автореферат диссертации по электротехнике, 05.09.12, диссертация на тему:Разработка высокочастотных транзисторных преобразователей напряжения сети для стационарных и локальных систем электропитания

На прапах рукописи

КЛСТРОВ МИХАИЛ ЮРЬЕВИЧ

РГБ ОД - 1 АИР Ш

РАЗРАБОТКА ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ТРАНЗИСТОРНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ СЕТИ ДЛЯ СТАЦИОНАРНЫХ И ЛОКАЛЬНЫХ СИСТЕМ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

Специальность 05.09.12—Силовая электроника

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Москва, 1999г.

Работа выполнена 11 Акционерном общестпс закрытого типа «Малое многопрофильное предприятие — Ирбис»

Научный руководитель: д.т.н. Лукин A.B.

Официальные оппоненты: д.т.н., профессор Мелешин В.И.

к.т.н., с.н.с. Хандогин В.И.

Ведущая организация ЗАО «Связь инжиниринг», г.Москва

Защита состоится _1999г. в аудитории кафедры «Электро-

снабжение промышленных предприятий» в часов Д0минут на заседании Диссертационного совета Д 053.16.13 Московского Энергетического института (Технического университета) по адресу: г.Москва, ул.Красноказарменная, д. 17.

Отзывы в двух экземплярах, заверенные печатью учреждения, просим направлять по адресу: 111250, г.Москва, ул.Красноказарменная, д.14, Ученый Совет МЭИ (ТУ).

С диссертацией можно ознакомиться в научно-технической библиотеке Московского Энергетического института (Технического университета)

Автореферат разослан " Т"~" 1999г.

Ученый секретарь Диссертационного совета Д 053.16.13 к.т.н., доцент

М

И.Г.Буре

US-W.U-Pb, о

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы. В большинстве стран действуют законы, предписывающие обязательное использование корректоров коэффициента мощности (costp) и гармонического состава потребляемого тока на входе импульсных источников вторичного электропитания (ИВЭП) с выходной мощностью свыше 300 Вт, а в США и Канаде - свыше 75 Вт..

Повышение требований к форме потребляемого тока объясняется не столько стремлением улучшить электромагнитную совместимость промышленной сети, сколько требованиями пожаробезопасное™. Эти требования вызваны негативными последствиями существенно нелинейного тока потребления импульсных ИВЭП от сети, что приводит к увеличению тока в нейтральном проводе до величины, превышающей действующие значения токов в линейных проводах.

Несмотря на то, что в России нет закона об обязательном использовании корректоров коэффициента мощности, именно случаи возгорания явились причиной отказа ЗАО "Связь инжиниринг"—генерального поставщика стоек бесперебойного электропитания сотовой сети связи БИ ЛАЙН, от ранее применяемых блоков питания и выработать требования для АОЗТ "ММП - ИРБИС" на разработку нового поколения AC/DC ИВЭП с корректором коэффициента мощности на входе и рядом необходимых функциональных особенностей.

Функционально разработанный ИВЭ11 состоит из двух законченных узлов: корректора коэффициента мощности и преобразователя постоянного напряжения в постоянное.

Источники бесперебойного электропитания с необслуживаемыми аккумуляторными батареями широко используются в стационарных и локальных системах электропитания.

Резкое увеличение производства источников бесперебойного электропитания обусловлено непрерывно возрастающим выпуском средств вычислительной техники и телекоммуникационных систем связи. Кроме того, в связи с практически повсеместным принятием концепции построения распределенных систем электропитания, . в которых источники бесперебойного электропитания создают промс-

жуточную шину постоянного тока для локальных DC/DC преобразователей, рост их потребности происходит в еще большей степени.

Источники бесперебойного электропитания являются материале- и электроемкими устройствами. Поэтому, удельные массо-объемные характеристики источников бесперебойного электропитания во многом определяют эксплуатационные показатели стационарных и локальных систем электропитания, в составе которых они функционируют.

Повышение удельных массо-объемпых характеристик источников бесперебойного электропитания традиционно достигается увеличением частоты коммутации преобразователей электроэнергии до желаемых единиц мегагерц. Это, в свою очередь, требует решения специфических конструктивных и технических проблем, связанных с отказом от объемных конструкций, использованием плоских реактивных компонентов, печатных плат на металлической основе и технологии поверхностного монтажа.

Однако, эти мероприятия позволяют только уменьшить перегрев компонентов и конструкции благодаря организации эффективного отвода рассеиваемой мощности потерь. При этом сами потери возрастают с увеличением частоты коммутации преобразователей электроэнергии. Особенно резко возрастают коммутационные потери.

Теории и нракшке создания современных микроэлсктронных, надежных, экономичных и с высокими эксплуатационными характеристиками сетевых пре-обрачопатедей для стационарных и докши.ных систем электропитания уделяется большое внимание, что отражается в периодических изданиях, монографиях, материалах конференций и семинаров и т.п.

Решение данной научно-практической проблемы на основе применения более современной элементной базы, создания новых перспективных схемотехнических и конструктивно-технологических решений является актуальным и на сегодняшний день.

Цель работы заключается в создании нового поколения высокочастотных транзисторных преобразователей напряжения сети для стационарных и локальных

систем электропитания на основе теоретического анализа, моделирования и рачра-ботки высокоэффективных преобразователей электроэнергии и экспериментальных исследований.

Основные задачи, решенные в работе для выполнения поставленной цели:

» проведены теоретический анализ, моделирование и экспериментальная проверка предельных возможностей и оптимальных сочетаний основных технических показателей повышающих преобразователей (регуляторов) постоянного напряжения в постоянное;

• на основе анализа патентной ситуации в области уменьшения влияния коммутационных потерь на суммарные тепловые потери в преобразователях электроэнергии, разработана схема, без активных элементов, позволяющая выделить с помощью реактивных элементов всю энергию коммутационных потерь, возникающих в преобразователях, преобразовать ее в однополярную, аккумулировать в реактивном накопителе электроэнергии и затем передать в нагрузку;

■ исследованы процессы переключения и установившийся режим работы полумостового высокочастотного преобразователя напряжения (ВПН) с резонансным переключением; получены необходимые расчетные соотношения и разработана методика его проектирования;

• выполнена энергетическая оптимизация полумостового ВПН с резонансным переключением;

• выработаны рекомендации по выбору элементов полумостового ВПН с резонансным переключением;

" проведена экспериментальная проверка результатов теоретического анализа и практических реализаций.

Методы исследования Научные положения работы получены на основе теории электрических цепей, математического анализа, аналогового и цифрового моделирования. Достоверность научных результатов, изложенных в работе, обеспечена корректным применением математических методов, использованием различных способов решения одной и той же задачи, схемотехническим моделировани-

ем, а также экспериментальными исследованиям« разработанных преобразователей.

Научная новизна результатов разработки высокочастотных транзисторных преобразователей напряжения для стационарных и локальных систем электропитания заключается в следующем:

• сформулированы и получены условно оптимальные сочетания основных технических показателей повышающих преобразователей постоянного напряжения в постоянное;

" предложена новая индуктивно-емкостно-диодная цепь транзита энергии всех видов коммутационных потерь в нагрузку для повышающего, понижающего и инвертирующего преобразователей постоянного напряжения в постоянное;

• получены аналитические соотношения, описывающие резонансные процессы переключения и установившийся режим работы плумостового высокочастотного преобразователя напряжения с резонансным переключением;

■ определены условно оптимальные условия энергетической оптимизации полумостового высокочастотного преобразователя напряжения с резонансным переключением.

Практическая ценность работы состоит в том, что:

" получены расчетные аналитические выражения для выбора условно оптимальных номиналов основных элементов повышающего преобразователя;

• разработана модель предложенной индуктивно-емкостно-диодной цепи транзита энергии коммутационных потерь в повышающем преобразователе, позволяющая по заданным условиям выбрать параметры элементов схемы

■ разработана методика расчета параметров основных элементов полумостового высокочастотного преобразователя напряжения с резонансным переключением;

■ получены расчетные соотношения для выбора условно оптимальных параметров основных элементов полумостового преобразователя напряжения с резонансным переключением;

■ разработанные и выпускаемые серийно преобразователи для стационарных и локальных систем электропитания, выполненные на основе предложенных моделей и расчетных соотношений, подтвердили правильность теоретических предложений, принятых в диссертации.

()сш>и1ц.10 11 (I(»ко!11!я, «ыносимые па защиту:

• разработка более эффективных высокочастотных преобразователей с уменьшенными статическими и коммутационными потерями в элементах силовой части устройства;

" новая индуктивпо-емкостпо-диолная цепь транзита энергии всех видов коммутационных потерь в нагрузку для повышающего преобразователя;

■ полученные аналитические соотношения расчета резонансных и электромагнитных процессов в полумостовом высокочастотном преобразователе с резонансным переключением;

■ полученные оптимальные условия энергетической оптимизации полумостового высокочастотного преобразователя с резонансным переключением;

• оригинальные устройства для стационарных и локальных систем электропитания, выпускаемые серийно.

Реализация результатов работы. Результаты работы использованы в АОЗТ «ММП-Ирбис» при разработке, испытаниях и производстве высокочастотных преобразователей напряжения на выходные мощности от 300 до 1200 Вт для источников и стационарных и локальных систем бесперебойного электропитания. Разработанные источники питания выпускаются АО "ММП-Ирбис" серийно и применяются в разнообразной функциональной аппаратуре, разрабатываемой и выпускаемой более чем двадцатью предприятиями России и СНГ. Эффективность их использования подтверждена соответствующими актами внедрения.

Апробация работы. Основные положения работы и отдельные ее результаты докладывались автором и обсуждались на: конференции молодых специалистов

НИИ радиокомпонентов Москва, 1983г.; семинаре Ассоциации "Электропитание" "Источники вторичного электропитания с частотно-импульсной модуляцией. Практика разработки", Москва, 1991г.; целевом семинаре Ассоциации "Электропитание" "Элементная база для источников вторичного электропитания", Севастополь, 1992г.; научно-технической конференции «Электротехнические комплексы автономных объектов. Паука, производство, образование (ЭКАО-99)», МЭИ, Москва, 1999г.

Публикации. По результатам диссертации лично и к соавторстве опубликовано 10 печатных работ.

Структура и объем работы. Диссертация состоит из введения, пяти глав и заключения, изложенных на 124 страницах машинописного текста, иллюстрированного 85 рисунками на 58 страницах, списка литературы, включающего 101 источник на 10 страницах.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обоснована актуальность разработки и исследований нового поколения высокочастотных трапчисторных преобразователей напряжения сети для стационарных и локальных систем электропитания на основе теоретического анализа, моделирования и создания высокоэффективных преобразователей электроэнергии. Сформулированы цель работы и задачи исследований, представлены положения, выносимые на защиту, показана их научная новизна и практическая ценность.

В первой главе проведена оценка влияния активных потерь в основном дросселе и силовом ключе на основные показатели повышающего преобразователя. Полученные соотношения позволят выбрать для преобразователя более предпочтительные соотношения между КПД, максимальным коэффициентом передачи и диапазоном регулирования. Проведен анализ повышающего регулятора без учета цепей транзита энергии коммутационных потерь в нагрузку. На рис.1 показана зависимость коэффициента передачи регулятора от коэффициента регулирования при различных добротностях основного дросселя. Обозначено: ось X— нормированный коэффициент регулирования (0—100), соответствует 13=0—1; ось У—

добротность основного дросселя <3=200, 150, 100, 50; ось Ъ— коэффициент передачи регулятора 0—10. На рис.2 приведена зависимость коэффициента передачи регулятора (0—11) от КПД (0—1) при добротностях основного дросселя <3=200, 100, 50. Рабочая область регулятора при КПД<0.5.

Показано, что при учете потерь в цепи нагрузки, разность обратных величин КПД и коэффициента, учитывающего активные потери в цепи нагрузки (КПД нагрузки), должна быть больше величины обратной суммы активных проводимостей основного дросселя и силового ключа отнесенной к сопротивлению нагрузки.

Показано, что при выбранной добротности основного дросселя, максимальной величине произведения коэффициента передачи на КПД регулятора соответствует предпочтительное сочетание значений коэффициента передачи и минимальной величины КПД регулятора. При этом условия, обеспечивающие максимальную величину произведения коэффициента передачи на КПД и коэффициента регулирования на КПД, практически совпадают.

Доказано, что коэффициенты передачи при т} > 0.5 и т) < 0.5 практически одинаковы, если их величины численно равны половине корня квадратного из добротности основного дросселя.

Во второй главе рассмотрена пассивная ЬСО-цепь для транзитной передачи коммутационных потерь в повышающем регуляторе в нагрузку. При этом существенно уменьшаются все основные коммутационные потери: потери, связанные с

11.11.18)

Рис.1

Рис.2

этапом восстановления обратного сопротивления силового диода с учетом его емкости; потери при включении силового транзистора, связанные с этапом увеличения тока при полном напряжении; потери при выключении силового транзистора, связанные с этапом увеличения напряжения при полном токе.

На рис.3 представлена схема повышающего регулятора с пассивной ЬСБ-цепью транзита коммутационных потерь в нагрузку.

УЭО—основной диод повы шающего регулятора. Диод УЭ1 и конденсатор С2 образуют известную СБ-цепь, обеспечивающую уменьшение коммутационных потерь при выключении транзистора. Приведены соотношения, позволяющие выбрать величину С2. С1—аккумулирующий конденсатор. В момент включения транзистора энергия, накопленная в конденсаторе С2 передается в конденсатор С1 через диод УНУ! и открытый транзистор. В момент следующего переключения транзистора энергия, накопленная в конденсаторе С1 передается в нагрузку через диод УШ. Таким образом, практически вся энергия, которая была бы рассеяна в пассивных цепях, заранее отведена в промежуточный накопитель, а затем—в аккумулирующий.

Для уменьшения коммутационных потерь, вызванных бросками токов, в том числе и током восстановления обратного сопротивления силового диода с учетом его емкости, использован дроссель с дополнительной обмоткой. Индуктивности обмоток этого дросселя на порядок меньше индуктивности основного дросселя. Бросок тока, например при восстановлении обратного сопротивления диода УБО, трансформируется из обмотки "ИМ в обмотку \У2 и через диод УЕМ подзаряжает

аккумулирующий конденсатор С1. В момент передачи энергии из конденсатора С2 в С1 образуется резонансная цепь И, С1, С2.

Приведены условия, позволяющие выбрать величины СI и С2. На рис.4 показаны токи в схеме повышающего преобразователя с ЬСЭ-цепью транзита коммутационных потерь.

3.8Ч563Й1

-0.65337Й

1(02) • 1(01) » 1(1в)

Ч.0йт-

-0.5Й

. 1(03) • 1(11)

Ч.0Й

5Е1» -0.1Й + 1.898вв . 1(05)

Ч.902И5

Ч.998Ш8

1.91898

Ч.ЗНвэ

Т1в« Рис.4.

Токи, представленные на рис.4, соответствуют следующим токам в элементах схемы рис.3: 1(Ш)=1(УОО); 1(02)=1(УШ); 1(03)=1(У02); 1(04)=1(У03); 1(Э5)=1(\,04). На рис.4а—4в в качестве опорного тока использован ток основной индуктивности. На рис.4а ток диода 02 имеет «всплеск». В этот момент транзи-

стор закрывается и ток основной индуктивности протекает через конденсатор С2, заряжая его. Ток через диод D1 по времени не совпадает с началом "спада" тока через основную индуктивность. Эта задержка связана с тем, что на этом этапе ток основной индуктивности замыкается через конденсатор С1 и диод D5. Энергия, аккумулированная в конденсаторе С1, передается в нагрузку.

На рис.4б первый «всплеск» тока диода D3—это передача энергии в конденсатор С1. Второй всплеск тока—передача энергии в нагрузку через диод D4. На рис.4в ток диода D4—это сумма токов разряда конденсатора СI и тока через диод D3. На рис.4г ток диода D5—в момент включения транзистора ток отключения диода D1, протекающий через обмотку вспомогательного дросселя, трансформируется во вторичную обмотку и подзаряжает конденсатор С1.

Приведены схемы включения предложенной LCD-цепи в различные схемы регуляторов.

В третьей главе рассмотрен высокочастотный полумостовой преобразователь напряжения (ВИН) с резонансным переключением, схема силовой части которого представлена на рис.5. На рис.6 приведены временные диаграммы управляющих напряжений на затворах транзисторов VT1 и VT2.

Рис.5

tlyl

1)у2

Ы (1 In Т

Рис.6

Время задержки 1з необходимо для резонансного перезаряда выходных емкостей транзисторов энергией, накопленной в индуктивности рассеяния трансформа-

тора или в установленной дополнительно индуктивности, обеспечивая тем самым режим переключения при нуле напряжения (ПНН).

В результате анализа процесов переключения транзисторов преобразователя получены выражения для определения мощности, рассеиваемой в транзисторе \Т2 при выключении и времени задержки, на которое необходимо настраивать схему управления преобразователя для обеспечения режима ПНН:

р - ' Г , ^ | 4ЦсСт к^213Ст

48 Ст 2 Д/„ 2

При анализе установившихся процессов в преобразователе получено соотношение для максимального значения коэффициента заполнения импульсов из условия равенства напряжения, прикладываемого к транзисторам и выпрямительным диодам при минимальном входном напряжении, соответствующему при максимальном входном напряжении:

й.

— № п япх Ц П шм п

П т»|

П 2 - II 1

" П щи П тт

В случае выбора £>„,„ по этому выражению напряжение, прикладываемое к транзисторам и выпрямительным диодам будет минимально возможным. Действующее значение токов через транзисторы \ПГ1 и УТ2:

Действующее значение тока в первичной обмотке трансформатора: /„, = 2/„ /5 ■ ф + Ь2/(4$^Ъ). гле Ь = Д/„ / /„

На основании полученных расчетных соотношений разработана методика проектирования полумостового преобразователя напряжения при условии обеспечения режима переключения при нуле напряжения.

Для случая соизмеримости времени задержки и периода рабочей частоты преобразователя получены соотношения для расчета его параметров с учетом времени задержки.

Выработаны рекомендации по выбору элементной базы полумостового преобразователя с резонансным переключением.

Результаты моделирования процессов в преобразователе показали хорошее совпадение с теоретическими расчетами и экспериментальными исследованиями промышленных образцов.

В четвертой главе произведена энергетическая оптимизация полумостового преобразователя напряжения с резонансным переключением. Действующие значения токов через транзисторы н первичную обмотку трансформатора в полумостовом ВПН (рис.5) зависят от отношения амплитуды тока намагничивания к пересчитанному в первичную обмотку току нагрузки.

С другой стороны, из условия обеспечения режима переключения при нуле напряжения, требуемое значение амплитуды тока намагничивания увеличивается при увеличении напряжения питания, или расширении диапазона изменения входного напряжения, при котором обеспечивается режим ПНН.

Режим ПНН практически сводит к нулю потери при переключении транзисторов, однако, с ростом амплитуды тока намагничивания увеличиваются потери в состоянии проводимости в транзисторах и в первичной обмотке трансформатора. Поэтому, в зависимости от конкретного сочетания параметров преобразователя, может так случиться, что степень роста потерь, обусловленных увеличением действующих значений токов через транзисторы и трансформатор, будет превышать степень уменьшения потерь, определяемых разрядом выходной емкости транзистора при его включении.

Иными словами, на практике это означает, что может существовать оптимум между значением амплитуды тока намагничивания и диапазоном изменения входного напряжения, при котором обеспечивается режим ПНН.

Допустим, что режим IIIIII обеспечивается не при иптах, а при каком-то

меньшем значении ит, т.е. при ип > 11 ,п , в транзисторе будут иметь место потери при разряде его выходной емкости в момент включения.

Суммарная мощность потерь в первичной цепи силовой части преобразователя:

с.и* г ,

2 ■ 0 - Д„1п)2 ^ + 48-СТ

т'иПт*х V ,2 г »'•£/? Г'* -'с-У

•£> - 22

шт +-

Р У'2 т 7/тах Л п \ г.Л.1'г.П . + КП2 'Н г г, „ V итт)+Г1 Ц 'н итт О-/ •/„

48-СГ

от2 - и2

1 +

/7тах

48-22-г2.^

тт у

где т~ит/иптзх

Если определить частную производную суммарной мощности потерь по переменной М , приравнять ее нулю и решить линейное алгебраическое уравнение относительно ТП , то можно определить ее значение, при котором потери в преобразователе будут минимальными:

V г,

, 0 /' ■

Л™» ./2

а»-" 0-4-.Г'1 ^ +

^Лпмх 'л/Дп

Гели мри проскгирошшни преобразователя первостепенное значение имссг его энергетическая эффективность, то в методике расчета полумостового ВПН (глава 3), значение амплитуды тока намагничивания необходимо определять из

условия А//( = • У 11тк / 7., при подстановке Ш , полученного при решении

уравнения.

Вместе с тем, необходимо помнить, что в случае проектирования ВГИI с использованием метода энергетической оптимизации, возрастают излучаемые и кон-дуктивные помехи, создаваемые преобразователем.

В пятой главе проведено экспериментальное подтверждение и показана практическая реализация теоретических результатов. Проведенные в работе исследования и полученные новые научные результаты легли в основу разработки и серийного производства в АОЗТ «ММП—Ирбис» двух типов источников питания, включающие 9 типономинапов.

Блоки питания типа МПК300 производятся в АОЗТ "ММП—Ирбис" и поставляются более чем десяти предприятиям РФ. К настоящему времени произведено и поставлено несколько сотен блоков питания, которые хорошо зарекомендовали себя при эксплуатации в серийных и опытных образцах функциональной аппаратуры. Ниже приведены основные технические характеристики блока МПК300

Входное напряжение, В 260- 340

Выходное напряжение, В 5 12 15 27

Максимальный ток нагрузки, А 40 25 20 11

Пульсации выходного напряжения р-р, мВ 100 100 100 100

Нестабильность выходного напряжения, % ±2.5 ±2 ±2 ±2

Ослабление выходной пульсации на частоте 100 Гц 400 300 300 200

Температура окружающей среды, С -40 - +70

Габаритные размеры, мм 151 х 91 х 24

Блок питания типа МПС 600 представляет собой преобразователь МПК 600 с корректором коэффициента мощности KMC 600 на входе и спроектирован с уче-

том его использования при построении источников бесперебойного питания для стационарных и локальных систем электропитания.

С этой целью в преобразователь введена схема реализации системных требований, которая решает следующие задачи: возможность параллельной работы блоков с принудительным выравниванием токов; ограничение тока заряда аккумуляторов при работе с батареями в буфере; селективная защита от перенапряжений на выходе преобразователей; сигнализация нормальной и аварийной работы и выдача гальванически развязанного сигнала об аварии источника питания; включение и выключение преобразователя внешним, сигналом малой мощности; дополнительный источник постоянного напряжения 12 В для вентилятора; регулировка выходного напряжения в пределах ±15 %; формирование на выходной характеристике участка работы в режиме генератора тока; вход для подключения контроллера температурной компенсации выходного напряжения при работе с аккумулятором; возможность подключения обратной связи с нафузки.

Применение современной элемен тной базы и технологии производства позволили получить подтвержденную наработку на отказ блока питания свыше 200 ООО часов. К настоящему времени в сети сотовой связи БИ ЛАЙН эксплуатируется более двух тысяч блоков питания типа КМС600 - МП Кб 00 в течение двух с половиной лет.

Невысокая цена и высокие технические характеристики блока питания, определяют его широкое применение в различной функциональной аппаратуре. Данный источник питания незаменим при разработке современных распределенных стационарных и локальных систем электропитания для создания промежуточной шины постоянного тока, от которой запитываются менее мощные DC/DC преобразователи.

Основные характеристики_KMC 600:

Входное напряжение/частота, В/Гц ~ 220(+15%;-20%) / 50 (±5%)

Выходное напряжение/ток, В/А = 375—390 /1,8

КПД, % 92

Коэффициент мощности, не менее, % 0,98

Максимальная масса, г Габаритные размеры, мм Основные характеристики

МПК 600:

140 х 135x53

Диапазон изменения входного напряжения, В = 350 - 400

Ряд выходных напряжений/токов, В/А 24/25; 27/22,2; 48/12,5;

54/11,1; 67/9.

Суммарная нестабильность выходного напряжения, не более, % Пульсации выходного напряжения, мВ КПД, не менее, % Максимальная масса, г Габаритные размеры, мм

±3

93

50

560

140 х 135x53

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Выполненные исследования и разработка высокочастотных преобразователей напряжения для ссщшшаримч и локальных с наем электропитания позволили обосновать научные положения и получить практические результаты, которые сводятся к следующему:

1. Сформулированы и получены условно оптимальные сочетания основных технических показателей повышающих преобразователей постоянного напряжения в постоянное;

2. Получены расчетные аналитические соотношения, позволяющие выбрать условно оптимальные номиналы основных элементов повышающего преобразователя;

3. Предложена новая индуктивно-емкостно-диодиая цепь транзита энергии всех видов коммутационных потерь в нагрузку для повышающего, понижающего и инвертирующег о преобразователей постоянного напряжения в постоянное;

4. Разработана модель предложенной индуктивно-емкостно-диодной цепи транзита энергии коммутационных потерь в повышающем преобразователе, позволяющая по заданным условиям выбрать параметры элементов схемы;

5. Получены аналитические соотношения, описывающие резонансные процессы переключения и установившийся режим работы плумостового высокочастотного преобразователя напряжения с резонансным переключением;

6. Разработана методика расчета параметров основных элементов полумостового высокочастотного преобразователя напряжения с резонансным переключением;

7. Определены условно оптимальные условия энергетической оптимизации полумостового высокочастотного преобразователя напряжения с резонансным переключением.

8. Получены расчетные соотношения для" выбора условно оптимальных параметров основных элементов полумостового преобразователя напряжения с резонансным переключением;

9. Разработанные и выпускаемые серийно преобразователи, выполненные на основе предложенных моделей и расчетных соотношений, подтвердили правильность теоретических предложений, принятых в диссертации.

10. Сравнительный анализ промышленных преобразователей с зарубежными аналогами показал, что они не уступают им по основным электрическим и механическим характеристикам, но в 2-3 раза дешевле.

Основные результаты работы отражены в следующих публикациях:

1. Кастров М.Ю. Высокочастотный преобразователь напряжения с «мягким» переключением.//Научно-техническая конференция «Электротехнические комплексы автономных объектов. Наука, производство, образование (ЭКАО-99)»: Тез. докл.—М.: МЭИ, 1999,—с.99-100.

2. Кастров М.Ю. Конвертор корректора коэффициента мощности.//Научно-техническая конференция «Электротехнические комплексы автономных объектов. Паука, производство, образование (ЭКЛО-99)»: Тез. докл.—М.: МЭИ, 1999,— с. 101 -102.

3. Кастров М.Ю. и др. Пассивные схемы уменьшения коммутационных потерь в повышающем преобразователе корректора коэффициента мощно-сти.//Научно-тсхническая конференция «Электротехнические комплексы авто-

20 i

/

номных объектов. Наука, производство, образование (ЭКАО-99)»: Тез. докл.—М.: МЭИ, 1999.—с.77-78.

4. Кастров М.Ю. и др. Новое поколение российских сетевых источников вторичного электропитания.//Научно-техническая конференция «Электротехнические комплексы автономных объектов. Наука, производство, образование (ЭКАО-99)»: Тез. докл.—М.: МЭИ, 1999.—с.91 -92.

5. Лукин A.B., Кастров М.Ю. Полумостовой преобразователь напряжения с резонансным переключением .//Электроника: Наука, Технология, Бизнес, 1998.— Вып.2.—с.31-34.

6. Лукин A.B., Кастров М.Ю., Герасимов A.A. Новый сетевой источник для систем бесперебойного электропитания.//Электроника: Наука, Технология, Бизнес, 1999.—Вып.4.—с.35-37.

7. Лукин A.B., Кастров М.Ю., Квазирезонансные преобразователи напряжения.// Электропитание: Научно-технический сб./ Под ред. Ю.И.Конева.-Ассоциация "Электропитание". 1993.-Вып.2.-с.24-37.

8. Кастров М.Ю., Лукин A.B., Александров A.A. Миниатюрный источник вторичного электропитания с высокими эксплуатационными характеристиками.// Электронная техника. СерЛО. Микроэлектронные устройства, !991.-Вып.4(88).-с.23-25.

9. Кастров М.Ю., Лукин A.B. Нерегулируемый квазирезонансный преобразователь напряжения с переключением при нуле напряжения.// Источники вторичного электропитания с частотно-импульсной модуляцией. Практика разработки: Сб. докл. - М.: Ассоциация "Электропитание", 1991. - с.43 - 48.

10. Кастров М.Ю., Лукии A.B. Промышленный образец ИВЭШ/ Источники вторичного электропитания с частотно-импульсной модуляцией. Практика разработки: Сб. докл. - М.: Ассоциация "Электропитание", 1991. - с.37 - 42.

11. Кастров М.Ю. и др. Двухканальный малогабаритный ИВЭП малой мощ-ности.//Электронная техиика.Сер. Радиодетали и радиокомпоненты, 1988.— Вып.4,—с.81-83.

Печ. л. _Тираж ¡QQ Заказ

Типография МЭИ, Красноказарменная, 13.