автореферат диссертации по электротехнике, 05.09.12, диссертация на тему:Разработка и исследование высокочастотных преобразователей постоянного напряжения резонансного типа для питания бытовых устройств индукционного нагрева

МОСКОВСКИЙ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ ИНСТИТУТ (ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ)

На правах рукописи

ГРИШ АН ИН А Оксана Евгеньевна

РАЗРАБОТКА И ИССЛЕДОВАНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ РЕЗОНАНСНОГО ТИПА ДЛЯ ПИТАНИЯ БЫТОВЫХ УСТРОЙСТВ ИНДУКЦИОННОГО НАГРЕВА.

Специальность 05.09.12 - Силовая электроника

Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук

кандидат технических наук, доцент В. В. Попов

Научный руководитель -

Москва 1998

ОГЛАВЛЕНИЕ

стр.

ВВЕДЕНИЕ ........................... . 5

1. ОБЗОР СХЕМ ИПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ПОСТОЯН НОШ НАПРЯЖЕНИЯ РЕЗОНАНСНОГО ТИПА, ИСПОЛЬЗУЕМЫХ В СХЕМАХ ДЛЯ ИНДУКЦИОННОГО НАГРЕВА. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ..............................13

1.1. Плоский индуктор как нагрузка преобразователя частоты. . ... 13

1.2. Основные схемы преобразователей................18

1.3. Способы регулирования выходной мощности...........47

1.4. Методы анализа и моделирования преобразователей. ...... 53

1.5. Постановка задачи.......................55

2. ВЫБОР ВАРИАНТА СХЕМОТЕХНИЧЕСКОГО РЕШЕНИЯ СИНТЕЗ БЛОК-СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ..............57

2.1. Основные требования, предъявляемые к преобразователю.....57

2.2. Особенности выбранного варианта схемотехнического решения. . 59

2.2.1. Достоинства и недостатки. . ................59

2.2.2. Система «индуктор - нагрузка» как элемент резонансного контура. Эквивалентная схема замещения, определение ее параметров.........................64

2.2.3. Зависимость параметров эквивалентной схемы замещения от зазора между индуктором и нагрузкой и диаметра нагреваемого тела. ........................70

2.3. Транзисторный ключ - основной элемент преобразователя.....73

2.3.1. Математическая модель, описывающая работу преобразователя

за период частоты коммутации силового ключа. . . . . . . .73

2.3.2. Оценка граничных режимов работы силового ключа в

полном диапазоне изменения нагрузки............81

2.3.3. Выбор типа силового транзистора............83

2.4. Разработка блок - схемы системы управления преобразователем. . . 87 2.4.1. Общие требования к системе управления преобразователем.

Возможные пути решения задачи. ...... ...... 83

2.4.2. Синтез блок - схемы СУ, регулирующей величину тока силового ключа. ................88

2.4.3. Синтез блок - схемы СУ, регулирующей длительность проводящего состояния силового ключа.........94

2.4.4. Возможные способы регулирования выходной мощности

для рассмотренных вариантов СУ...........96

2.4.5. Выбор оптимального варианта структурной схемы. . . . . 97 2.5. Выводы по главе. . ....... . ...... 98

3. ПРАКТИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ УЗЛОВ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ.

3.1. Синтез драйвера силового транзистора. ... ...... 100

3.2. Определение и синтез логической функции сигналов, поступающих

на ДСТ. Практическая реализация.................104

3.3. Варианты построения У И ОН . Практическая реализация. . . . 109

3.4. Усилитель - ограничитель. Практическая реализация.....114

3.5. Детектор нуля сетевого напряжения. Блок принудительного включения. Практическая реализация...............117

3.6. Блок регистрации режима холостого хода. . . ..... 122

3.7. Выводы по главе..............128

4. АНАЛИЗ РАБОТЫ УСТРОЙСТВА............130

4.1. Цели анализа. .................130

4.2. Возможности программы расчета. Основные расчетные соотношения 132

4.3. Анализ работы преобразователя при нагреве объекта с диаметром основания, равным диаметру индуктора, для различных значений зазора и величины емкости конденсатора колебательного контура. , 139

4.4. Анализ работы преобразователя при нагреве объектов разног о диаметра для различных значений зазора и величины емкости конденсатора колебательного контура........145

4.5. Анализ влияния работы преобразователя на питающую сеть . . 149

4.6. Регулирование мощности в нагрузке. ........153

4.7. Выводы по главе............156

5. ИСПЫТАНИЯ И ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ . 158 5.1. Основные расчетные соотношения. Методика измерения мощности

в нагрузке................158

5.2. Основные результаты испытаний опытных образцов . . . . 159

5.3. Сравнительный анали з рабочих характеристик индукционной и электрической конфорки при работе с различными нагрузками. . 161

5.4. Выводы по главе. ..............166

ЗАКЛЮЧЕНИЕ...................168

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ.............172

ПРИЛОЖЕНИЕ 1. Распечатка программы расчета граничных режимов силового ключа при изменении нагрузки от максимальной до холостого

хода..................179

ПРИЛОЖЕНИЕ 2, Распечатка программ расчета характеристик преобразователя : в установившемся режиме, без учета и с учетов входного

LC - фильтра. ...... . . . ... . 185

ПРИЛОЖЕНИЕ 3. Высокочастотный преобразователь для питания

кухонной индукционной плиты. .......... 202

ПРИЛОЖЕНИЕ 4. Материалы по внедрению результатов работы. . 212

ВВЕДЕНИЕ

Современные бытовые приборы должны обладать такими качествами как: простота, высокая надежность, экономичность, удовлетворять существующим стандартам на уровень помех, вносимых в сеть, иметь высокий коэффициент мощности.

Используемые в настоящее время электрические плиты нахального типа наряду с простотой конструкции имеют ряд существенных недостатков: низкая эффективность процесса нагрева, связанная с тем, что КПД у таких плит не превышает ( 40 - 50 ) %, а при уменьшении диаметра нагреваемого гела, он становится еще ниже [ 31, 49 ]; инерционность процесса, связанная с наличием аккумулятора тепла; наличие раскаленной спирали ( температура которой достигает 500 - 1000 °С [ 37, 49 ] ) ведет к выжиганию кислорода воздуха и повышению температуры окружающей среды.

В промышленности широко применяются другие способы нагрева, в частности, индукционный нагрев металлов, основанный на поглощении ими энергии электромагнитного поля, создаваемого переменным электрическим током, протекающем по проводнику определенной конфигурации - индуктирующему проводу. При этом частота работы преобразователей для питания индукционных установок зависит от электромагнитных свойств материалов, размеров нагреваемого гела и мощности, которую необходимо обеспечить в нагрузке. При нагреве кухонной посуды с дном из тонкого стального листа для обеспечения мощности в нагрузке 1 кВт ( стандартная мощность потребления одной конфоркой ) диапазон рабочих частот лежит в пределах от 10 кГц и выше. А в соответствии с ГОСТ для бытовых приборов, частота преобразования должна

быть либо ниже 20 кГц ( что является нежелательным, т. к. это способствует возникновению слышимых механических колебаний ), либо свыше 35 кГц.

Увеличение частоты коммутации полупроводниковых приборов, в свою очередь, определяется элементной базой, принципами и схемотехникой преобразования, уровнем технологии и другими факторами. Благодаря высоким темпам развития современной полупроводниковой элементной базы появилась возможность создания бытовых м ало га б ар итн ы х устройств индукционного нагрева. Сейчас одним из перспективных направлений является разработка и производство кухонных индукционных плит ( КИП ), первые образцы которых появились на западном рынке несколько лег тому назад [ 37 - 39, 49, 66 - 70 ].

Особая сложность при разработке преобразователя для кухонной индукционной плиты состоит в изменение п ери о ди ческого режима его работы, связанное, прежде всего, с изменением нагрузки индуктора. Причем, в отличие от промышленных установок, изменение нагрузки связано не с изменением электромагнитных свойств материалов из-за роста температуры, а с использованием нагрузки с различным диаметром основания и формой дна. Изменение нагрузки может привести к перенапряжениям на ключевых полупроводниковых элементах и повлечь за собой их выход из строя. Все более широкое применение транзисторных преобразователей ( а именно, транзисторных преобразователей постоянного напряжения ( ППН ) резонансного типа, имеющих ряд достоинств по сравнению с другими типами ППН, например, меньшие уровни излучаемых и передаваемых в сеть и потребителю радиопомех ) требуют решения таких вопросов, как обеспечение необходимой надежности путем введения запасов по току и напряжению для си-

ловых транзисторов или введения специальных схем защиты полупроводниковых приборов от сверхтоков и перенапряжений.

Требования по увеличению частоты можно удовлетворить или с помощью специальных схемотехнических решений ( например, схемы инверторов с делением времени и инверторы с умножением частоты | 29 ] ), или применением новых типов полупроводниковых приборов.

Используемые в настоящее время мощные полностью управляемые полупроводниковые приборы - полевые транзисторы ( MOSFET ), биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT ) со встроенным обратным диодом или без него, запираемые тиристоры с МОП - управлением, «интеллектуальные силовые интегральные схемы и модули на базе MOSFET и IGBT [ 30, 42, 47, 51, 53, 54, 61 ] - обладают высокими динамическими свойствами, имеют малые коммутационные потери, что позволило увеличить частоту переключения.

Однако несмотря на постоянное совершенствование отдельных компонентов и, в частности, силовых электронных ключей, повышение частотного барьера вызывает у разработчиков значительные трудности. Главными препятствиями для повышения частоты являются следующие: пропорциональный частоте рост динамических потерь мощности в ключевых элементах и увеличение значений dl/dt и du/dt коммутируемых этими элементами токов и напряжений. Последнее, кроме «ужесточения» требований к частотным свойствам ключевых элементов, осложняет также проблему обеспечения электромагнитной совместимости как между элементами схемы, так и между преобразователями и аппаратурой, объединенными в общую электросистему. Один из путей преодоления

этих препятствий - формирование безопасной траектории переключения за счет совершенствования диссипативных демпфирующих устройств. Однако, применение ШХ-цепей при повышении рабочих частот ограничено из-за роста потерь мощности в них самих и снижения КПД преобразователя в целом. Использование ЬСВ-цепей позволяет сформировать безопасную траекторию на более высоких частотах и с меньшими потерями. Однако дальнейший рост рабочей частоты ограничен условием сохранения режима ШИМ и квазипрямоугольности токов и напряжений в силовой цепи [ 43, 46, 50 |.

При увеличении частоты преобразования устранить указанные недостатки можно только путем организации в преобразователе естественных электромагнитных процессов, при которых формируются плавные формы токов ( или напряжений ) на полупроводниковых приборах, а их коммутация происходит при токе ( напряжении), равном или близком к нулю. Это возможно при включении в силовую цепь переменного или постоянного тока резонансного контура либо использованием на сравнительно низких частотах преобразования уже имеющихся конденсаторов и дросселей входного или выходного фильтров, а на высоких частотах -«паразитных» емкостей и индуктивное гей компонентов, входящих в схему преобразователя.

Идеальными условиями переключения силового ключа являются включение при нуле напряжения и выключение при нуле тока. Эти условия частично реализовались в резонансных инверторах, что позволяло максимально использовать частотные свойства тиристоров. Основной недостаток резонансных преобразователей первого поколения состоял в том, что реактивные элементы резонансных цепей существенно ухудшали массогабаритные показаге-

ли. Однако с ростом частоты объемы реактивных элементов уменьшаются, и их влияние на удельные массогабаритные показатели преобразователей на высоких частотах становится незначительным.

С созданием быстродействующих силовых транзисторов появилась возможность существенно повысить частоту преобразования на основе схем, близких по топологии к классическим схемам резонансных инверторов. Перспективными транзисторными преобразователями являются преобразователи постоянного напряжения (ППН) резонансного типа, имеющие ряд достоинств по сравнению с другими типами ППН [ 50 ], например, меньшие уровни излучаемых и передаваемых в сеть и потребителю радиопомех. Уровень электромагнитных помех, генерируемых ППН на основе транзисторного резонансного преобразователя, намного ниже, чем у ППН на основе инвертора напряжения [ 48 ], хотя при отсутствии в схеме помехоподавляющих фильтров он может превышать допустимый [ 22 ]. Однако в этом случае значительно проще разработать требуемый фильтр радиопомех [ 16 ], так как помехи имеют быст-роспадающий узкий спектр. Характерным недостатком данного класса ППН является сохранение коммутационных потерь при включении ( если частота коммутации ниже резонансной ) или при выключении силовых ключей ( если частота коммутации выше резонансной ) [ 46 ].

Положительные результаты использования принципа коммутации резонансных цепей расширили область его применения. В частности, был разработан общий подход к реализации этого принципа практически во всех типах схем ключевых преобразователей постоянного напряжения [ 50 ]. При этом был создан новый класс схем - квазирезонансные ППН. В основе работы этого класса

схем лежат процессы неполного резонанса, характерного для одно-тактных схем. Резонансные контура сталн вводиться и в схемы мощных инверторов и преобразователей частоты, что позволило в несколько раз поднять рабочие частоты модуляции выходного напряжения [ 58 ]. Особое место среди резонансных структур занимают усилители класса Е [ 46 ], отличающиеся изменяемой структурой резонансного контура за период частоты преобразования при непрерывном формировании колебательного процесса в резонансном контуре.

Сильное влияние на проектирование резонансных преобразователей оказывают гибридная и интегральная технологии. Благодаря достижениям в области новых технологий стало возможным создавать конструкции высокой удельной плотности со стабильными параметрами внутренних электрических цепей и соединений. В результате такие параметры, как емкости утечек и индуктивности проводных соединений, перешли из разряда паразитных в разряд функционально полезных и необходимых [ 46, 50 ].

Вопросам анализа, разработки и исследования преобразователей, нагруженных на индуктор, посвящена обширная литература [6, 8, 13, 14, 20, 29, 32, 33, 52].

Разработка устройств с высокими удельными показателями, высокой надежностью и коэффициентом мощности является сложной задачей. Это связано со сложностью процессов в ППН, гак как они представляют собой нелинейные дискретные схемы, а также необходимостью решения ряда специфических задач. К таким задачам можно отнести: обоснованный выбор структуры и схемы ППН, удовлетворяющих часто противоречивым требованиям; обеспечение максимального КПД на повышенной рабочей частоте при работе с различными нагрузками и в различных режимах; передача в

нагрузку максимальной мощности; формирование безопасной траектории переключения силовых ключей; защиту от перегрузок и аварийных режимов; обеспечение заданных динамических свойств ГТПН; подавление генерируемых высоко часто гн ы х помех (в связи с чем весьма желательным является совмещение функций преобразования и коррекции непосредственно в самом преобразователе ) и другие,

Таким образом, задача поиска эффективных технических решений, направленных на упрощение, повышение надежности и экономичности преобразователей для КИП, при обеспечении требуемой мощности в нагрузке и соответствия принятым стандартам частотного диапазона работы и коэффициента мощности, является йктузльнои«

Целью работы является разработка и анализ высокочастотных преобразователей для бытовых устройств, использующих индукционный нагрев. В первой главе указывается на особенности при работе преобразователей, нагруженных на индуктор; дается

глп^о^ гчрттотахтт. IV /Е^лгрл.т ТТТТТ-Г "ПАог^хтяигрхтА^А нгтлття * то^П^АЧ г*Ш/ТГ*П-

^ЪПл/ВПшл уЛ^т 111111 р^ЭиниПъ'ии! V/ АХХАЛСЦ ^л/и'иБ J ЛПри

вания выходной мощности и методов моделирования и анализа данного класса схем; формулируются основные задачи работы. Вторая глава посвящена выбору варианта схемотехнического решения и синтезу блок - схемы преобразователя, для чего: были сформулированы основные требования, предъявляемые к преобразователю; выявлены достоинства и недостатки выбранного варианта схемотехнического решения силовой части преобразователя; экспериментально сняты параметры эквивалентной схемы замещения системы «индуктор - нагреваемое тело», с использованием которых была получена математическая модель, описывающая работу преобразователя за период коммутации силового ключа; ис-

пользуя полученную математическую модель, был сделан анализ режимов работы силового ключа, на основании чего был выбран тип силового транзистора; применительно к выбранному варианту схемотехнического решения были определены основные требования, предъявляемые к СУ; для возможных вариантов построения СУ построены соответствующие блок - схемы СУ преобразователем; рассмотрены возможные варианты регулирования мощности, передаваемой в нагрузку, для предложенных блок-схе