предъявляются высокие требования, как правило, строятся по каскодной схеме с общим истоком.

Основной задачей при синтезе усилителя является выбор размеров транзистора, обеспечивающих согласование, как по шумам, так и по мощности. Известные методики не учитывают паразитные эффекты МОП-транзистора: емкость затвор-сток, паразитное сопротивление сток-исток. В транзисторах с длиной канала менее 0.8 мкм рабочая точка приближается к напряжению отпирания, что приводит к эффектам, связанным с появлением диффузионной составляющей тока стока. Таким образом, для учета этих эффектов при проектировании усилителей используется эмпирический подход: подбор размеров транзистора с использованием многократного анализа схемы в системе моделирования.

Основной проблемой при реализации широкополосных МШУ (МШУ с рабочей полосой более 20% от несущей частоты) является согласование входа МШУ и линии передачи. Согласование по входу и высокий коэффициент усиления могут быть получены в широкой полосе частот при использовании схем с распределенным усилением. Данный тип усилителей позволяет реализовать усиление по мощности до 10 дБ на частотах до 10 ГГц. Использование схем с распределенным усилением в портативных приложениях затруднено из-за большой потребляемой мощности - десятки милливатт. Кроме этого, такие усилители обладают высоким коэффициентом шума — обычно более 8 дБ.

Поэтому для построения широкополосных МШУ применение усилителей со сосредоточенным усилением является наиболее перспективным. Широкополосный малошумящий усилитель с сосредоточенным усилением строится на основе усилительного каскада, который обеспечивает согласование с источником сигнала в широкой полосе частот, и может строиться как на основе схемы с общим затвором, так и с общим истоком с различными видами ОС. Усилители с общим истоком применяются с параллельной резистивной обратной связью по напряжению или с индуктивной последовательной обратной связью по току. В первом случае не удается скомпенсировать влияние паразитных емкостей. Как следствие, в подобных усилителях при коэффициенте усиления 10-16 дБ полоса пропускания ограничивается 4—5 ГГц даже при высокой потребляемой мощности — десятки милливатт. Кроме этого, остается высоким коэффициент шума — более 5 дБ. При использовании индуктивной отрицательной обратной связи по току в комбинации с входной согласующей цепью удается добиться согласования в полосе частот более 10 ГГц. Согласующая цепь представляет собой обычно фильтр третьего порядка. Однако согласующая цепь на кристалле занимает большую площадь и чувствительна к паразитным элементам, вносимым планарными индуктивностями. В широкополосных сосредоточенных усилителях может использоваться включение транзисторов по схеме с общим затвором. Однако ограничение, накладываемое на величину передаточной проводимости транзистора условиями согласования, не позволяет реализовать достаточно высокий коэффициент усиления при низкой добротности нагрузки, которая обеспечивает широкую рабочую полосу частот.

Поскольку стандартные схемы широкополосных сосредоточенных усилителей не позволяют получить согласование в широкой полосе частот и высокий коэффициент усиления, в усилителях с общим затвором, как правило, используют многокаскадную структуру или метод «компенсации» шумов (noise cancellation). Увеличение количества каскадов усилителя приводит к увеличению потребляемой мощности (десятки милливатт). Для снижения потребляемой мощности в этом случае используется так называемый метод «повторного использования тока» (current reuse). Однако данный метод требует повышенного напряжения питания. Анализ широкополосных малошумящих усилителей с сосредоточенным усилением, представленных в литературе, не позволил выделить структуру, обеспечивающую высокий коэффициент усиления при широкой полосе согласования.

Динамический диапазон малошумящего - усилителя определяется уровнем собственного шума и уровнем нелинейных искажений. (Если измерение шумов является хорошо отработанной процедурой, то измерение нелинейных искажений требует разработки методики синтеза [9]). Анализ нелинейных искажений и разработка методики эксперимента, позволяющего измерить параметры нелинейных искажений усилителя, является необходимым этапом синтеза устройства.

Таким образом, в настоящее время актуальными являются задачи, связанные с развитием методик синтеза МШУ с учетом паразитных эффектов: диффузионной составляющей тока стока, паразитной емкости затвор-исток и паразитных элементов планарных индуктивностей, а также выбор способа включения транзистора и вида обратной связи, обеспечивающих максимальный диапазон рабочих частот МШУ, минимизацию уровня шумов, нелинейных искажений и потребляемой мощности.

Цель диссертационной работы:

Целью диссертационной работы является разработка методик синтеза малошумящих КМОП-усилителей радиочастотного диапазона с учетом короткоканальных эффектов в МОП-транзисторах, диффузионной составляющей тока стока и паразитных элементов МОП-транзисторов и планарных индуктивностей для уменьшения коэффициента шума, расширения рабочей полосы частот и уменьшения потребляемой мощности усилителей.

Для достижения поставленной цели в работе решались следующие задачи:

- развитие методики параметрического синтеза малошумящих усилителей с учетом короткоканальных эффектов, диффузионной составляющей тока стока и паразитных элементов МОП-транзисторов и планарных индуктивностей;

- разработка методики структурного синтеза однокаскадных малошумящих усилителей с частотно-независимыми обратными связями с использованием алгоритмов оптимизации по критериям минимизации числа элементов, максимизации полос частот согласования и усиления;

- разработка методики расширения рабочей полосы частот однокаскадного широкополосного малошумящего усилителя с использованием частотно-зависимых обратных связей;

- разработка методики анализа динамического диапазона малошумящих усилителей с учетом паразитных эффектов МОП-транзистора и диффузионной составляющей тока стока;

- синтез малошумящих узкополосных усилителей с частотой настройки 2.4 ГГц и широкополосных усилителей в диапазоне частот 3.1-10.6 ГГц для телекоммуникационных систем, а также разработка методики и проведение экспериментальных исследований малошумящих усилителей.

Положения, выносимые на защиту:

При параметрическом синтезе узкополосного усилителя с потребляемой мощностью в единицы милливатт необходимо учитывать влияние паразитных эффектов в МОП-транзисторе и в планарных индуктивностях, диффузионной составляющей тока стока, что позволяет избежать применения эмпирического подхода за счет повышения точности расчета элементов малосигнальной модели транзистора на 20 %.

Для уменьшения интермодуляционных искажений третьего порядка в каскодной схеме узкополосного усилителя необходимо снизить влияние не только передаточных проводимостей третьего порядка МОП-транзисторов, но также и второго порядка за счет нейтрализации обратных связей на постоянном токе и на удвоенной частоте несущей и за счет компенсации мнимой части входного импеданса транзистора в каскодном включении на рабочей частоте, что позволяет увеличить параметр IIP3 выше минус 15 дБм при сохранении низкой потребляемой мощности в единицы милливатт.

Схема широкополосного усилителя с отрицательной параллельной обратной связью по напряжению обладает максимальной полосой частот согласования, достигающей 6 ГГц при использовании КМОП-технологии с минимальными геометрическими размерами 0.18 мкм в классе схем безындуктивных усилителей, поскольку в данной схеме уменьшение активной части входного импеданса усилителя из-за паразитной емкости затвор-исток компенсируется за счет ослабления действия обратной связи с ростом частоты.

Введение дополнительной частотно-зависимой обратной связи по току в схему широкополосного усилителя с отрицательной параллельной обратной связью по напряжению позволяет расширить полосу частот согласования усилителя до 10 ГГц при использовании КМОП технологии с минимальными геометрическими размерами 0.18 мкм, так как при этом нейтрализуется эффект рассогласования входного импеданса в верхней полосе рабочих частот.

Методы исследования:

При решении поставленных задач использовались методы анализа и синтеза линейных электрических цепей, численные методы решения задачи оптимизации и нелинейных уравнений, метод рядов Вольтерра. Расчеты и моделирование проведены на ЭВМ с помощью программ Cadence и MatLAB. Эксперимент выполнен с использованием пакета LabVIEW.

Научная новизна:

Разработана новая методика параметрического синтеза узкополосных усилителей с потребляемой мощностью единицы милливатт с учетом короткоканальных эффектов и г диффузионной составляющей тока стока, что позволило впервые синтезировать малошумящий усилитель без применения эмпирического подхода.

- Разработана новая методика анализа динамического диапазона малошумящих усилителей на основе метода рядов Вольтерра с учетом влияния обратных связей и нелинейностей транзистора в каскодном включении, которые в известных опубликованных работах не учитывались. Сформулированы рекомендации по уменьшению нелинейных искажений усилителей.

- Разработана методика структурного синтеза широкополосных КМОП малошумящих усилителей на основе впервые предложенного набора критериев реализуемости устройства.

- Проведен сравнительный анализ синтезированных и известных схем по критериям максимума рабочей полосы согласования и усиления с применением методов численной оптимизации и символьного анализа, что впервые позволило выделить схему обладающую максимальной полосой частот согласования.

- Разработана новая методика расширения рабочей полосы частот усилителя с отрицательной параллельной обратной связью по напряжению за счет введения дополнительной отрицательной частотно-зависимой обратной связи по току.

Практическая значимость работы:

Разработаны инженерно-ориентированные методики синтеза схем малошумящих усилителей с потреблением мощности в единицы милливатт. Предложена схема малошумящего усилителя с расширенной полосой согласования с двумя типами обратных связей: отрицательной параллельной ОС по напряжению и отрицательной частотно-зависимой ОС по току. Подана заявка №2010100635 на патент на изобретение «Высокочастотный широкополосный усилитель на МОП-транзисторах». Разработаны микросхемы усилителей гигагерцового диапазона частот для телекоммуникационных систем с уменьшенным на 50 % потреблением мощности по сравнению с аналогичными усилителями. Результаты диссертации использованы при проведении работ в рамках Федеральной целевой программы «Исследования и разработки по приоритетным направлениям развития научно-технологического комплекса России на 2007-2012 годы» по Государственному контракту № 02.514.11.4030 от 18.05.2007. Результаты работы отражены в отчете по госконтракту (№ регистр. ВНТИЦ 01200804049). Предложена методика автоматизации измерения параметров нелинейных искажений с использованием платформы ЬаЬУ1Е\¥ и стандартного лабораторного измерительного оборудования. Разработанная в ходе диссертационной работы установка для измерений параметров нелинейных искажений используется в университете «Высшая национальная школа электроники» (Е^ЕА) (Париж,

Франция), что подтверждается письмом начальника исследовательской лаборатории СВЧ (ECIME) профессора Д.Паске (D.Pasquet) о внедрении установки в ENSEA.

Апробация результатов исследования

Основные результаты работы докладывались и обсуждались на следующих конференциях:

- межвузовская научная конференция, «XXXI Неделя науки СПбГПУ», 25-30 ноября

2002, Санкт-Петербург, СПбГПУ. межвузовская научная конференция, «XXXII Неделя науки СПбГПУ», 24-29 ноября

2003, Санкт-Петербург, СПбГПУ.

- IEEE International Symposium on Consumer Electronics (ISCE'06), 28 Июня-1 Июля 2006, СПб (IEEE Catalog Number: 06TH8873);

Российская школа-конференция, "Мобильные системы передачи данных", 1117 сентября 2006, Москва, МИЭТ;

VI-ой международный научно-практический семинар, "Проблемы аналоговой микроэлектроники", 3-5 октября 2007, Россия, Шахты, ЮРГУЭС;

- International IEEE Conference EUROCON2009, 18-23 мая 2009, СПб, (IEEE Catalog Number: CFP09EUR-PRT).

По теме диссертации опубликовано 9 печатных работ, из них: две статьи опубликованы в журналах, входящих в Перечень ведущих рецензируемых научных журналов и изданий, в которых должны быть опубликованы результаты диссертаций на соискание ученой степени кандидата наук; семь статей опубликованы в сборниках материалов семинаров и конференций. Результаты диссертации также вошли в отчет по НИР по госконтракту федеральных целевых программ.

Структура и объем диссертации

Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы и трех приложений. Основной текст диссертации содержит 213 машинописных страниц, 104 рисунка и 12 таблиц.

5.4 Выводы

1. Разработана методика и алгоритм автоматизированных измерений точки сжатия на 1дБ. Методика базируется на интерполяции динамической характеристики с помощью кубического сплайна и численного решения нелинейного уравнения. Применение данного подхода позволило достичь точности порядка 0.1 дБ в определении значения входной мощности точки сжатия на 1 дБ. Увеличение точности оказалось возможным из-за устойчивости метода к случайным ошибкам экспериментальных данных. Разработана методика и алгоритм автоматизированных измерений точки пересечения с тоном перекрестной модуляции. Для определения значений входной мощности для точки пересечения с тоном перекрестной модуляции рекомендуется следующий подход. Задавая значение мощности сигнала на входе устройства, работающего в линейном режиме, измеряется мощность выходных сигналов для основного тона и тона перекрестной модуляции. По полученным данным и по формулам (5.9) рассчитывается значения входной и выходной мощностей в точке пересечения с тоном перекрестной модуляции. Точность вычисления значений мощностей определяется случайными ошибками исходных данных и оценивается как погрешность косвенных измерений. Предложены варианты возможных аппаратных реализаций измерительных комплексов на базе персонального компьютера с использованием среды графического моделирования Lab VIEW.

4. Разработана компоновка кристалла микросхемы по правилам 0.18 мкм КМОП технологии компании UMC и проведено моделирование усилителя с учетом паразитных элементов компоновки кристалла с использованием платформы Cadence. Результаты моделирования на транзисторном уровне и с учетом паразитных элементов компоновки кристалла имеют хорошее совпадение. Разница составила: для параметра |S21| 3 dB, для коэффициента шума 0.4 dB. Параметр Is^l в обоих случаях меньше минус 30 dB.

5. Изготовлена микросхема малошумящего усилителя в рамках программы EUROPRACTICE по КМОП-технологии UMC с минимальными геометрическими размерами 0.18 мкм. Добавление защиты от электростатического разряда привело к рассогласованию усилителя по входу. Изменение входного импеданса не позволило провести измерения коэффициента усиления и коэффициента шума. Результаты измерений входного импеданса непосредственно на кристалле и моделирования с учетом паразитных элементов защиты от электростатического напряжения и паразитных элементов выводов микросхемы близки, что говорит о корректности результатов моделирования, а следовательно о корректности предложенных методик.

Заключение

В работе предложены методики синтеза узкополосных и широкополосных интегральных КМОП малошумящих усилителей радиочастотного диапазона с уменьшенным коэффициентом шума, расширенной рабочей полосой частот и уменьшенной потребляемой мощностью. Разработаны микросхемы малошумящих усилителей для телекоммуникационных систем. Получены следующие основные результаты:

1. Развита методика параметрического синтеза узкополосных малошумящих усилителей. Методика заключается в оптимизации параметров усилителя по критерию минимума коэффициента шума при заданной потребляемой мощности при полном согласовании импедансов с учетом конечной добротности планарных индуктивностей и зависимостей номиналов элементов модели транзистора от диффузионной и дрейфовой составляющей тока стока. Синтезированы схемы усилителей с частотой настройки 2.4 ГГц для телекоммуникационных систем по КМОП-технологии с минимальными геометрическими размерами 0.18мкм компании ГГМС и Т8МС. Усилители имеют коэффициент усиления 20-22 дБ, коэффициент шума 2.2-3 дБ, коэффициент отражения по входу меньше -10 дБ и потребляемую мощность 4 мВт. Аналогичные усилители при сравнимом коэффициенте шума потребляют мощность около 10 мВт, что более чем на 50% превосходит потребляемую мощность разработанных усилителей.

2. Разработана методика структурного синтеза однокаскадных широкополосных малошумящих усилителей с частотно-независимыми обратными связями с использованием алгоритмов оптимизации по критериям минимизации числа элементов, максимизации полос частот согласования и усиления. Проведено сравнение полос частот согласования и усиления синтезированных усилителей. Показано, что наибольшую полосу частот обеспечивают схемы на транзисторе с общим затвором без обратной связи и на транзисторе с общим истоком и резистивной параллельной обратной связью по напряжению. Ширина полосы частот согласования и усиления такого усилителя зависят от емкости нагрузки и емкостей малосигнальной модели усилителя, но при этом полоса согласования усилителя с общим истоком на 30% меньше полосы усиления. Усилитель с общим затвором обеспечивает коэффициент усиления не более 4-7 дБ в полосе 3.1-10.6 ГГц, поскольку условие согласования накладывает ограничение на величину передаточной проводимости транзистора, которая составляет порядка 25 мСм.

3. Разработана методика расширения рабочей полосы частот однокаскадного широкополосного малошумящего усилителя на транзисторе с общим истоком и резистивной отрицательной параллельной обратной связью по напряжению за счет использования индуктивной отрицательной последовательной обратной связи по току для согласования усилителя в верхнем диапазоне частот. Методика позволяет расширить рабочую полосу усилителя на 30% с 6.1 ГГц до 10.6 ГГц. Синтезированные для работы в диапазоне частот сверхширокополосной радиосвязи усилители имеют рабочую полосу частот 3.1-10.6 ГГц, коэффициент усиления 11 дБ, потребляемую мощность 5-10 мВт и коэффициент шума 24 дБ. Коэффициент шума синтезированных усилителей меньше, чем у аналогичных усилителей, представленных в литературе, в среднем на 1 дБ, а потребляемая мощность — на 5 мВт при такой же полосе частот и коэффициенте усиления.

4. Разработана методика анализа динамического диапазона малошумящих усилителей на основе метода рядов Вольтерра. Методика позволяет оценить параметр нелинейных искажений - точки пересечения с тоном перекрестной модуляции ДРЗ. Для малошумящего усилителя с общим истоком и отрицательной индуктивной последовательной обратной связью по току оценка параметра НРЪ составила минус 16 дБм. Точность оценки параметра с использованием предложенной методики составила 3 дБм. Сформулированы рекомендации по уменьшению нелинейных искажений усилителей за счет нейтрализации влияния передаточной проводимости второго порядка МОП-транзистора.

5. Разработана компоновка кристалла и микросхема малошумящего усилителя, синтезированного для работы на частоте 2.4 ГГц для телекоммуникационных устройств, по КМОП-технологии с минимальными геометрическими размерами 0.18 мкм компании иМС. Разработана методика экспериментальных исследований параметров малошумящих усилителей. Методика включает в себя автоматизацию измерений параметров нелинейных искажений точки сжатия на 1дБ и точки пересечения с тоном перекрестной модуляции с точностью порядка 0.1 дБ. Изготовлена микросхема усилителя по программе Е1ЖОРКАСТ1СЕ компанией иМС. Эксперимент подтвердил теоретические результаты и результаты моделирования.

1. Feng М., Shen S.-Ch., Caruth D. C., Huang J.-J. Device Technologies for RF Front-End Circuits in Next-Generation Wireless Communications // Proc. of the 1.EE, vol.92, no.2, Feb. 2004, pp.354—375.

2. Abidi A.A. RF CMOS Comes of Age // IEEE J. Solid State Circuits, vol.39, no.4, Apr. 2004, pp.549-559.

3. Larson L.E. Integrated Circuit Technology Options for RFIC's Present Status and Future Directions // IEEE J. Solid-State Circuits, vol.33, no.3, March 1998, pp.387-399.

4. Huang Q., et al. The Impact of Scaling Down to Deep Submicron on CMOS RF Circuits // IEEE J. Solid-State Circuits, vol.33, no.7, July 1998, pp. 1023-1036.

5. Manku T. Microwave CMOS Device Physics and Design // IEEE J. Solid-State Circuits, vol.34, no.3, March 1999, pp.277-285.

6. Коротков A.C. Многофункциональные микроэлектронные радиоприемные устройства // Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника, №50, июнь 2007, стр. 15-30.

7. Балашов Е.В. Обзор схемотехники микроэлектронных малошумящих КМОП-усилителей радиочастотного диапазона // Материалы конференции "Мобильные системы передачи данных", МИЭТ, Москва, сентябрь 2006, стр.2-12.

8. Балашов Е. В., Короткое А. С. Микроэлектроиные малошумящие КМОП-усилители радиочастотного диапазона: применение, схемотехника, тенденции развития // Успехи современной радиоэлектроники/Зарубежная радиоэлектроника, №2, 2007, pp.3-34.

9. Steyaert M.S.J., et al. A 2-V CMOS Cellular Transceiver Front-End // IEEE J. Solid-State Circuits, vol.35, no. 12, Dec. 2000, pp.1895-1907.

10. Roy S., et al. Ultrawideband Radio Design: The Promise of High-Speed, Short-Range Wireless Connectivity // Proc. of the IEEE, vol.92, no.2, February 2004, pp.295-310.

11. Жалуд В., Кулешов В. Шумы в полупроводниковых устройствах // М., Сов. Радио. 1977.

12. Ван дер Зил А. Шум (источники, описание измерение) // М., Советское Радио, 1973.

13. Хелзайн Дж. Пассивные и активные цепи СВЧ // М., Радио и Связь, 1981.

14. Эннс В.И., Ю.М.Кобзев. Проектирование аналоговых КМОП-микросхем. Краткий справочник разработчика // М., Горячая линия Телеком, 2005.

15. Степаненко И.П. Основы микроэлектроники. М. Лаборатория базовых знаний. 2004.

16. Enz С. An MOS Transistor Model for RF 1С Design Valid in All Regions of Operation // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.50, no.l, January 2002, pp.342-359.

17. Enz C., Cheng Y. MOS Transistor Modeling for RF 1С Design // J. Solid-State Circuits, vol.35, no .2, February 2000, pp. 186-201.

18. Cheng Y., et al. MOSFET Modeling for RF 1С Design // IEEE Trans. Electron Devices, vol.52, no.7, July 2005, pp. 1286-1303.

19. Liu W., et al. RF MOSFET modeling accounting for distributed substrate and channel resistances with emphasis on the BSIM3v3 SPICE model // Tech. Dig. IEDM, 1997, pp.309-312.

20. Cheng Y. RF modeling issues of deep-submicron MOS-FETs for circuit design // Proc.of the IEEE International Conference on Solid-State and Integrated Circuit Technology,! 998, pp.416-419.

21. Ou J.-J., et al. CMOS RF modeling for GHz communication IC's // Proc. of the VLSI Symposium on Technology, 1998, pp.94-95.

22. Tin S. F., et al. Substrate network modeling for CMOS RF circuit simulation // Proc. IEEE Custom Integrated Circuits Conference, 1999, pp.583-586^

23. Ван дер Зил А. Шумы затвора полевых транзисторов на относительно высоких частотах // ТИИЭР, т. 51, № 3, 1963, с.490 496.

24. Shaeffer D.K., et al, A 1.5-V, 1.5-GHz CMOS Low Noise Amplifier // IEEE J. Solid-State Circuits, vol.32, no.5, May 1997, pp.745-759.

25. Букингем M. Шумы в полупроводниковых приборах и системах // М., Мир, 1976. 1.3.2

26. Mohan S.S., et al. Simple Accurate Expressions for Planar Spiral Inductances // IEEE J. SolidState Circuits, vol.34, no. 10, October 1999, pp.1419-1424.

27. Long J.R., et al. The Modeling, Characterization, and Design of Monolithic Inductors for Silicon RF IC's 11 IEEE J. Solid-State Circuits, vol.32, no.3, March 1997, pp.357-369.

28. Li L.-H., et al. Design of a 5.7 GHz 0.18 um CMOS Current-reused LNA for an 802.1 la Wlan Receiver // Microwave Journal, vol.47, no.2, Feb. 2004, pp. 132-136.

29. Karanicolas A.N. A 2.7-V 900-MHz CMOS LNA and Mixer // IEEE J. Solid-State Circuits, vol.31, no.12, Dec. 1996, pp.1939-1944.

30. Короткое A.C., Морозов Д.В. Схемотехника современных интегральных усилителей // Зарубежная радиоэлектроника, № 6, 1998, стр.41-75.

31. Cassan D.J., Long J.R. А 1 -V Transformer-Feedback Low-Noise Amplifier for 5-GHz Wireless LAN in 0.18-um CMOS // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.38, no.3, March 2003, p.427-435.

32. Shekhar S., et al. Bandwidth Extension Techniques for CMOS Amplifiers," IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.41, no. 11, November 2006, p.2424-2439.

33. Lu Y., et al. A novel CMOS low-noise amplifier design for 3.1- to 10.6-GHz ultra-wide-band wireless receivers // IEEE Trans, on circuits and systems—I: Regular Papers, vol.53, no.8, August 2006, p. 1683-1692.

34. Nguyen T.-K., et al. CMOS Low-Noise Amplifier Design Optimization Techniques // IEEE Trans, on Microwave Theory and Techniques, vol.52, no.5, May 2004, pp.1433-1442.1. Простой

35. Yamamoto K., et al. A 2.4-GHz-Band 1.8-V Operation Single-Chip Si-CMOS T/R-MMIC Front-End with a Low Insertion Loss Switch // IEEE J. Solid-State Circuits, vol.36, no.8, August 2001, pp.1186-1197.

36. Jeong H., et al. A 0.25-um CMOS 1.9-GHz PHS RF Transceiver With a 150-kHz Low-IF Architecture // IEEE J. Solid-State Circuits, vol.42, no.6, June 2007, pp.1318-1327.

37. Goo J.-S., et al. A Noise Optimization Technique for Integrated Low-Noise Amplifiers // IEEE J. Solid-State Circuits, vol.37, no.8, Aug. 2002, pp.994-1002.

38. Rudell J.C. A 1.9-GHz Wide-Band IF Double Conversion CMOS Receiver for Cordless Telephone Applications // IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 32, no. 12, Dec. 1997, pp.2071-2088.

39. Shaeffer D.K., et al. A 115-mW, 0.5-um CMOS GPS Receiver with Wide Dynamic-Range Active Filters // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.33, no.12, December 1998, pp.2219-2231.

40. Andreani P., et al. Noise Optimization of an Inductively Degenerated CMOS Low Noise Amplifier // IEEE Trans. On Circuit and Systems II: Analog and Digital Signal Processing, vol.48, no.9, September 2001, pp.835-841.

41. Rofougaran A., et al. A 1 GHz CMOS RF Front-End 1С for a Direct-Conversion Wireless Receiver// IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.31, no.7, July 1996, pp.880-889.

42. Rofougaran A., et al. A Single-Chip 900-MHz Spread-Spectrum Wireless Transceiver in 1-um CMOS Part II: Receiver Design // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.33, no.4, April 1998, pp.535-547.

43. Darabi H., Abidi A. A 4.5-mW 900-MHz CMOS Receiver for Wireless Paging // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.35, no.8, August 2000, pp.1085-1096.

44. Mahdavi S., et al. Fully Integrated 2.2-mW CMOS Front End for a 900-MHz Wireless Receiver // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.37, no.5, May 2002, pp.662-669.

45. Guan X. and Hajimiri A. A 24-GHz Front-End // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.39, no.2, February 2004, pp.368-373.

46. Liscidini A., et ai. A 0.13 um CMOS front-end, for DCS1800/UMTS/802.11b-g with multiband positive feedback low-noise amplifier // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.41, no.2, April 2006, pp.981-989.

47. Cusmai G., et al. A 0.18-um CMOS Selective Receiver Front-End for UWB Applications // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.41, no.8, August 2006, pp. 1764-1771.

48. Li X., et al. Gm-Boosted Common-Gate LNA and Differential Colpitts VCOQVCO in 0.18-um CMOS // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.40, no. 12, December 2005, pp.2609-2619.

49. Ballweber B.M., et al. A fully integrated 0.5-5-GHz CMOS distributed amplifier // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.35, no.2, February 2000, pp.231-239.

50. Ahn H.-T., Allstot D.J. A 0.5-8.5-GHz fully differential CMOS distributed amplifier // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.37, no.8, August 2002, pp.985-983.

51. Zhang F., Kinget P. R. Low-power programmable gain CMOS distributed LNA // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.41, no.6, June 2006, pp.1333-1343.

52. Gharpurey R. A Broadband Low-Noise Front-End Amplifier for Ultra Wideband in 0.13-um CMOS // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.40, no.9, September 2005, pp. 1983-1986.

53. Chen Sh.-Ch., ct al. An Integrated CMOS Low Noise Amplifier for 3-5 GHz UWB Applications // in Proc. IEEE Conference Electron Devices and Solid-State Circuits, 2005, pp.225228.

54. Bevilacqua A., Niknejad A.M. An Ultrawideband CMOS Low-Noise Amplifier for 3.1-10.6-GGz Wireless Receivers // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.39, no. 12, 2004, pp.2259-2268.

55. Bevilacqua A., et al. A Fully Integrated Differential CMOS LNA for 3-5-GHz Ultrawideband Wireless Receivers // IEEE Microwave and Wireless Components Letters, vol.16, no.3, March 2006, pp.2259-2268.

56. Wang Y. and Iniewski K. A low power CMOS low noise amplifier for 3-10G-Hz ultrawideband wireless receivers // in Proc. 49th IEEE International Midwest Symposium on Circuits and Systems, August 2006, pp.353 357.

57. Razavi B. et al. A UWB CMOS Transceiver // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.40, no. 12, February 2005, pp.2555-2562.

58. Chen K.-H., Lu J.-H., Chen B.-J., Liu Sh.-I. An Ultra-Wide-Band 0.4-10-GHz LNA in 0.18-um CMOS // IEEE Transactions on Circuits and Systems—II, vol.54, no.3, Mar. 2007, pp.217-221.

59. Wang Y., Iniewski К. A 4.7-10.5-GHz Ultra-wideband CMOS LNA Using Inductive Inter-stage Bandwidth Enhancement Technique // in Proc. 49th IEEE International Midwest Symposium on Circuits and Systems, August 2006, pp.215-219.

60. Liao Ch.-F., and Liu Sh.-I., A broadband noise-canceling CMOS LNA for 3.1-10.6-GHz UWB receivers // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.42, no.2, February 2007, pp.329-339.

61. Wang Ch.-Sh., and Wang Ch.-K. A 90nm CMOS low noise amplifier using noise neutralizing for 3.1-10.6GHz UWB system // in Proc. IEEE Conference on Solid-State Circuits Conference, 2006, pp.251 -254.

62. Li Q., Zhang Y.P. A 1.5-V 2-9.6-GHz inductorless low-noise amplifier in 0.13-um CMOS // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.55, no. 10, October 2007, pp.2015-2033

63. Blaakmeer St., et al. Wideband Balun-LNA with Simultaneous Output Balancing, Noise-Canceling and Distortion-Canceling // IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.43, no.6, June 2008, pp.1341-1350.

64. Enz Ch., et al. An analytical MOS transistor model valid in all regions of operation and dedicated to low voltage and low current application // Analog Integrated Circuits and Signal Processing, Kluwer Academic Publishers, July 1995, pp.83-114.

65. Синепол B.C. Основы компьютерного проектирования и моделирования РЭС // Санкт-Петербург, Издательство Политехнического университета, 2006.

66. Lee C.-Y., et al. A Simple Systematic Spiral Inductor Design With Perfected Q Improvement for CMOS RFIC Application // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.53, no.2, February 2005, pp.523-528

67. Post J. E. Optimizing the Design of Spiral Inductors on Silicon // IEEE Transactions on Circuits and Systems—II: Analog and Digital Signal Processing, vol.47, no.l, January 2000, pp.15-17

68. Huang Q.-H., et al. A Fully-integrated 2.4/5.7 GHz concurrent dual-band 0.18 um CMOS LNA for an 802.11 WLAN Direct Conversion Receiver // Microwave Journal, vol.47, no.2, Feb. 2004, pp.76-88.

69. Lu L.-H. A Compact 2.4/5.2-GHz CMOS Dual-Band Low-Noise Amplifier // IEEE Microwave and Wireless Components Letters, vol.15, no. 10, October 2005, pp.685-687.

70. Alam S.K., DeGroat J. A 1.5-V 2.4 GHz Differential CMOS Low Noise Amplifier for Bluetooth and Wireless LAN Applications // in Proc NEWCAS 2006, pp. 14-16.

71. Богданович Б.М. Нелинейные искажения в приемно-усилительных устройства // М., Связь, 1980.

72. Буссанг Дж., Эрман JL, Грейман Дж. Анализ нелинейных систем при воздействии нескольких входных сигналов // ТИИЭР, т.62, №8, 1974, с.56-92.

73. Короткое А.С. Микроэлектронные аналоговые фильтры на преобразователях импеданса // Санкт-Петербург, Наука, 1999.

74. Korotkov A.S., Morozov D.V., Balashov, E.V. Estimation of Dynamic Range in High-Order Transconductance-Capacitor (Gm-C) Filters // in Proc. IEEE International Symposium on Consumer Electronics (ISCE '06), St. Petersburg, June-July 2006, pp.540-545.

75. Богданович Б.М. Проектирование усилительных устройств на интегральных микросхемах // Минск, Вышэйшая школа, 1980

76. Ganesan S., et al. A Highly Linear Low-Noise Amplifier И IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.54, no. 12, December 2006, pp.4079-4085.

77. Aparin V., Larson L.E. Modified Derivative Superposition Method for Linearizing FET Low-Noise Amplifiers // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.53, no.2, February 2005, pp.571-581.

78. Балашов E.B., Короткое А.С. Сопоставительный анализ широкополосных малошумящих КМОП усилителей радиочастотного диапазона // Микроэлектроника, том 37, № 4, Июль-Август 2008, стр. 243-320.

79. Балашов Е.В. Реализация широкополосных малошумящих КМОП усилителей радиочастотного диапазона // Материалы. VI-ой международной конференции "Проблемы аналоговой микроэлектроники", ЮРГУЭС, Шахты, Часть. 1, октябрь 2007, с. 110-117.

80. Балашов Е.В., Морозов Д.В. Оценка шумовых характеристик Gm-C фильтров // XXXI Неделя науки СПбГПУ. 4.VII: Материалы межвузовской научной конференции (радиофизический факультет). СПб.: Изд-во, СПбГПУ, 2003, с.29-30.

81. Balashov E.V., Korotkov A.S. Dual Feedback Low Noise Amplifier for Ultra Wideband Application // Proc. IEEE International Conference EUROCON 2009, St.-Petersburg, May 2009, pp. 102-107.