автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.13, диссертация на тему:Применение адаптивных технологий обработки цифровых сигналов в искусственных цепях симметричных кабелей связи

Иванов Сергей Алексеевич

На правах рукописи

Применение адаптивных технологий обработки цифровых сигналов в искусственных цепях симметричных кабелей связи

05.12.13 - Системы, сети и устройства телекоммуникаций

АВТОРЕФЕРАТ диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Санкт-Петербург 2006

Работа выполнена в Санкт-Петербургском государственном университете телекоммуникаций им. проф. М. А. Бонч-Бруевича.

Научный руководитель - д.т.н., проф. С. А. Курицын.

Официальные оппоненты: д.т.н., проф. В. Д. Лиференко,

к.т.н., ст.н.с. В. П. Васильев

Ведущее предприятие - ОАО «СУПЕРТЕЛ»

Защита диссертации состоится « /<£>> г. в час. на

заседании диссертационного совета К.219.004.01 при Санкт-Петербургском государственном университете телекоммуникаций им. проф. М. А. Бонч-Бруевича по адресу: 191186, СПб, наб. р. Мойки, 61.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке университета.

Отзыв на автореферат в двух экземплярах, заверенный печатью учреждения, просим направлять по вышеуказанному адресу на имя ученого секретаря диссертационного совета.

Автореферат разослан « Шжт&фкм Г.

Ученый секретарь диссертационного совета, к.т.н., доцент

В. X. Харитонов

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ ,

Актуальность проблемы. Переход России на рыночные отношения привел к резкому возрастанию объемов передаваемой информации, что естественно требует увеличения числа каналов как первичной, так и вторичных сетей связи, В немалой степени разрешению этой проблемы способствуют создание широкоразветвленной сети на основе волоконно-оптических линий связи, а также сотовых сетей связи. Вместе с тем, это требует существенных материальных затрат, с другой стороны практически невозможно переоборудовать всю сеть связи России за короткое время. Следовательно, еще длительное время на сети будут сосуществовать аналоговые системы передачи (АСП) старого поколения и цифровые системы передачи (ЦСП), работающие по симметричным парам одного кабеля.

Сильные переходные влияния сдерживает темпы увеличения пропускной способности симметричных кабелей связи.

Применение наукоемких технологий обработки сигналов как в АСП, так и в ЦСП позволит реализовать потенциальные возможности симметричных кабелей связи. Сейчас уже имеется необходимая для этого элементная база в виде сигнальных процессоров. Наглядным примером этому являются методы адаптивной обработки сигналов, применяемые при передаче данных по каналам тональной частоты и при организации высокоскоростных цифровых абонентских линий (High Bit-rate Digital Subscriber Loop - HDSL).

Системы передачи, использующие методы HDSL позволили «реанимировать» абонентские линии городских телефонных сетей (АЛ ГТС), обеспечив организацию по одной физической паре абонентского кабеля до нескольких десятков цифровых каналов связи.

Абонентские кабели связи имеют большое число физических пар (101200), поэтому проблему «цифровизации» и увеличения пропускной способности кабелей ГТС в значительной степени можно считать разрешенной. Сложнее аналогичная задача стоит при замене АСП, работающих по кабелям малой емкости (одночетверочные) на зоновых и магистральных сетях. Примерами таких систем передачи являются, КНК-12, К-24, К-бОп, КАМА и др.

Поскольку полная замена всех аналоговых систем передачи за короткое время невозможна, то на первом этапе представляется целесообразным замена оборудования аналоговых систем передачи на цифровое при тех же линейных сооружениях без врезки дополнительных промежуточных регенераторов с возможностью увеличения числа каналов. Данная задача может быть решена несколькими путями, один из которых заключается в применении однополосного двухпроводного дуплексного метода передачи с организацией искусственных (фантомных) цепей (ФЦ).

Вопросам построения высокоэффективных дуплексных цифровых систем передачи посвящен ряд работ. Разработаны алгоритмы адаптивной обработки сигналов применительно к технологиям амплитудно-импульсной модуляции (РАМ технология), квадратурной амплитудной модуляции (QAM технология), цифровой многочастотной модуляции (DMT технология).

В диссертации стоит задача разработки на основе искусственных цепей симметричных кабелей малой емкости дуплексных ЦСП ФЦ, обеспечивающих высокую удельную скорость передачи информации. Сложность построения таких систем передачи заключается в наличии межсимвольной интерференции (МСИ), переходных влияний между соседними парами кабеля, переходных влияний между симметричными цепями и искусственной цепью, эхо сигналов, низкочастотных помех и гауссовского шума.

Цели и задачи диссертации. Целью диссертации является разработка высокоэффективных ЦСП, построенных на основе физических пар симметричных кабелей и искусственных цепей при наличии в трактах МСИ, взаимного влияния соседних симметричных цепей, взаимного влияния симметричных цепей и искусственной, электрического эха, помех питающего напряжения и гауссовского шума.

Указанная цель достигается путем оценки потенциальных возможностей искусственных цепей, создания модели взаимодействия основных симметричных цепей и искусственной, а также построения алгоритмов оптимальной адаптивной обработки сигналов для ЦСП ФЦ

Вопросы построения ЦСП на основе искусственных цепей симметричного кабеля рассматриваются впервые, поэтому в диссертационной работе ставятся для решения следующие задачи.

1. Построение моделей линейных трактов ЦСП ФЦ применительно к дуплексной передаче цифровых сигналов в симметричных и искусственных цепях одного кабеля в условиях действия МСИ, переходных влияний между симметричными цепями, переходных влияний между искусственной и симметричными цепями, эхо сигналов, низкочастотных помех питающего напряжения и гауссовского шума.

2. Оценка потенциальных возможностей ЦСП ФЦ по скорости передачи и допустимой вероятности ошибки.

3. Обоснование и выбор критерия оптимизации ЦСП ФЦ построение на его основе алгоритма оптимальной обработки сигналов.

4. Разработка и анализ алгоритмов адаптации оптимальных приемников-регенераторов ЦСП ФЦ.

5. Разработка программ статистического моделирования алгоритмов оптимальной адаптивной обработки сигналов в ЦСП ФЦ для условий сложной помсховой обстановки.

Методы исследовании. При выполнении исследований были использованы методы теории оптимальной линейной фильтрации дискретных и непрерывных процессов, теории адаптации, теории цепей и сигналов, теории информации, теории вероятностей, теории матриц, методы математической статистики и машинного моделирования.

Научная новизна. Основными результатами диссертации, обладающими научной новизной, являются:

- модель линейного тракта искусственной цепи, построенной на основе двух симметричных цепей одного кабеля для условий передачи цифровых сигналов, при наличии в трактах МСИ, переходных влияний между симмет-

ричными цепями, переходных влияний между симметричными цепями и искусственной, сигналов эха, помех питающего напряжения и флуктуационно-го шума;

- оценка потенциальных возможностей тракта ЦСП ФЦ по помехозащищенности и вероятности ошибки;

- алгоритмы оптимальной обработки сигналов в трактах ЦСП ФЦ для условий сложной помеховой обстановки;

- алгоритмы адаптации оптимальных регенераторов ЦСП ФЦ.

Практическая ценность. В диссертационной работе созданы алгоритмы оптимальной адаптивной обработки сигналов в ЦСП ФЦ, обеспечивающие реализацию скорости передачи информации, близкой к потенциально возможной.

Разработан программный пакет для моделирования алгоритмов оптимальной адаптивной обработки сигналов в регенераторах ЦСП ФЦ.

Реализация результатов работы. Результаты диссертации используются в учебном процессе Санкт-Петербургского Государственного университета телекоммуникаций и на факультете повышения квалификации работников связи.

Апробация работы и публикации. Результаты диссертации обсуждались и были одобрены на научно-технических конференциях профессорско-преподавательского состава Санкт-Петербургского Государственного университета телекоммуникаций. По результатам диссертации подготовлено 13 работ.

Структура и объем диссертации. Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы и приложения..

Работа содержит 169 страниц текста, 29 рисунков и список литературы из 82 наименований.

Основные положения, выносимые на защиту:

- разработанная модель соответствует линейному тракту ЦСП ФЦ, учитывает действие в тракте МСИ, переходных влияний на ближнем и дальнем концах, ближнего эха, низкочастотной помехи и флуктуационного шума;

- существующие тракты аналоговых систем передачи по потенциальным возможностям позволяют реализовать в том же диапазоне частот не меньшее число цифровых каналов с качественно новыми характеристиками;

- оптимальный приемник-регенератор сигнала ЦСП ФЦ должен содержать адаптивный компенсатор межсимвольной интерференции, адаптивные компенсаторы переходных влияний на ближнем и дальнем концах, компенсатор ближнего эха и компенсатор помех питающего напряжения;

- адаптация регенератора ЦСП ФЦ и реализация оптимальных характеристик возможны только при наличии взаимных связей по входам и выходам фильтров-оценивателей между основными цепями и фантомной;

- разработанные программы статистического моделирования оптимального регенератора позволяют оценить потенциальные возможности синтезированных алгоритмов, обоснованно выбирать параметры адаптивного регенератора, служат основой построения автоматизированного рабочего места

специалистов, занимающихся разработкой перспективных цифровых систем передачи и являются программным обеспечением сигнального процессора адаптивных ЦСП ФЦ.

Полученные в диссертации результаты могут быть использованы при построении перспективных адаптивных ЦСП, обеспечивающих существенное уменьшение вероятности ошибки, увеличение длины регенерационного участка и организацию передачи цифровых потоков по искусственным цепям симметричных кабелей связи,

Во введении обоснована актуальность рассматриваемой проблемы, сформулирована цель и задачи исследований, приводятся основные научные положения, выносимые на защиту.

В первом разделе диссертации предложено на основе двух симметричных пар одного кабеля создавать третью симметричную искусственную цепь. Установлено, что первичные, а соответственно и вторичные параметры искусственных цепей практически совпадают с параметрами основных цепей. Следовательно, принципиально возможно по искусственным цепям симметричных кабелей организовывать передачу цифровых потоков информации.

С учетом оценки ожидаемой вероятности ошибки, применительно к передаче цифровых сигналов, разработана модель совокупности трактов, созданных на основе двух симметричных цепей одного кабеля и одной искусственной цепи, учитывающая все мешающие факторы при работе каждой цепи в дуплексном режиме.

В существующих ЦСП применяют единичные элементы сигнала (символы) £•(/) в виде прямоугольника полутактовой длительности с бесконечно широким спектром. Сужение спектра символов за счет ограниченности полосы пропускания линии связи приводит к изменению их формы и к появлению МСИ. За счет уменьшения ширины спектра символов помехозащищенность сигнала на входе решающей схемы регенератора ЦСП падает на 5-6 дБ.

В высокоэффективных системах передачи, обеспечивающих удельные скорости 3-10 бит/Гц, всегда осуществляется специальное формирование символов со строго ограниченным спектром. Как правило, применяются символы, удовлетворяющие свойству отсчетности, спектры которых принадлежат классу спектров Найквиста.

Неидеальность АЧХ и ФЧХ трактов передачи приводит к тому, что в отсчетных (тактовых) точках Ш мгновенные значения символов на выходе не будут равны нулю, т. е. соседние символы начинают влиять друг на друга. Следовательно, на входе решающей схемы в дискретные моменты времени Ш наблюдается сигнал

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

где с = [С(0Д/),...,С(АЙ4/)]Г —вектор отсчетов отклика тракта

передачи на единичный элемент сигнала х(|);

Х(/ДО = ¡ХУД*),...,х(/Д/ - ММ)]Т —вектор информационных параметров;

М -число учитываемых отсчетов единичного элемента сигнала;

Г—символ транспонирования матрицы, С целью упрощения записей формул, в дальнейшем значение тактового интервала At опускаем, т.е. вместо дискретного аргумента времени будем везде писать просто и Тогда соотношение (1) принимает вид

м

КО = = СГЭД. (1а)

Динамика источника информационных параметров характеризуется уравнением состояния

х(0=РХ(;-1)+с^(0, (2)

"о о о"

где Г =

1 О

— (Л/ +1) х (Л/ +1) -мерная матрица сдвига;

О ••• 1 0_

в = [10,...,0]г - (М+1) -мерный вектор постоянных коэффициентов.

Кроме МСИ, возникающей из-за неидеальностей частотных характеристик, сигнал на выходе линейного тракта подвергается аддитивному воздействию помех переходных влияний, ближнего эха, низкочастотных помех питающего напряжения и шума «(/). Гауссовский шум на выходе линейного тракта определяется флуктуациями электронов в проводниках и шумом линейных усилителей.

Моделью гауссовского шума является стационарный белый процесс с параметрами

< «(/) >= 0; <«(0«0')>=о2бу

Цо

где 5„ = <! ~ ^ * ^ - символ Кронекера; а2 — дисперсия гауссовского шума, V I Ф )

В результате электромагнитного влияния рабочих цепей в сердечнике кабеля при широком спектре сигнала начинают проявляться переходные помехи, вызываемые относительно малыми значениями переходных затуханий на ближнем и дальнем концах линии.

Поскольку при работе систем передачи в одном кабеле в дуплексном режиме на одном конце находятся симметричные пары, обеспечивающие передачу и прием сигналов, очевидно, что переходные влияния на ближнем конце будут преобладающими, поэтому влияниями на дальнем конце можно пренебречь. Если же системы передачи работают по двухкабельной схеме, когда по парам одного кабеля работают системы передачи направления А —> Б, а по другому кабелю работают системы передачи направления Б -» А, то следует учитывать только переходные помехи на дальнем конце.

Источниками переходных влияний на ближнем конце являются сигналы с выходов физических пар встречного направления передачи.

Из-за различия сопротивлений физических цепей и числа витков обмоток симметрирующих трансформаторов первой цепи и различия числа витков симметрирующих трансформаторов фантомной цепи происходит переход энергии из искусственной цепи в основную первую. Аналогичные переходы будут возникать и во вторую цепь, если сопротивления физических цепей и числа витков обмоток трансформаторов второй симметричной цепи различны, а также различны числа витков трансформаторов фантомной цепи.

Различие в числе витков трансформаторов фантомной цепи и любые различия параметров основных цепей приводят к переходным влияниям основных цепей на искусственную и к переходным влияниям основных цепей друг на друга через фантомную цепь.

Тракты передачи переходных помех представляет собой частотно-зависимые четырехполюсники с импульсными откликами СФ1 (/), Сф2(0> тогда для переходных помех из фантомной в основные цепи имеем м м

гф1(0 = = сф1хф(/), гф2(г) = ]гсф2„,хф(1 -т) = сф2хф(/), (3)

т-0

1Т

где СФ1 =[сф10,...,сФШ] - (Л/+ 1)-мерный вектор отсчетов отклика переходных влияний от фантомной в первую основную цепь;

Сф2 = [Сф2о>...,Сф2л*]Г - (Л/+1)-мерный вектор отсчетов отклика переходных влияний от фантомной во вторую основную цепь;

Хф(/) = [хф(/-0),...,^ф(1-М)]г-(М + 1)-мерный вектор информационных параметров в фантомной цепи.

Аналогичным образом для переходных помех из основных цепей в

фантомную имеем

м м

1® (0 = 2с - т) = СГфХ,(0. >*2Ф (0 = ЕС2Ф**2('-«) = С£>ха</), (4)

т»0 т«0

где С1Ф =[с1ФО).,.,с|ФА,]г - (Л/+ 1)-мерный вектор отсчетов отклика переходных влияний от первой основной цепи в фантомную;

С2ф =[^2фо"-->с2фм]Г - (М +1)-мерный вектор отсчетов отклика переходных влияний от второй основной цепи в фантомную;

(0 = [*, (/ - 0),..., х, - М)]т - (А/ +1) -мерный вектор информационных параметров в первой основной цепи;

Х2(0 = [х2(/ - 0),,..,хг(| - М)]т - (М +1)-мерный вектор информационных параметров во второй основной цепи.

Для переходных влияний основных цепей друг на друга имеем

и м

Пг(0 = -т) = СпХ,(0, г21(0 = ^с2]тх2{1 - т) = С£х,(0, (5)

где С]2 =[сту—,с12М]Т-(М + 1)-мерный вектор отсчетов отклика переходных влияний первой основной цепи на вторую основную;

С21 ~[с210,...,с2Ш]т - (Л/+1)-мерный веюгор отсчетов отклика переходных влияний второй основной цепи на первую основную.

В дуплексных цифровых линейных трактах из-за плохой балансировки развязывающих устройств (РУ) возникают переходные помехи между направлениями передачи и приема одного и того же пункта, называемые сигналами ближнего эха. Ближнее эхо проявляется в виде отклика сигнала направления передачи на входе приемной части. При известных частотных характеристиках тракта ближнего эха конкретную форму сигнала эха можно определить с помощью преобразования Фурье, тогда ближнее эхо

»э(0 = 1>эт*э(1-т) = СэХэ0'Х (6)

т «О

где Сэ = [сэо,...гэл/]г—вектор отсчетов сигнала ближнего эха;

Хэ (/) = [хэ 00,..., хэ (/ - М)]т — вектор информационных параметров источника ближнего эха;

хэ (/) - информационный параметр направления передачи.

Низкочастотные помехи (НЧ-помехи) обусловлены наводками питающего напряжения на физические пары кабеля или же плохой фильтрацией питающего напряжения. НЧ-помеха представляет собой колебание частоты 50 Гц с случайными амплитудой и фазой. Такие помехи принято моделировать компонентой двумерного процесса [у(0>Р(0]Г> получаемого путем пропускания гауссовского шума иу(/) через узкополосный А£С-фильтр. Для

больших постоянных времени этого фильтра модель низкочастотной помехи имеет вид

У(» +0 = У(0 соз(Ду) - р(0зт(Ду), р(1 + 1) = Г(05т(Ау)-Р(0соз(Ду) + «г(1), С.

где Ду = 2лFAt - набег фазы помехи за один тактовый интервал; F - частота НЧ-помехи.

Частотные характеристики основных трактов передачи, тракта ближнего эха и трактов переходных влияний на одном тактовом интервале практически остаются постоянными. Следовательно, динамику изменения во времени их импульсных откликов можно описать соотношениями

с(1 + 1)-с(0; сэ(/+1)-сэ(0, си(| + 1) = са(0; см(/+1) = сд,(0, сф1(/+1) = сф1(0; сф20'+1) = сф2(0, с1ф(1+1) = с1ф(0; с2Ф0'+1) = с2Ф(0, сир+1) = с12(0; с21(/+1)=с21(/). (8)

Текущая фаза тактового колебания, получаемого в выделителях тактовой частоты регенератора определяется многими факторами и содержит несколько составляющих. Прежде всего, это компонент, обусловленный сдвигом частот задающих генераторов на передающей и приемной сторонах. Требования к стабильности частоты задающих генераторов ЦСП сравнительно невысоки. Согласно этим требованиям суммарная нестабильность частоты задающего генератора не должна превышать ±5-10*5. Столь слабые нормы

вполне выполняются с помощью стабилизации частоты кварцевыми резонаторами. Временные изменения температуры окружающей среды приводят к изменениям резонансной частоты кварца Д/ (¿). Сдвиг частоты Д/ЧО приводит к постоянному приращению фазы ср(/) тактового колебания на каждом тактовом интервале At на величину Д(р(/) = (г)Дг.

В качестве модели текущей фазы принимается компонента <р(г) двумерного процесса [фО'),ДфО')]Г> получаемого путем пропускания белого гаус-совского шума нф(г) через два связанных дискретных КС—фильтра нижних

частот. Для больших постоянных времени этих фильтров уравнения состояния, описывающие эволюцию текущей фазы тактового колебания <р(/), принимают вид

<р(1 +1) = ф(1) + Дср(0 + «„(О,

Дср(»' + 1) = Дф(0 + «дД0.

где «ф (0,пДф (0 - белые гауссовские процессы с нулевым средним значением и дисперсиями соответственно.

Модель наблюдения — это совокупность отсчетов принимаемого (наблюдаемого на входе приемника) сигнала, учитывающая все его преобразования от выхода передатчика до входа приемника. Модели наблюдения, или отсчеты колебаний уы(0> у2А(0> >фа(0> наблюдаемые на входах физических цепей пункта А необходимо строить отдельно для основных первой, второй и фантомной цепи.

При построении модели наблюдения предполагается, что искусственная цепь организуется на основе одночетверочного кабеля (две физические пары в одном кабеле). На выходе каждой организуемой цепи присутствует полезный сигнал с МСИ, сигнал эха, переходные помехи от параллельной цепи, переходные помехи от фантомной цепи, помехи питающего напряжения и гауссовский шум.

Модель наблюдения описывается соотношениями:

у 1а (0=<?хи (/)+сэг,хэ1а(0+с£ф1ахфа(0+с^1Бхфб(0+ +ст611Ах2А (0+сдг2шх2е (0+у1 (0+(0=

= Пъ(0+гЭ1А(0 + геф1А(0 + гдф1Б( 0 + гб21А(0 + ^(0 + у,(0 + «,(0, (10а)

У г а(0 = <2 х2б(0 + с^2хэ2а(0 + с^2Ахфа(0 + с;Ф2Бхфб(0 + + (0 + сд12бх[б

= Г2Е (0 + гэ2а (0 + + гдФ2Б(0 + 1512 а СО + гд12Б(0 + У 2 (0 + «2 (0, 0 Об)

сфхфб0*)+сэфхэфа(0+сб1фах1а

1Б (0+

+ с62фах2а (0 + с^фехзб (0 + Уф (0 + Пф (0 =

= г«(0 + 'ьфасо + ^61фа(0 + гд1фб(0 + ^62фа(0 + ?*д2фб(0 + г« (0 + "ф(0'0 0в)

Приведенная модель наблюдения отражает участок ОУП-ОУП линейного тракта, состоящего из двух основных цепей и одной искусственной. Она учитывает МСИ во всех цепях, переходные влияния на ближнем И дальнем концах между основными цепями, переходные влияния на ближнем и дальнем концах между фантомной и основными цепями, низкочастотные помехи и гауссовский шум.

Во втором разделе обоснован выбор критерия минимума среднего квадрата ошибки оценивания информационного вектора состояния. Получено правило выбора решений и на его основе разработана структура оптимального приемника цифровых сигналов в трактах передачи, содержащих фантомные цепи.

Для условий полной определенности параметров основного тракта, тракта ближнего эха, трактов переходных влияний и низкочастотной помехи создан алгоритм оптимальной обработки цифровых сигналов.

Предложен алгоритм адаптации вектора коэффициентов усиления Калмана-Бьюси, основанный на оценивании последнего компонента информационного вектора состояния.

Построен алгоритм идентификации параметров трактов ближнего эха и переходных влияний. Доказана сходимость предложенного алгоритма к оптимальному решению независимо от начальных условий.

Необходимыми атрибутами для синтеза оптимального алгоритма являются уравнения состояния (2), (7), (8), (9) всех участвующих процессов и модель наблюдения (10), определяющая взаимную связь этих процессов.

Задача оптимальной обработки сигнала на приеме сводится к различению дискретных сигналов *2б(0> *фб(0 в присутствии МСИ, переходных влияний между основными цепями, переходных влияний между фантомной цепью и основными цепями, низкочастотных помех питающего напряжения и гауссовского шума.

Построение алгоритма оптимальной обработки сигнала на приеме согласно модели (10) затруднительно из-за громоздкости соотношения (10), поэтому это соотношение приводится к векторно-матричной форме

*А<0 = схЕ (О+сэхА (О+г(0+N(0, (11)

~У1 А(0" "хш(0" ~х1А(0" >1(0"

где УА(0 = У2А (0 ; хБ(0 = х2В(0 ; хА(о = х2А(0 ; г(0- г2(0 ;

хФБ(0_ хФА(0_ _ГФ(0_

4(0" "С? <5 Уя21Б Сf 1 "С?,

N(0 = и2(0 ; с= (5 Д12Б С? г* Сэ = ^612А СбФ2А

«Ф(0_ <5 _ д1ФБ с Д2ФБ С? ф С^фа

Здесь матрица С включает в себя векторы-строки опреде-

ляющие межсимвольную интерференцию в первой основной, второй основной и в фантомной цепях. Векторы-строки С£№ С^1Б, С£Ф1Б, С£[ФБ,С£Ф2Б, С^ФЕ определяют переходные влияния на дальнем конце, порождаемые источни-

9

ками сигналов х1ь,х2К,хф£. Векторы С^С^.С^, С£12А,С41А, С^С^опре-деляют эхо сигналы и переходные влияния на ближнем конце во всех цепях.

Сосуществуют две концепции построения оптимальных алгоритмов обработки сигналов, основой которых являются теория линейной фильтрации Колмогорова-Винера и теория оценивания Калмана-Бьюси. Известно, что при гауссовской аппроксимации апостериорной плотности вероятностей результаты, полученные обоими методами совпадают и соответствуют критерию минимальной среднеквадратической ошибки (СКО), но алгоритмы Калмана-Бьюси лучше приспособлены к реализации цифровыми методами.

Основываясь на модели наблюдения и уравнениях состояния всех дискретных и сопутствующих процессов, сразу же запишем алгоритм оптимального оценивания информационного вектора состояния в форме

ХБ(0 - ^БХЕ(/ -1) + К(0[У(0 - СРБХБ(/ -1) - СэХА(0 - Г(0], (12) где ХБ (/) = [х [р (0 х£б (0 ХфБ ]г- оценка информационного вектора состояния первой основной, второй основной и фантомной цепи, формируемая по совокупности I наблюдений;

г(0 = [у 1(0 Г2(0 Уф(0Г - вектор оценок низкочастотных помех;

К(|) -матрица коэффициентов усиления.

При вычислении матрицы коэффициентов усиления Калмана-Бьюси вначале задается априорная матрица дисперсий, затем решается дисперсионное уравнение, после чего вычисляется матрица коэффициентов усиления. Процедура оценивания вектора Х<7) согласно этому алгоритму чрезвычайно сложна. Это обусловлено трудностью вычисления матрицы коэффициентов усиления К(/). Вместе с тем, для стационарных каналов связи установившееся значение дисперсионной матрицы ошибок должно быть постоянным. Поэтому можно определить матрицу коэффициентов усиления К(0» разрешая квадратное матричное уравнение дисперсии относительно элементов матрицы для установившегося состояния дисперсионного уравнения.

Следующий этап построения алгоритма оптимальной обработки сигнала дуплексной ЦСП ФЦ заключается в идентификации-экстраполяции сопутствующих параметров и адаптации матрицы коэффициентов усиления К(/). Экстраполяция сопутствующих параметров при большой размерности информационного вектора состояния и вектора сопутствующих параметров возможна только в условиях высокой точности оценивания информационного вектора состояния при применении принципа решающей обратной связи.

В реальных трактах ЦСП параметры остаются практически постоянными. Это соответствует тому, что дисперсии порождающих процессов в уравнениях состояния сопутствующих параметров равны нулю, либо очень малы. Следовательно, в установившемся состоянии все экстраполируемые процессы становятся статистически независимы. Поэтому алгоритм адаптации информационного вектора состояния и алгоритм экстраполяции векторов сопутствующих параметров распадаются на самостоятельные процеду-

ры: адаптация матрицы коэффициентов усиления К(/); идентификация параметров основных и влияющих цепей; экстраполяция НЧ-помех.

Алгоритм оценивания (12) в условиях полной определенности параметров тракта передачи решает проблему оптимального линейного оценивания информационного вектора состояния, однако, вычисления, связанные с реализацией этого алгоритма, сопряжены с большими трудностями. В частности, при определении матрицы К(() необходимо решать матричное квадратное уравнение. Это уравнение может иметь несколько решений. Поэтому необходимо вначале определить все возможные решения, а затем выбрать наилучшее из них. Подобная задача может быть решена только с применением высокопроизводительной ЭВМ не в реальном масштабе времени. Кроме того, алгоритм (12) не обеспечивает оптимального оценивания, когда дисперсия помех и параметры тракта передачи не определены. Наиболее существенным недостатком алгоритма (12) является его расходимость, обусловленная разного рода неточностями, возникающими при описании уравнений состояния и модели наблюдения. Случайные отклонения, неизбежно имеющие место в процессе решения дисперсионного уравнения, не могут быть скомпенсированы и со временем накапливаются.

Если каждая физическая пара симметричного кабеля используется в двухпроводном дуплексном режиме, т. е., когда на входе каждой цепи находятся сигналы передачи с большими уровнями и сигналы приема с малыми уровнями, то становится ясно, что переходные помехи на ближнем конце будут существенно превышать помехи на дальнем конце. Поэтому переходными помехами на дальнем конце можно пренебречь. При сделанных допущениях алгоритм оценивания существенно упрощается и принимает вид

х1Б (0=РХ1Б -1)+к, [>>, А (0 - с^х, Б 0 -1) -

-С^Х^О-С^Х^О-С^Х^О-У!«], (13а)

Х2Б(0 = РХ2Б(/-1) + к2[у2А(0-С^Х2Б(/-1)-

- СГ2Х1А (0 - С^Х^ (0 - С£2ХФА (0 - у2 (/)], (136) хфб (0 = кхф6 (i -1) + кф [>>фа (0 - с^хфб (/ -1) -

- С[фХ1А (0 - С^Хзд (0 - С^фХФА (0 - уф (О]. (13в)

Алгоритм оптимальной, в смысле минимума СКО, обработки сигналов

(13) обеспечивает коррекцию межсимвольной интерференции, компенсацию сигналов эха, переходных помех на ближнем конце и НЧ-помех в каждой цепи кабеля.

Компенсация всех мешающих факторов (эхо сигналы и переходные помехи) осуществляется путем формирования сигналов противосвязи, которые формируются из самих влияющих сигналов.

Трудность реализации полученных алгоритмов заключается в том, что в приемнике необходимо вычислять векторы коэффициентов усиления К^К^КфКалмана и идентифицировать параметры трактов сигнала эха и переходных помех.

В работе предложен алгоритм адаптации вектора коэффициентов усиления Калмана-Бьюси, основанный на оценивании последнего компонента информационного вектора состояния. Построен алгоритм идентификации параметров трактов ближнего эха и переходных влияний. Доказана сходимость предложенного алгоритма к оптимальному решению.

В третьем разделе диссертации создан алгоритм работы оптимального приемника цифрового сигнала в линейных трактах дуплексных ДСП ФЦ. При вынесении решений в приемнике только по одному последнему компоненту вектора состояния каноническая структура оптимального фильтра-оценивателя преобразуется в новую каноническую структуру без адаптивных идентификаторов параметров тракта, но с адаптивными синтезаторами переходных помех, ближнего эха и компенсатора НЧ-помехи. Применительно к фантомной цепи имеем

ХФМ (0 = Гф (0 - Гф (0 - Гэф (0 - г1Ф (0 - г2ф(0 - у ф (0 =

= УФА (0 + с£хф (0 + С^Х1А (0+СгфХзд (/)+С^ХФА (У) + уф (/);(14) где УФА(0 = ЬфаО'Х-.УфаС'- - (Л/ +1)-вектор наблюдений;

Кф =[£0,...Ддт]г — (Л/ +1) -вектор коэффициентов усиления Калмана;

С = - А/-вектор коэффициентов усиления обратной связи;

(2Л/+1)-вектор коэффициентов усиления компенсатора переходных влияний первой основной цепи на фантомную;

С7(1> =[с2ф,...,с2ф]г -(2М + 1)-вектор коэффициентов усиления компенсатора переходных влияний второй основной цепи на фантомную;

С^ф =[сэф,...,сэф]г-(2Л/ + 1)-вектор коэффициентов усиления компенсатора ближнего эха;

Хф(0 - [хф(г -1),...,Зсф0' - М)Г -М -вектор нелинейных оценок информационных параметров, формируемых на выходе решающей схемы приемника.

Параметры модифицированного оценивателя могут быть определены на основании критерия минимума СКО последнего компонента вектора состояния Х(0

/ф =СКО = <в^(/)>==<[^<0-8^Хф£(0]2> = С/2-28;\У + 8;Р8ф, (15) где Хф1; (г) = (О, Хф (О, Х[д (/), Х£А (*), ХФА]Г - объединенный вектор наблюдений и информационных параметров;

Бф = [Кф,Сф,С[ф,С[ф,СГф]7 -объединенный вектор параметров фильт-ра-оценивателя;

W = <XфГ(í)xФAÍ(0>-вектор взаимной корреляции Хф2(0 и хФМ (/);

Р = (Хф2 (/) ХФ1 (/)) - корреляционная матрица вектора Хфг(*).

Оптимальный вектор может быть найден путем дифференцирования скалярной функции (15) по вектору вф. Приравнивая вектор-градиент нулевому вектору, решая полученное уравнение, находим, что

гдеФ =

-матрица вращения, обеспечивающая на каждом

S = P-'W. (16)

Алгоритм адаптации на основе метода градиента определяется разностным уравнением

8Ф(/ +1) = §ф(0 - 2ц,У,/ф-0 - 2ц,Р)вф(0 + ^W, (17)

где ¡5Ф(/)—оценка оптимального вектора 8Ф;

- коэффициент адаптации, определяющий скорость сходимости алгоритма адаптации.

Доказана сходимость алгоритма адаптации к оптимальному решению. Полученные оценки параметров адаптации позволяют обеспечивать режим адаптации при высокой начальной скорости сходимости алгоритма и практически минимально возможной остаточной погрешности оценивания.

При решении задачи адаптивной компенсации НЧ-помехи совокупность разностных уравнений (7) приведена к компактной векторной форме

0(0 = Ф0(/ -1) + Gny (0, (18)

cosAy — sin Ду sinAy соэДу

тактовом интервале Át поворот вектора 0(0 на угол Ду радиан; G =[0lf -вектор постоянных коэффициентов.

С учетом сделанного ранее замечания о раздельном по времени оценивании информационных символов и НЧ-помехи, на основании уравнения состояния и модели наблюдения, для алгоритма оценивания НЧ-помехи имеем

в(о-Фва-1)+Кв[д>Ф<о-*«ло-Ег©(0], (19)

где 0(/) - предсказываемая для i -oro момента времени оценка вектора 0(0 > формируемая по (i -1) наблюдениям;

Ке - ]т -вектор коэффициентов усиления оценивателя НЧ-помехи;

хФМ (i) - нелинейная оценка информационных символов, вырабатываемая на

выходе решающей схемы приемника цифровых сигналов; S = [10]г.

Применительно к алгоритму (19), для малых значений вероятностей ошибок Рошв решающей схеме приемного устройства можно считать, что

А

(0 = Хфм (0 ■ Тогда для компонентов вектора 0(0 имеем y(í +1) = у(0 eos Ду - р sin Ду - kyVy (0,

p(i +1) = у(0 sin Ду + р eos Ду - Ар VY (0,

где Vy(0 = JV(i-М)-хф(i-М)-y(¿-М).

В работе определены условия устойчивости алгоритма компенсации НЧ-помехи, доказана сходимость алгоритма к оптимальному решению, получена оценка остаточной дисперсии ошибки компенсации.

В процессе моделирования алгоритмов работы адаптивных устройств требуется оценивать дисперсию ошибки оценивания сигнала, когда измере-

нию доступна только разность между линейной и нелинейной оценками сигнала хФМ (i), хФМ (г). Тогда, измерению доступна разность

хФМ (0 - (0 = емси(0*

Для этих условий в работе предложена процедура последовательного оценивания дисперсии сигнала

где KD (/)—коэффициент усиления вычислителя дисперсии.

В четвертом разделе ранее созданные алгоритмы оптимальной адаптивной обработки сигналов в ЦСП ФЦ приведены к развернутой форме и на их основе разработана программа моделирования на алгоритмическом языке Borland С++.

Статистическое моделирование адаптивного приемника ЦСП ФЦ позволило экспериментально подтвердить правильность теоретических выводов диссертации и работоспособность созданных алгоритмов.

В заключении в краткой форме перечислены основные научные и практические результаты работы.

В приложении приведен исходный файл программы моделирования алгоритмов оптимальной обработки сигналов в ЦСП ФЦ.

Заключение

Значительную часть проложенных кабелей, как в России, так и в СНГ составляют кабели малой емкости. Увеличить пропускную способность таких кабелей можно только путем применения новых наукоемких технологий обработки сигналов.

В работе предложено в каждой симметричной паре использовать двух-проводный дуплексный режим передачи с организацией на основе двух симметричных пар искусственной цепи.

Основными мешающими факторами при построении цифровых трактов на основе аналоговых с применением фантомных цепей являются:

- межсимвольная интерференция;

- переходные влияния между основными цепями;

- переходные влияния между основными цепями и фантомной цепью;

- ближнее эхо на входе каждой цепи;

- низкочастотные помехи питающего напряжения;

- флуктуационный шум.

Предложенная математическая модель дуплексного цифрового тракта, адекватно отражающая реальные условия передачи, является основой для построения алгоритма работы оптимального приемника-регенератора ЦСП ФЦ для сложной помеховой обстановки.

Обоснованы выбор критерия оптимизации и правило принятия решения. Полученное правило выбора решения полностью определяет структуру оптимального приемника-регенератора ЦСП ФЦ. Приемник должен содержать линейный оцениватель вектора дискретных параметров, экстраполятор

14

вектора сопутствующих параметров и решающую схему. Причем, процесс формирования оценок информационных и сопутствующих параметров должен быть разделен во времени.

Оптимальным оценивателем информационных параметров на приеме является фильтр Калмана-Бьюси с вложенными компенсаторами переходных помех, ближнего эха и компенсатором низкочастотных помех.

Применительно к оцениванию последнего компонента информационного вектора состояния предложена структура модифицированного фильтра, состоящая из линейного нерекурсивного фильтра, фильтра решающей обратной связи, компенсаторов переходных влияний, компенсаторов ближнего эха и компенсатора низкочастотных помех.

Полученные оценки параметров адаптации для основного и модифицированного оценивателей позволяют обеспечивать режим адаптации при высокой начальной скорости сходимости алгоритма и минимально возможной остаточной погрешности оценивания. Доказана сходимость полученных алгоритмов к оптимальному решению.

Исследован метод стохастической идентификации параметров линейного цифрового тракта. Доказана сходимость стохастического алгоритма идентификации к параметрам тракта передачи.

Определена дисперсия избыточного шума адаптации и получены граничные значения коэффициента адаптации, определяющие устойчивость алгоритма и его скорость сходимости.

Разработан алгоритм адаптивной компенсации НЧ-помех, определены условия его устойчивости, доказана сходимость алгоритма к оптимальному решению, получена оценка остаточной дисперсии ошибки компенсации.

Разработана методика вычисления текущей оценки дисперсии ошибки на выходе адаптивного фильтра

Полученные в работе алгоритмы оптимальной обработки сигналов в линейных трактах ЦСП ФЦ послужили основой для построения программ статистического моделирования на алгоритмическом языке Вог1апс1С++. Статистическое моделирование адаптивных регенераторов сигналов для линейных трактов ЦСП ФЦ позволило экспериментально подтвердить правильность теоретических выводов диссертации и работоспособность синтезированных алгоритмов.

Разработанные программы моделирования могут быть инструментом автоматизированного рабочего места специалистов, занимающихся проектированием перспективных цифровых систем передачи, поскольку позволяют оперативно выявлять потенциальные возможности цифровых трактов.

Список работ по теме диссертации

1. Иванов С. А. Пути повышения эффективности использования симметричных кабелей связи. Труды учебных заведений связи. № 172. 2005 г.

2. Иванов С.А, Алгоритм вычисления дисперсии ошибки на выходе адаптивного фильтра. Труды учебных заведений связи. № 173. 2005 г.

3. Иванов С.А., Курицын С.А. Модель линейного тракта искусственной двухпроводной дуплексной цепи. Труды учебных заведений связи. № 173, 2005 г.

4. Иванов СА. Разумно развивать то, что умеешь и знаешь. Бизнес: организация, стратегия, системы (БОСС). № 3.2005 г.

5. Иванов С.А. Подавление помех питающего напряжения в искусственных симметричных цепях. Труды учебных заведений связи. № 174. 2006 г.

6. Иванов С.А.» Макаров О.А. Перспективы построения и развития систем профессиональной транкинговой связи стандарта TETRA на примере создания диспетчерских интегрированных систем управления (ДИСУ) городским хозяйством. П1 научно-практическая конференция . «Состояние и перспективы развития инфокоммуникаций в Ханты-Мансийском автономном округе-Югре», Ханты-Мансийск, 2004 г.

7. Иванов С.А., Курицын С. А, Пути повышения эффективности существующих линий ГТС. Тезисы доклада на Юбилейной НТК профессорско-преподавательского состава СПбГУТ, 2005 г.

8. Иванов С.А. Модель искусственной цепи применительно к передаче цифровых сигналов амплитудно-импульсной модуляции. Доклад на 59 НТК студентов, аспирантов и молодых специалистов СПбГУТ. 2005 г.

9. Иванов С.А. О возможности применения фантомных цепей для передачи цифровых сигналов. Доклад на 59 НТК студентов, аспирантов и молодых специалистов СПбГУТ. 2005 г.

10. Иванов С.А, Подавление низкочастотных помех в фантомных цепях. Тезисы доклада на 58 НТК профессорско-преподавательского состава СПбГУТ. 2006 г.

11 Иванов С.А. Последовательное вычисление статистических характеристик случайных процессов. Тезисы доклада на 58 НТК профессорско-преподавательского состава СПбГУТ. 2006 г.

12, Иванов С.А. Оптимальная обработка цифровых сигналов в фантомных цепях. Доклад на 60 НТК студентов, аспирантов и молодых специалистов. СПбГУТ. 2006 г.

13. Иванов С.А. Компенсация сигналов ближнего и дальнего эха в искусственных цепях симметричных кабелей связи. Доклад на 60 НТК студентов, аспирантов и молодых специалистов, СПбГУТ. 2006 г.

Подписано к печати 08.06.2006 г. Объем 1 п. л., Тираж 80 экз. Заказ № 41

Отпечатано в типографии СПбГУТ, 191186, Санкт-Петербург, наб. р. Мойки, 61

Содержание.

Введение.

1. Линейные тракты ЦСП, построенные на основе симметричных и искусственных цепей.

1.1. Искусственные симметричные цепи.

1.1.1. Построение искусственных цепей.

1.1.2. Параметры искусственных цепей.

1.2. Линейный тракт искусственной двухпроводной дуплексной цепи.

1.2.1. Формирование дуплексной симметричной искусственной цепи.

1.3. Структура линейного тракта.

1.3.1. Код передачи и размерность ансамбля сигналов.

1.3.2. Помехозащищенность сигнала на выходе линейного тракта.

1.3.3. Оценка ожидаемой вероятности ошибки.

1.4. Модель цифрового сигнала.

1.4.1. Формирование цифрового сигнала на передаче.

Л 1.4.2. Межсимвольная интерференция.

1.5. Модели мешающих факторов.

1.5.1. Гауссовский шум.

1.5.2. Переходные влияния между параллельными симметричными цепями

1.5.3. Переходные влияния между искусственной и основными цепями.

1.5.4. Ближнее эхо.

1.5.5. Помехи питающего напряжения.

1.5.6. Временные характеристики параметров трактов передачи.

1.6. Модель фазы тактового колебания.

1.7. Модель наблюдения.

Выводы.

Ф 2. Оптимальная обработка цифровых сигналов в линейных трактах искусственных цепей симметричных кабелей связи.

2.1. Правило выбора решения.

2.2. Алгоритм оптимального оценивания вектора информационных параметров.

2.2.1. Структура оптимального оценивателя.

2.2.2. Оптимальные параметры оценивателя цифрового сигнала.

2.2.3. Алгоритм адаптации линейного оценивателя цифрового сигнала.

2.2.4. Идентификация параметров линейного тракта дуплексных ЦСП ФЦ. 68 Выводы.

3. Оптимальное адаптивное оценивание сигналов в ЦСП ФЦ.

3.1. Алгоритм оптимального оценивания цифрового сигнала.

3.1.1. Структура алгоритма оптимального оценивания.

3.1.2. Оптимальные параметры оценивателя цифрового сигнала в ЦСП ФЦ

3.1.3. Алгоритм адаптации оптимального оценивателя.

3.1.4. Стохастическая аппроксимация градиентного алгоритма.

3.1.5. Структура модифицированного оценивателя цифрового сигнала.

3.2. Адаптивная компенсация помех питающего напряжения.

3.2.1. Оптимальное оценивание информационных символов в условиях помех питающего напряжения.

3.2.2. Алгоритм адаптации компенсатора НЧ-помех.

3.2.3. Последовательное вычисление дисперсии ошибки на выходе адаптивного фильтра.

Выводы.

4. Экспериментальная проверка теоретических выводов.

4.1. Перечень алгоритмов оптимальной адаптивной обработки сигналов в ЦСП ФЦ.

4.1.1. Обобщенный алгоритм оценивания сигналов в ЦСП ФЦ.

4.1.2. Калмановский алгоритм оценивания сигналов ЦСП ФЦ.

4.1.3. Модифицированный алгоритм оценивания сигналов в ЦСП ФЦ.

4.2. Структура программы моделирования.

4.3. Результаты моделирования алгоритмов на ПЭВМ.

Выводы.

Переход России на рыночные отношения привел к резкому возраста* нию объемов передаваемой информации, что естественно требует увеличения числа каналов как первичной, так и вторичных сетей связи. В немалой степени разрешению этой проблемы способствуют создание широкоразветв-ленной сети на основе волоконно-оптических линий связи, а также сотовых сетей связи. Вместе с тем, это требует существенных материальных затрат, с другой стороны практически невозможно переоборудовать всю сеть связи России за короткое время. Следовательно, еще длительное время на сети будут сосуществовать аналоговые системы передачи (АСП) старого поколения и цифровые системы передачи (ЦСП), работающие по симметричным парам одного кабеля.

Наиболее значимой проблемой на пути внедрения ЦСП является вопрос электромагнитной совместимости АСП и ЦСП при их работе по парал-% лельным цепям одного кабеля. В этом случае между АСП и ЦСП возникают взаимные электромагнитные влияния, которые могут привести, с одной стороны, к увеличению мощности несовпадающих помех в каналах тональной частоты (ТЧ) АСП, а с другой стороны, к возрастанию вероятности ошибки на участке регенерации ЦСП. Сильные переходные влияния сдерживает темпы увеличения пропускной способности симметричных кабелей связи.

Применение наукоемких технологий обработки сигналов как в АСП, так и в ЦСП позволит реализовать потенциальные возможности симметричных кабелей связи. Сейчас уже имеется необходимая для этого элементная база в виде сигнальных процессоров. Наглядным примером этому являются * методы адаптивной обработки сигналов, применяемые при передаче данных по каналам ТЧ и при организации высокоскоростных цифровых абонентских линий (High Bit-rate Digital Subscriber Loop - HDSL).

Системы передачи, использующие методы HDSL позволили «реанимировать» абонентские линии городских телефонных сетей (AJI ГТС), обеспечив организацию по одной физической паре абонентского кабеля до нескольких десятков цифровых каналов связи.

Поскольку абонентские кабели связи имеют большое число физических пар (10-1200 пар), то проблему «цифровизации» и увеличения пропускной способности кабелей ГТС в значительной степени можно считать разрешенной. Сложнее аналогичная задача стоит при замене АСП, работающих по кабелям малой емкости (одночетверочные). Примерами таких систем передачи являются.

1. Однокабельная, двухполосная 6-канальная система передачи КНК-6, предназначена для работы на короткие расстояния. Работает по симметричным непупинизированным кабелям с медными жилами диаметром 0,8-1,5 мм (например, типа ВТСП 1 х 4 х 1,2). Максимальная длина усилительного уча-стка-16 км. Рабочий диапазон частот составляет 16-120 кГц.

2. Двухкабельная, однополосная 24-канальная система передачи К-24, % предназначена для работы на магистральных линиях. Работает по симметричным непупинизированным кабелям с кордельно-стирофлексной изоляцией с медными жилами диаметром 1,2 мм типа МКСА 4x4x1,2, МКПВ 1x4x1,2). Номинальная длина усилительного участка для кабеля МКСА 4x4x1,2-34 км, а для кабеля МКПВ 1x4x1,2-19,5 км. Рабочий диапазон частот составляет 12-108 кГц.

3. Двухкабельная, однополосная 60-канальная система передачи К-бОп, предназначена для работы на магистральных линиях. Работает по симметричным непупинизированным кабелям с медными жилами диаметром 1,2 мм типа МКС, МК, МКСА, или МКПВ. Номинальная длина усилительного участка для кабеля МКС 4x4x1,2-19,4 км. Рабочий диапазон частот составляет 12-280 кГц.

4. Однокабельная, двухполосная 30-канальная система передачи КРРМ

КАМА), предназначена для работы на соединительных линиях между АТС и МТС, соединительных линиях городской и пригородной телефонной сети. Работает по симметричным непупинизированным кабелям с медными жила-щ ми диаметром 1,2 мм типа МКСБ. Средняя длина усилительного участка для кабеля МКС-13 км. Рабочий диапазон частот составляет 12-548 кГц.

Поскольку замена всех аналоговых систем передачи в России за короткое время не представляется возможной, то на первом этапе представляется целесообразным замена оборудования аналоговых систем передачи на цифровые при тех же линейных сооружениях без врезки дополнительных промежуточных регенераторов с возможностью увеличения числа каналов. Данная задача может быть решена несколькими путями, один из которых заключается в применении однополосного двухпроводного дуплексного метода передачи с организацией искусственных (фантомных) цепей.

Вопросам построения высокоэффективных двухпроводных адаптивных дуплексных цифровых систем передачи посвящен ряд работ [1-6]. Разрабо-* таны алгоритмы адаптивной обработки сигналов применительно к технологии амплитудно-импульсной модуляции (РАМ технология), квадратурной амплитудной модуляции (QAM технология), многочастотной квадратурной амплитудной модуляции (DMT технология).

В диссертации стоит задача разработки на основе искусственных цепей симметричных кабелей малой емкости двухпроводных дуплексных ЦСП, обеспечивающих высокую скорость передачи информации при максимально возможном качестве передачи сигналов. Сложность построения таких систем передачи заключается в наличии межсимвольной интерференции, переходных влияний между соседними парами кабеля, переходных влияний между 4 симметричными цепями и искусственной цепью, эхо сигналов, низкочастотных помех и гауссовского шума. Поэтому представляется актуальным разработка моделей линейных трактов ЦСП, построенных на основе физических пар симметричных кабелей и искусственных (фантомных) цепей (ЦСП ФЦ), оценка их потенциальных возможностей, а также построение алгоритмов оптимальной обработки сигналов в таких системах передачи.

Вопросам построения новых оптимальных алгоритмов обработки сигналов в ЦСП посвящено значительное число работ. Однако указанную проблему нельзя считать полностью разрешенной, поскольку отдельные задачи в разных работах решаются вне связи друг с другом, без учета многих важных факторов, а задача построения ЦСП на основе искусственных цепей симметричного кабеля рассматривается впервые. Поэтому в диссертационной работе ставятся для решения следующие задачи:

1. Построение моделей линейных трактов ЦСП ФЦ применительно к дуплексной передаче цифровых сигналов в симметричных и искусственных цепях одного кабеля в условиях действия межсимвольной интерференции, переходных влияний между симметричными цепями, переходных влияний между искусственной и симметричными цепями, эхо сигналов, низкочастотных помех питающего напряжения и гауссовского шума.

2. Оценка потенциальных возможностей ЦСП ФЦ по скорости передачи и допустимой вероятности ошибки.

3. Обоснование и выбор критерия построения оптимальной ЦСП ФЦ для условий неидеальности частотных характеристик, при действии в тракте переходных влияний, эхо сигналов, низкочастотной помехи и гауссовского шума.

4. Построение алгоритма оптимальной обработки цифровых сигналов в ЦСП ФЦ для условий действия в тракте межсимвольной интерференции, переходных влияний на ближнем и дальнем конце, ближнего эха, низкочастотных помех питающего напряжения и гауссовского шума.

5. Разработка и анализ алгоритмов адаптации оптимальных приемников-регенераторов ЦСП ФЦ для условий действия в тракте межсимвольной интерференции, переходных влияний, эхо сигналов и низкочастотных помех питающего напряжения.

6. Разработка программ статистического моделирования алгоритмов оптимальной адаптивной обработки сигналов для условий сложной помехо-вой обстановки.

При выполнении исследований были использованы методы теории оптимальной линейной фильтрации дискретных и непрерывных процессов, теории адаптации, теории цепей и сигналов, теории информации, теории вероятностей, методы математической статистики и машинного моделирования.

К защите представляются следующие тезисы:

- разработанная модель адекватно отражает линейный тракт ЦСП ФЦ, она учитывает действие в тракте межсимвольной интерференции, переходные влияния на ближнем и дальнем конце, ближнее эхо, низкочастотную помеху питающего напряжения и флуктуационный шум;

- существующие тракты аналоговых систем передачи по своим потенциальным возможностям позволяют реализовать в том же диапазоне частот не меньшее число цифровых каналов с качественно лучшими характеристиками;

- оптимальный приемник-регенератор цифрового сигнала ЦСП ФЦ должен содержать адаптивный компенсатор межсимвольной интерференции, адаптивные компенсаторы переходных влияний на ближнем и дальнем конце, компенсатор ближнего эха, а также компенсатор помех питающего напряжения;

- адаптация приемника-регенератора ЦСП ФЦ и реализация оптимальных характеристик возможны только при наличии взаимных связей по входам и выходам фильтров-оценивателей между основными симметричными цепями и фантомной цепью;

- разработанные программы статистического моделирования оптимального регенератора позволяют оценить потенциальные возможности синтезированных алгоритмов, обоснованно выбрать параметры адаптивного регенератора, служат основой построения автоматизированного рабочего места специалистов, занимающихся разработкой перспективных цифровых систем передачи и являются программным обеспечением сигнального процессора ф адаптивных ЦСП ФЦ.

Полученные в диссертации результаты могут быть использованы при построении перспективных адаптивных ЦСП, обеспечивающих существенное уменьшение вероятности ошибки, увеличение длины регенерационного участка и организацию передачи цифровых потоков по физическим парам симметричных кабелей связи.

Результаты диссертации обсуждались и были одобрены на различных симпозиумах и научно-технических конференциях профессорско-преподавательского состава Государственного университета телекоммуникаций.

Основные результаты диссертационной работы опубликованы в научных работах.

Диссертация состоит из введения, четырех разделов, заключения и

Выводы

Статистическое моделирование адаптивных оценивателей цифровых * сигналов на выходе линейных трактов ЦСП ФЦ позволило экспериментально подтвердить правильность теоретических выводов диссертации и работоспособность созданных алгоритмов.

Оптимальный адаптивный оцениватель сигналов в ЦСП ФЦ позволяет практически полностью вернуть потери в помехозащищенности сигнала и вероятности ошибки, обусловленные влиянием межсимвольной интерференции, переходных помех между цепями, сигнала ближнего эха и помех питающего напряжения.

Для различных исходных данных проведены всесторонние испытания созданных алгоритмов.

Доказано, что использование фантомных цепей в сочетании с методом двухпроводной дуплексной организации связи по каждой симметричной цепи, применение многоуровневых символов в тракте, при адаптивнои технологии обработки сигналов на приеме позволяет увеличить в три раза пропускную способность симметричных кабелей малой емкости при той же занимаемой полосе частот, при полной «цифровизации» каналов связи. на основе линейных трактов фантомных цепей могут быть построены цифровые тракты передачи, обеспечивающие большее число каналов в сравнении с АСП, но с качественно новыми характеристиками.

Разработанные программы моделирования, во-первых, могут быть инструментом автоматизированного рабочего места специалистов, занимаю-ф, щихся проектированием перспективных цифровых систем передачи, поскольку позволяют оперативно выявлять потенциальные возможности цифровых трактов, а во-вторых, являются основой программирования сигнальных процессоров для реализации адаптивных ЦСП ФЦ.

Заключение

Сформулируем основные научные и практические результаты, полученные в диссертации.

Существующие ныне в большом количестве линейные тракты аналоговых систем передачи обеспечивают организацию небольшого числа каналов при ширине занимаемой полосы частот » TV 4,0 кГц. Вместе с тем, потенциальные возможности проложенных кабелей связи по километрическому затуханию и по помехозащищенности сигнала позволяют организовывать тракты цифровых систем передачи при организации такого же числа каналов, что и в аналоговых, но с более высокими качественными показателями.

Значительную часть проложенных кабелей, как в России так и в СНГ составляют кабели малой емкости. Увеличить пропускную способность таких кабелей можно только путем применения новых наукоемких технологий обработки сигналов.

В работе предложено в каждой симметричной паре использовать двух-проводный дуплексный режим передачи с организацией на основе двух симметричных пар искусственной (фантомной) цепи.

Показано, что электрические параметры фантомных цепей практически совпадают с аналогичными параметрами обычных симметричных цепей.

Основными мешающими факторами при построении цифровых трактов на основе аналоговых с применением фантомных цепей являются:

- межсимвольная интерференция;

- переходные влияния между основными, параллельно работающими цепями;

- переходные влияния между основными цепями и фантомной цепью;

- ближнее эхо на входе каждой цепи;

- низкочастотные помехи питающего напряжения;

- флуктуационный шум.

Предложенная математическая модель дуплексного цифрового тракта, адекватно отражающая реальные условия передачи, является основой для построения алгоритма работы оптимального приемника-регенератора ЦСП ФЦ для сложной помеховой обстановки.

Обоснованы выбор критерия оптимизации и правила принятия решения. Полученное правило выбора решения полностью определяет структуру оптимального в гауссовском приближении приемника-регенератора ЦСП ФЦ. Приемник-регенератор должен содержать линейный оцениватель вектора дискретных параметров, экстраполятор вектора сопутствующих параметров и решающую схему. Причем, процесс формирования оценок информационных и сопутствующих параметров должен быть разделен во времени.

Оптимальным оценивателем информационных символов на приеме является фильтр Калмана-Бьюси с вложенными компенсаторами переходных помех, ближнего эхо и компенсатором низкочастотных помех.

Применительно к оцениванию последнего компонента информационного вектора состояния предложена структура модифицированного фильтра Калмана-Бьюси, состоящая из линейного нерекурсивного фильтра, фильтра решающей обратной связи, компенсаторов переходных влияний, компенсаторов ближнего эха и компенсатора низкочастотных помех.

Пропускная способность линейного тракта, определяющая его потенциальные возможности, зависит от соотношения сигнал/шум, амплитудно-частотных свойств тракта, а также от наличия переходных влияний, эхо сигналов и низкочастотных помех.

Наибольшее значение скорости передачи или пропускная способность достигается при применении отсчетных единичных элементов с ограниченным спектром и может быть реализована при приеме "в целом".

Полученные оценки параметров адаптации для основного и модифицированного оценивателей позволяют обеспечивать режим адаптации при высокой начальной скорости сходимости алгоритма и практически минимально возможной остаточной погрешности оценивания.

Доказана сходимость полученных алгоритмов к оптимальному решению.

Исследован метод стохастической идентификации параметров линейного цифрового тракта.

Доказана сходимость стохастического алгоритма идентификации к параметрам тракта передачи.

Определена дисперсия избыточного шума адаптации и получены граничные значения коэффициента адаптации, определяющие устойчивость алгоритма и его скорость сходимости.

Полученные в работе алгоритмы оптимальной обработки сигналов в линейных трактах ЦСП ФЦ послужили основой для построения программ статистического моделирования на алгоритмическом языке BorlandC++.

Статистическое моделирование адаптивных регенераторов сигналов для линейных трактов ЦСП ФЦ позволило экспериментально подтвердить правильность теоретических выводов диссертации и работоспособность синтезированных алгоритмов.

Оптимальный адаптивный регенератор позволяет практически полностью вернуть потери в скорости передачи и помехозащищенности сигнала, обусловленные влиянием переходных помех, эхо сигналов и помех питающего напряжения.

Доказано, что на основе линейных трактов АСП без замены НУП и врезки дополнительных промежуточных необслуживаемых регенерацион-ных пунктов могут быть построены цифровые тракты передачи, обеспечивающие то же число каналов, что и в АСП.

Разработанные программы моделирования могут быть инструментом автоматизированного рабочего места специалистов, занимающихся проектированием перспективных цифровых систем передачи, поскольку позволяют оперативно выявлять потенциальные возможности цифровых трактов.

1. Курицын СЛ., Хусейн И.Х. Квазиоптимальный адаптивный прием дискретных сигналов в двухпроводных дуплексных каналах связи // Техника средств связи: Сер. ТПС, 1992. Вып. 7.

2. Курицын С.А., Хусейн И.Х. Адаптивная обработка дискретных сигналов в двухпроводных дуплексных каналах связи. // Синтез и анализ алгоритмов оптимальной обработки сигналов: Сб. науч. тр. учеб. завед. связи / СПбГУТ. СПб, 1993. Вып. 158.

3. Денисьева О.М. Цифровые системы передачи для абонентских линий.// Вестник связи. 1995. № 9.

4. Денисьева О.М., Немчинов В.М. Цифровые системы передачи для абонентских линий.// Электросвязь. 1996. № 5.

5. Курицын С.А., Эль Муссави Н. Оптимальная обработка сигналов в регенераторах цифровых систем передачи дуплексных абонентских линий ГТС // Анализ сигналов и систем связи: Сб. науч. тр. учеб. завед. связи/ СПбГУТ. СПб, 1996.

6. Курицын С.А., Тулинов В.Н. Замена аналоговых СП на цифровые без модернизации линейного тракта// Обработка сигналов в системах связи: Сб. науч. тр. учеб. завед. связи/ СПбГУТ. СПб, 1996. Вып. 162.

7. Курицын С. А. Основы построения телекоммуникационных систем передачи. СПб.: ИЦ «ВЫБОР», 2004.

8. Кулешов В.Н. Теория кабелей связи. М.: Связьиздат, 1950.

9. Роткоп JI.JI. Статистические методы исследования на моделях.- М.: Энергия, 1967.

10. Быков В.В. Цифровое моделирование в статистической радиотехнике.- М.: Советское радио, 1971.

11. Мартин Ф. Моделирование на вычислительных машинах.- М.: Советское радио, 1972.

12. Курицын С.А., Наваль А.М.С. Distortion of Digital Signals in Mono-mod Optical Waweguides. Third International Soviet Fibre Optics and Telecommunications Conference. St. Peterburg, April, 26 30, 1993.

13. Курицын С.А. Методы адаптивной обработки сигналов передачи данных. М.: Радио и связь, 1988.

14. Курицын С.А., Буянов В.Ф., Жиленков М.Г., Захаров И.И. Марковская модель канала тональной частоты.- Техника средств связи. Сер. ТПС, 1984, вып. 2.

15. Буянов В.Ф., Захаров И.И., Курицын С.А., Перфильев Э.П. Моделирование адаптивных устройств преобразования сигналов на ЭВМ.- Киев: Электронное моделирование, т.7, 1985, № 1.

16. Драгун Л.А., Курицын С.А. Модель дискретного спутникового канала связи. Труды НИИР, 1986, № 1.

17. Курицын С.А., Лиференко В.Д., Лукин И.А. Модели линейного тракта ВОСП.-Электросвязь, 1992, № 5.

18. Курицын С.А., Хусейн И.К. Модель дуплексного канала передачи данных// Обработка сигналов в системах связи: Сборник научных трудов учебных заведений связи/ СПбГУТ. СПб, 1992. - Вып. №156.

19. Kouritzin S.A., Husein I.H. The Markov Channel Model Data Transmission for Communication Sattellite Link. First International Russian Conference on Satellite Communicatios. St. Peterburg, April 19-23, 1993.

20. Баева Н. Н., Гордиенко В. Н., Курицын С. А. и др. Многоканальные системы передачи.: Радио и связь, 1997.

21. Курицын С. А., Тулинов В. Н. Замена аналоговых СП на цифровые без модернизации линейного тракта// Обработка сигналов в системах связи:

22. Сб. науч. тр. учеб. завед. связи/ СПбГУТ. СПб, 1996. Вып. 162.

23. Верник С. М., Кашутин А. А. Взаимные влияния между линейными трактами кабельных магистралей. М.: Связь, 1979.

24. Фаерович Б.М. Повышение защищенности между системами ВЧ телефонирования // Обмен опытом эксплуатации. Междугородная телефонная связь. М.: Связь, 1968. Вып. 2.

25. Парфенов Ю. А., Слетов С. А., Нечаевский JI. М. и др. Автоматизация симметрирования кабелей связи // Электросвязь. 1971. № 2.

26. Шварцман В. О. Взаимные влияния в кабелях связи. М.: Связь,1966.

27. Ярлыков М.С. Применение марковской теории нелинейной фильтрации в радиотехнике. М.: Сов. радио, 1980.

28. Тихонов В.И., Кульман Н.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. М.: Сов. радио, 1975.

29. Кульман Н.К. Оптимальный прием сигналов с непостоянными частотой и амплитудой на фоне шумов // Радиотехника и электроника. 1964. Т. 9. Вып. 9.

30. Кульман Н.К., Стратонович P.JI. Фазовая автоподстройка частоты и оптимальное измерение параметров узкополосного сигнала с непостоянной частотой в шуме // Радиотехника и электроника. 1964. Т. 9. Вып. 1.

31. Roder H.F. Die Ubertragung quaternazer Digitalsignale auf symetrischen Ortsverbindung und Ortanschlu kabeln // Frequenz. 1986. 40. № 4.

32. Чепиков А.П., Парфенов Ю.А., Рассохин Э.В. Передача дискретной информации по кабелям ГТС. М.: Связь, 1979.

33. Андреев В.А. Временные характеристики кабельных линий связи. М.: Радио и связь, 1986.

34. Львович А.А. О нормированной защищенности от продуктов низкочастотной паразитной модуляции в генераторном оборудовании систем многоканальной передачи // Техника средств связи. Сер. ТПС. 1978. Вып. 3.

35. Стратонович P.J1. Принципы адаптивного приема. М.: Советское радио, 1973.

36. Шахгильдян В.В., Лохвицкий М.С. Методы адаптивного приема сигналов. М.: Связь, 1974.

37. Курицын С.А. Адаптивные фильтры Калмана-Бьюси и их применение в технике передачи данных. / Техника средств связи. Сер. ТПС, 1980, вып.6 (51).-с. 78-87.

38. Арсенов А.Е., Захаров И.И., Перфильев Э.П. Эхо-компенсатор в УПС для дуплексной связи по коммутируемому каналу ТЧ. Передающие и приемные устройства систем связи в цифровой реализации. / Сб. научных трудов уч. ин-тов связи, 1987.

39. Turner S.E. Echo Cancellation for High-Speed Dial-up Applications.-Telecommunications / 1988, 22, № 1.

40. Wang Т., Werner T. Performance Analysis of Echocancellation that Arrangement that Compensates for Frequence Offset in the Far Echo.- IEEE Transmission Communication, 1988, 36,1 3, 364-372.

41. Снегов А.Д. Адаптивная компенсация электрического эха в каналах ТЧ. // Электросвязь, 1978,1 8, с. 15-19.

42. Marcos S., Macchi О., Pintaux J. Timing Jitter Effects in an Echo Canceller for Full-duplex Data Transmission. Signal Process. Ш: Theor. and Appl.: Proc. EUSIPCO-86, 3rd Eur. Signal Process. Conf., Sept. 2-5, 1986, pt.2, A 74.

43. Croff J. A Fase Echo Canceller Method for the CCITT V.32 Modem. IEEE Trans. Commun.- 1990.- № 5.-p. 629-638.

44. Сейдж Э., Меле Дж. Теория оценивания и ее применение в связи и управлении.-М.: Связь, 1976.

45. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника.- М.: Радио и связь,1982.

46. Курицын С.А. Адаптивные фильтры Калмана-Бьюси и их применение в технике передачи данных. / Техника средств связи. Сер. ТПС, 1980,вып.6 (51).

47. Курицын С.А., Наваль Абдулла М.С. The Modifiable Adaptive Algoritmof the Kalman Filtration // Third International Russia Telecommunications Conference. St. Peterburg, Desember, 12- 16, 1994.

48. Курицын C.A., Эль Муссави H. Оптимальная обработка сигналов в регенераторах цифровых систем передачи дуплексных абонентских линий ГТС//Анализ сигналов и систем связи: Сб. научн. тр. учеб. завед. связи/ СПбГУТ.- СПб,1996.

49. Стратонович P.JI. Применение теории процессов Маркова для оптимальной фильтрации сигналов // Радиотехника и электроника. 1960. Т.5. № п.

50. Левин Б.Р. Теоретические основы статистической радиотехники. Кн. 1. М.: Сов. радио, 1966; Кн. 2. М.: Сов. радио, 1968.

51. Амиантов И.Н. Избранные вопросы статистической теории связи. М.: Сов. радио, 1971.

52. Петрович Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой манипуляией. М.: Сов. радио, 1965.

53. Winer N. The Extrapolation, Interpolayion and Smoothing of Stationary Time Series. N.Y.: Jonh Walei and Sons, 1949.

54. Сосулин Ю.Г. Теория обнаружения и оценивания стохастических сигналов. М.: Сов. радио, 1978.

55. Kushner H.J. New Approximation to Optimal Nonlinear Filters // IEEE Trans. Auto. Cont. 1967. AC-12. № 5.

56. Forney G.D. Maximum likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference // IEEE Transmission on Information Theory. 1972. V. IT-18.

57. Шахгильдян В.В., Лохвицкий М.С. Методы адаптивного приема сигналов. М.: Связь, 1974.

58. Курицын С.А. О связи дисперсии МСИ с частотными характеристиками канала связи. // Техника средств связи. Сер. ТПС.- 1978. Вып. 6 (27).

59. Lender A. Decision-Directed Digital Adaptive Equalization Technique for High-Speed Data Transmission // IEEE Transaction on Communication.-1970.- v. C-18.

60. Курицын C.A. Адаптивные фильтры Калмана-Бьюси и их применение в технике передачи данных. / Техника средств связи. Сер. ТПС, 1980, вып.6 (51).

61. Курицын С.А. Фильтр с регулируемой скоростью адаптации // Техника средств связи. Сер. ТПС. Вып. 8 (61).

62. О. Shalvi and Weinstein. Super Exponential Methods for Blind Decon-volution // IEEE Trans, on Information Theory. 1993. March. 39 (2).

63. K. Wesolowski. On Acceleration of Adaptive Blind Equalization Algorithms. Archiv fur Elektronik und Ubertragungstechnik (AEU) // Int. Journal of Electronics and Communications. 1992. 46 (6).

64. Ding R.A., Kennedy B.D., Anderson R.R., Jhonson C.R. Local Convergence of the Sato Blind Equalizer and Gewneralizations Under Practical Constraints // IEEE Transactions on Information Theory. 1993. V. IT-39.

65. Benveniste A. Blind Equalizers // IEEE Trans, on Commun. 1984. August. V. COM-32.

66. Латхи Б.П. Системы передачи информации.- М.: Связь, 1971.

67. Тамм Ю.А. Адаптивная коррекция сигнала ПД.- М.: Связь, 1978.

68. Шувалов В.П. Прием сигналов с оценкой их качества.-М.: Связь,1979.

69. Тулинов В.Н. К расчету вероятности ошибки в регенераторах ЦСП// Обработка сигналов в системах связи: Сборник научных трудов учебных институтов связи/ СПбГУТ.-СПб, 1996. № 162.

70. Васильев В.И., Горшков Л.Ф., Свириденко В.А. Методы и средст-ва организации каналов передачи данных.- М.: Радио и связь, 1982.

71. Курицын С.А., Наваль A.M., Хусейн И.Х. The Modifiable Adaptive Algorithm of the Kalman Filtration. The First International Telecommunications Conference.St. Petersburg, Russia, Dezember 12-16, 1994.

72. Robinson H., Monros S. A Stochastic Approximation Method.- Ann.1. Math. Statist. 22, 1957.

73. Kiefer J., Wolfowirth J. Statistical Estimation of the Maximum of a Regression Function.- Ann. Math. Statist. 23, 1952.

74. Dworetzky A. On Stochastic Approximation.- Proc. 3rd Berkeley Symp. Math. Statisti. and Prob. University of California, 1956.

75. Blum J. Multidimensional Stochastic Approximation Procedure.- Ann. Math. Statist. 25, 1954.

76. Курицын C.A. Фильтр с регулируемой скоростью адаптации,- Техника средств связи. Сер. ТПС, вып. 8 (61).

77. Деруссо П., Рой Р., Клоуз Ч. Пространство состояний в теории управления.- М.: Изд. Наука, 1970.

78. Демидович Б.П., Марон И.А. Основы вычислительной математики,- М.: Наука, 1970.

79. Бахвалов Н.С. Численные методы.- М.: Наука, 1975.

80. Деч Г. Руководство к практическому применению преобразования Лапласа и z-преобразования.-М.: Наука, 1971.