автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.04, диссертация на тему:Повышение помехоустойчивости передачи цифровой информации методами расширения спектра сигналов с непрерывной фазой

На правах рукописи

Баланов Михаил Юрьевич

ПОВЫШЕНИЕ ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ ПЕРЕДАЧИ ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ МЕТОДАМИ РАСШИРЕНИЯ СПЕКТРА СИГНАЛОВ С НЕПРЕРЫВНОЙ ФАЗОЙ

Специальность: 05.12.04 Радиотехника, в том числе системы и устройства телевидения

АВТОРЕФЕРАТ диссертации на соискания ученой степени кандидата технических наук

1 2 и др 2029

МОСКВА 2009

003463746

Работа выполнена в Государственном образовательном учреждении высшего профессионального образования «Московский государственный институт радиотехники, электроники и автоматики (технический университет)»

Научный руководитель

д.т.н., профессор Парамонов А.А.

Официальные оппоненты:

д.т.н., профессор Мартиросов В.Е.

д.т.н., профессор Сизых В.В.

Ведущая организация

ФГУП «ЦНИИ «Комета»

Защита состоится 20 марта 2009 года в 13.00 на заседании диссертационного совета Д212.131.01 при Государственном образовательном учреждении высшего профессионального образования «Московский государственный институт радиотехники, электроники и автоматики (технический университет)» (МИРЭА) по адресу 119454, г. Москва, просп. Вернадского, 78

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке МИРЭА.

Автореферат разослан « 19 » февраля 2009 г.

Ученый секретарь диссертационного совета Д212.131.01

д.т.н., профессор Куликов Г.В.

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

В настоящее время все большее применение находят методы передачи и приема информации с использованием широкополосных сигналов (ШПС). Применение ШПС в системах мобильной связи, таких как IS-95 CDMA, позволяет эффективно бороться с внутриканальными и межканальными помехами, эффектом Доплера и максимально эффективно использовать выделенный диапазон частот для передачи голосовой информации между пользователями. В системах спутниковой связи, таких как GlobalStar, расширение спектра передаваемого сигнала приводит к повышению помехозащищенности от преднамеренных помех и позволяет использовать портативные маломощные устройства для проведения сеансов радиосвязи во всех точках земного шара. Широкополосные сигналы систем спутниковой навигации типа GPS или ГЛОНАСС позволяют повысить точность оценки псевдодальностей до спутников в сложной помеховой обстановке и, соответственно, улучшить точность определения координат объектов. Широкое использование ШПС в современных системах связи и навигации показывают перспективность применения ШПС в будущем.

Толчком к развитию систем передачи, и, в частности, методов широкополосной передачи, послужило повышение общего количества радиоэлектронных систем (РЭС), занимающих определенный диапазон частот, ухудшение электромагнитной обстановки, ужесточение требований к радиоэлектронной аппаратуре (РЭА) систем передачи информации (СПИ).

К широкому использованию ШПС на практике привели научные работы Д.В. Агеева, A. J. Viterbi, JI.E. Варакина, Г.И. Тузова, M.K. Simon и многих других исследователей. В них заложены основные положения теории передачи и приема широкополосных сигналов, выявлены наиболее эффективные методы их использования на практике в различных прикладных задачах, найдены предельные потенциальные возможности приема широкополосных сигналов в сложной помеховой обстановке.

Параллельно с развитием широкополосных методов в СПИ развивалась теория передачи и приема модулированных дискретных сигналов с непрерывной фазой (МНФ) в узкополосных каналах связи. Первые упоминания о таких сигналах в литературе появились в середине 70-х годов XX века, когда возникла потребность повышения помехоустойчивости передачи дискретной информации с одновременным повышением спектральной эффективности радиосистем. Семейство сигналов МНФ позволяет подбирать формат используемого сигнала по многим параметрам, что дает возможность выбирать наилучший формат сигнала для конкретной радиосистемы.

В большинстве случаев при исследовании широкополосных сигналов указывается, что фаза сигнала от символа к символу претерпевает разрыв. В большей мере это связано со сложностью формирования широкополосных сигналов без разрыва фазы при высокоскоростной передаче информации и трудностью теоретического анализа таких сигналов.

Расширение семейства сигналов МНФ возможно введением нового мало-

исследованного класса широкополосных сигналов с интересными свойствами, в которых сочетаются преимущества ШПС и наилучших форматов узкополосных сигналов.

Актуальность диссертационной работы определяется тем, что она направлена на решение проблемы повышения энергетической эффективности систем передачи дискретной информации по широкополосным радиоканалам со сложной помеховой обстановкой в условиях действия преднамеренных и непреднамеренных помех с неизвестными параметрами. Такие радиоканалы в первую очередь характерны для спутниковых и сотовых систем мобильной связи, радиосистем военного и двойного назначения. Подобные системы, в числе прочих применений, имеют исключительное значение для географически крупных регионов с низкой плотностью населения и большим количеством малых населенных пунктов, с которыми необходимо обеспечить связь, а также для крупных городов с большой плотностью населения и соответственно большой плотностью СПИ на ограниченной территории.

Целью работы является исследование помехоустойчивости приема широкополосных модулированных сигналов с непрерывной фазой (МНФ-ШПС), в сложной помеховой обстанопке, а также поиск путей и методов повышения помехоустойчивости приема этих сигналов, устойчивых к действию флуктуацион-ных и структурных помех.

Поставленная цель достигается решением следующих основных задач:

1) Разработка метода поиска перспективных по энергетическому критерию форматов сигналов МНФ-ШПС;

2) Поиск и оптимизация по энергетическому критерию форматов сигналов МНФ-ШПС в классе двоичных сигналов с единственным постоянным индексом модуляции;

3) Исследование помехоустойчивости приема найденных форматов сигналов на фоне флуктуационного шума и структурных помех типа гармонической или импульсной;

4) Разработка и исследование методов борьбы с нефлуктуационными помехами на основе адаптивной фильтрации с алгоритмами подстройки вектора весовых коэффициентов без использования обучающей последовательности;

5) Разработка и исследование метода кодирования сигналов МНФ с исключением нежелательных фазовых траекторий.

На защиту выносится теоретическое и экспериментальное обоснование использования в СПИ предложенных сигнальных конструкций МНФ-ШПС, а также адаптивные алгоритмы приема этих сигналов.

Основные научные положения, выносимые на защиту:

• Использование в системах радиосвязи широкополосных сигналов без разрыва фазы позволяет повысить (на 3 дБ и более) помехоустойчивость приема информации на фоне флуктуационного шума и/или структурных помех по сравнению с традиционными схемами прямого расширения спектра и скачкообразной перестройкой рабочей частоты;

• Помехоустойчивость приема широкополосных сигналов без разрыва фазы с большим коэффициентом расширения спектра ( > 30) на фоне флуктуаци-онного шума слабо зависит от индекса модуляции в области значений, меньших единицы, и в большей степени определяется элементами векторов расширяющих последовательностей;

• Использование алгоритма адаптивной фильтрации по критерию минимума выходной энергии коррелятора при линейном ограничении вектора весовых коэффициентов позволяет успешно бороться с нефлуктуационными помехами на входе приемника широкополосного сигнала с минимально частотной манипуляцией;

• Использование специальных методов помехоустойчивого кодирования с исключением нежелательных фазовых траекторий позволяет повысить энергетические характеристики сигналов, модулированных непрерывной фазой.

Научная новизна работы заключается в следующем:

• впервые предложен новый формат широкополосных сигналов МНФ, устойчивый к действию структурных и флуктуационных помех;

• впервые поставлена и решена задача поиска оптимальных форматов широкополосных сигналов МНФ; с помощью теории графов выполнен поиск форматов сигналов МНФ-ШЛС с хорошими энергетическими свойствами и рациональными индексами модуляции;

• впервые исследована помехоустойчивость приема широкополосных сигналов с непрерывной фазой на фоне флуктуационного шума и структурных помех (гармоническая и импульсная помеха);

• предложен и исследован новый метод кодирования сигналов МНФ путем исключения нежелательных фазовых траекторий, приводящий к улучшению энергетических характеристик сигналов.

Практическая ценность работы состоит в следующем:

• определены форматы сигналов МНФ-ШПС, применение которых в действующих и перспективных радиосистемах позволяет повысить помехоустойчивость передачи информации в различной помеховой обстановке;

• даны рекомендации по выбору конкретных сигнальных форматов сигналов МНФ-ШПС с учетом информации о помеховой обстановке на входе приемника СПИ;

• предложены алгоритмы формирования кодированных сигналов МНФ, устойчивых к действию помех;

• разработаны методики и программное обеспечение поиска энергетических эффективных форматов сигналов МНФ-ШПС с рациональными и иррациональными индексами модуляции.

Апробация работы:

Основные положения диссертации докладывались на следующих научных конференциях:

1) 51-я, 54-я, 55-я и 56-я научно-техническая конференция МИРЭА (Москва, 2002 г., 2005-2007 гг.);

2) 9-я Международная научно-техническая конференция «Радиолокация,

навигация, связь» (Воронеж, 2003 г.);

3) Всероссийская научно-техническая конференция «Информационно-телекоммуникационные технологии» (Сочи, 2004 г.);

4) Студенческая конференция "Современные технологии Вузов России -пути развития и реализации" (Москва, 2007 г.);

5) V Международная научно-практическая конференция "Исследование, разработка и применение высоких технологий в промышленности" (Санкт-Петербург, 2008 г.).

Внедрение основных результатов. Полученные при выполнении диссертационной работы результаты нашли отражение в отчетах по девяти НИР и использованы н ФГУП "ЦНИИ Комета" и НИИ КС им. А.А. Максимова - филиал ФГУП ТКНПЦ им. Хруничева", внедрены в учебный процесс в МИРЭА, что подтверждается соответствующими актами внедрения.

По материалам диссертации опубликовано шесть печатных работ, две из которых - в изданиях, включенных в перечень ВАК. Одна работа опубликована в зарегистрированном электронном журнале в сети Интернет.

Структура и объем диссертации. Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения, библиографического списка литературы, включающего 68 наименований, и приложения. Её общий объем составляет 108 страниц текста, включающего 36 рисунков и 9 таблиц.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обосновывается актуальность темы диссертации, сформулированы цели исследования и основные решаемые задачи, показаны научная новизна и практическая ценность полученных результатов, определены основные положения, выносимые на защиту.

В первом разделе вводится новый класс сигналов МНФ-ШПС, приводятся основные сведения о модулированных сигналах с непрерывной фазой, исследуются энергетические характеристики предлагаемых сигнальных конструкций.

Простейший сигнал МНФ-ШПС на А-ом тактовом интервале можно записать следующим образом:

^С * 1

соэЯг + г^сДММффок 1£((к-1)Тс,кТс), (1)

где Ес - энергия сигнала на интервале времени Тс; А- постоянный индекс модуляции; <э0 = 2я/"0 - несущая частота; % - начальная фаза сигнала в момент времени I - 0; Сл = [с,;с2;...;с4] - вектор двоичных символов, принимающих значения с, = ±1 ; д(() - фазовый импульс (ФИ) единичной длины.

Вектор передаваемых символов С* определяется вектором информационных символов А, =1а1;а2;...;а,], каждый элемент которого может принимать значения в, =±1, и двумя псевдослучайными последовательностями составленными из символов двоичного алфавита Ьт = ± 1 .

Правило формирования элементов вектора С*:

где - целая часть числа х, М = Г, /Г - коэффициент расширения спектра сигнала МНФ-ШПС, Г5 - длительность информационного тактового интервала.

На к-ом информационном тактовом интервале передаваемые символы соответствуют символам Ь, псевдослучайной последовательности (ПСП), которая сопоставлена передаваемому информационному символу а¡¡.

Функция называется функцией фазового импульса (ФИ) и определена на интервале времени [0,+оо), причем она возрастает от нуля до величины 1/2 при I е[0,ЬТс], а при I > ЬТС остается равной 1/2. Для ¿=1 ФИ будет единичной длины. В работе исследуются сигналы МНФ-ШПС с линейным ФИ:9(*)='/21Гс, /<=[0,17;].

Среди сигналов семейства МНФ-ШПС можно выделить сигнал с Ь=0.5, который назовем дискретным широкополосным сигналом с минимально частотной манипуляцией (МЧМ-ШПС).

По аналогии с обычными сигналами МНФ для сравнения сигналов МНФ-ШПС может быть использован энергетический критерий. Для этого определяется величина <11м, минимум квадрата евклидова расстояния:

1 I2

= Д4А(\*)]л, (3)

агр о

где N - глубина принятия решения о переданном символе, Ам„,» =[а,сМ2,с'Ч,...,с(<^] и а\ц = [(3,с(')2,с(')з,...,с%] - векторы информационных символов. Поиск минимального значения в (3) выполняется по всем возможным парам информационных последовательностей длиной N символов с несовпадающими первыми элементами. Лучшими энергетическими свойствами будет обладать сигнал с большим значением ¿/¿„.

Верхней границей с1\ является такое минимальное расстояние с1Ут, при котором фазовые траектории, соответствующие начальным символам +1 и -1 совпали и дальнейшее увеличение глубины анализа N не приведет к увеличению расстояния ¿/П2СП и, соответственно, его верхней границы.

¿1 (4)

Каждый сигнал МНФ-ШПС описывается фазовой решеткой (рис.1), которая представляет собой совокупность функций изменения фазы сигнала во времени при всех возможных комбинациях информационных символов, совмещенных на одном рисунке. Для сигналов МНФ форма сигнала на данном тактовом интервале зависит от информационных символов на предыдущих тактовых интервалах. Данное свойство называется межсимвольной информационной связью, которая характеризуется необходимой глубиной анализа Л^, до первой точки слияния двух фазовых траекторий на фазовой решетке с несовпадающими первыми символами. Такая глубина анализа N¿1 косвенно определяет необходимую глубину анализа для принятия решения о переданном символе N. а также вели-

чину (¡1 .

В работе определено, что для сигналов МНФ-ШПС с произвольным индексом модуляции скорость увеличения необходимой глубины анализа Ыся до первой точки слияния фазовых траекторий немного превышает скорость роста геометрической прогрессии с начальным значением А/о = 3, и знаменателем прогрессии 6=2. Члены указанной прогрессии использованы для определения нижней границы оценки максимальной глубины анализа до точки слияния двух фазовых траекторий при больших М.

Для сигналов МНФ-ШПС с рациональными индексами И =Ъ\1Ь2 (Ы и И2 -взаимно простые целые числа), с учетом цикличности фазы, фазовая решетка замыкается. В результате пропеденпьгх исследований установлено, что для К2 <26 максимальная глубина анализа до нерпой точки слияния фазовых траекторий удовлетворяет следующей формуле:

Лг„=[1о82А2>1 (5)

Основной задачей работы являлся поиск сигналыю-кодовых конструкций сигналов МНФ-ШПС с целью повышения помехоустойчивости их приема на фоне шумовых и нефлуктуационных помех большой интенсивности. Основным критерием оптимизации является энергетический критерий, оптимизировались две последовательности двоичных символов В' =[61±;62±;...;6У±].

На рис. 2 представлены результаты экспериментального исследования распределения е/^ при случайном выборе к, М = 30, глубине анализа N = 10, количестве испытаний К= 1000. В качестве ПСП случайным образом выбирались три набора векторов ПСП В^ длиной М элементов каждый, которые чередовались между собой по аналогии с сигналами АЦИИМ. Для сравнения на этом же рисунке приведена величина для обычных сигналов МНФ. Видно, что даже при случайном выборе векторов ПСП можно получить энергетический выигрыш от использования сигналов МНФ-ШПС.

ОЦУ-'-.Т •_._,_,_I_,_I___

О 0.1 0.: 0.3 0.4 0.5 0.(5 0.7 0.S 0,9

Индекс модуляции h Рис. 2 Величина ^ ентгтоМНФ-ШПСдтяЛ/=30.

---'значения d\ для обычных сигналов МНФ

В общем случае задачу поиска оптимальных последовательностей решить не удалось, поэтому в работе предложен оригинальный алгоритм поиска близких к оптимальным форматов сигналов, основанный на разбиении информационного тактового интервала на три частичных интервала (рис. 3). Поведение разности фаз сигналов на начальном тактовом частичном интервале должно обеспечивать за короткий промежуток времени достижение её оптимального значения А<р0„,„ ¡.

г На среднем длинном частич-

3 1 • 'о ном интервале разность фаз

сигналов, соответствующих различным информационным символам, остается постоянной Д<р„,„„1, обеспечивая достижение максимального квадрата евклидова расстояния для данного формата сигнала. Последний короткий частичный

<еЮ

1Т,

Рис. 3 Поведение фазы сигнача МНФ-ШПС на информационном тактовом интервале.

интервал обеспечивает поворот фазы сигнала таким образом, чтобы по окончании передачи информационного бита разность фаз между фазовыми траекториями Aça j соответствовала оптимальной разности фаз для обеспечения максимально удаленной точки слияния Л^,. Каждому значению AtpÎJXi сопоставляется своё оптимальное значение А<ри„„Критерием оптимизации разностей фаз является минимум оценки вероятности ошибки Pe"(A<p0lm ¡, A<ponm 2,—, Açw, nc.,-i), рассчитанной по значениям dl„.

Оптимизация разностей фаз для Ncl-5 позволила получить Ре *= 1.4-10"7

для отношения сигнал шум 2E/N0 = 10 и индекса модуляции h = 0.6; в сравнении с обычным сигналом МНФ с h = 0.5 и 2E/N0= 10 Ре= 1.6-10"3. В общем случае энергетическая эффективность использования сигналов МНФ-ШПС, сформированных по предлагаемому алгоритму, увеличивается на 3 дБ и более по сравнению с обычными сигналами МНФ.

Известные алгоритмы приема сигналов МНФ, такие как алгоритм Витер-би, разработаны для практического применения с сигналами МНФ с рациональными индексами модуляции, что приводит к необходимости более подробного рассмотрения этого частного случая. Аналогично случаю сигналов МНФ-ШПС с произвольным /г, в этом случае каждому дискретному значению разности фаз А(рС1, (рис. 3) па конце 7j сопоставляется свое дискретное значение разности фаз А<ра„,„, в середине тактового интервала. В этом случае следует оптимизировать Ре'(А<р„„„,\, А¥>,„„„2, ••■< AfWiA'ci-i) в дискретном пространстве разностей фаз У. Для поиска наилучших сочетаний параметров необходимо перебрать все возможные последовательности разностей фаз Д(рсл,. Таких последовательностей -бесконечное множество, однако представление их графом разностей фаз на концах тактовых интервалов позволяет компактным образом обозначить все возможные разрешенные последовательности Д<рСф

Поиск наилучших форматов сигналов проходил по следующему алгоритму. Для заданного знаменателя индекса модуляции Ы строился граф (рис. 4), которым представлялись все разрешенные последовательности с максимально удаленной точкой слияния фазовых траекторий Nc,. Затем по случайному закону на вычисленном графе выбирался простой цикл, узлы которого определяли последовательность разности фаз А<рс, I на конце каждого тактового

, „ интервала Ts- Поиск оптимальных значений

Рис. 4 Представление разрешенных Л .

1 .1 , Ааonmi Для соответствующего значения ДaC4i

последовательностей фаз на графе

производился путем прямого перебора всех Ы-\ значений А</>, для каждого значения Д^, i и выбором такого вектора элементов Д(рот„ „ которые дают максимальное значение d\.

Результаты поиска наилучших форматов сигналов представлены в табл. 1.

Таблица 1

hi Na АВ, к (Atpmmi=2itkfh2) N min d2Bi Р/ E/No = 5

2 2 1 1 2 2 1.6е-3

3 2 2 1 1 2 2 3 1.1е-4

4 3 1 2 или 2 3 2 2 или 2 1 3 4 7.7е-6

5 3 34 1 1 3 3,19 -

6 3 54 2 1 4 4.0 -

7 3 23 653 1 4 5 2 3 5 5 3 3,6676 1.6е-5

7 3 236 452 4 3.6676 ' 1.34е-5

8 4 423 445 4 4.7071 -

Из полученных результатов следует, что увеличение знаменателя индекса модуляции h2 приводит к увеличению необходимой глубины анализа до точки слияния и повышению d\. Можно заметить, что различные последовательности разностей фаз дают одинаковое распределение d\ и одинаковую вероятность ошибки. Это означает, что существует несколько оптимальных простых цепей графа, дающих одинаковую минимальную вероятность ошибки. Также можно заметить, что для нечетных h2 величина с!] немного меньше, чем для ближайших четных. Это объясняется невозможностью принять разностью фаз значения я, при котором обеспечивается максимальный локальный прирост d2 = 2. По мере увеличения h2 и уменьшения разрешения по разности фаз разница в энергетических характеристиках сигналов МНФ-ШПС с четными и нечетными И2 уменьшается.

Оптимизация форматов сигналов проводилась только с учетом знаменателя индекса модуляции /?2. Это означает, что полученные оценки d\ справедливы для рациональных индексов модуляции с любым числителем h\ при условии, что Л2 и h\ являются взаимно простыми числами. Полученные оценки d2B мало зависят от величины h.

Среди всех h2 особо выделяется значение, равное 2. Единственный индекс модуляции с таким знаменателем h = 0.5 (h < 1.0) соответствует сигналу МЧМ-ШПС. В ходе проведенных исследований выяснено, что для сигнала МЧМ-ШПС среднее значение распределения d2B не превышает двух, и при прочих равных условиях минимальную вероятность ошибки будет давать сигнал с минимальной дисперсией распределения Р( d\ ) при ограниченной величине Л/( d2B ), что означает наилучшее распределение для МЧМ-ШПС: Рмчм( dB =2) - 1 и PM4M(d2s ф 2) = 0.

Во втором разделе диссертации исследуются вопросы помехоустойчивости приема вновь введенного класса сигналов МНФ-ШПС на фоне шума и не-флуктуационных помех.

На рис. 5 представлены результаты моделирования приемника сигналов МНФ-ШПС, построенного по алгоритму Витерби для некоторых найденных форматов сигналов. Коэффициент расширения спектра М~Ъ\, глубина анализа алгоритма Витерби N„„ = 8, количество принятых информационных символов N0„= 100000. Значками показаны значения, полученные с помощью моделирования, линиями показана аппроксимация кривой помехоустойчивости, полученная по методу наименьших квадратов. Использование специальных расширяющих последовательностей приводит к повышению помехоустойчивости приема сигналов МНФ-ШПС на фоне флуктуационного шума.

В работе в качестве нефлуктуационных помех используются модель гармонической помехи 7?i(/) = ^4)Cos[(iu0+Affln)i+ç>n] и модель импульсной помехи m(0 = ^(Ocos(<a0i + ç)n), 0<i< r„ ; где fi — относительная интенсивность помехи; q>n - случайная начальная фаза помехи при t = .0; Дшп расстройка помехи относительно центральной частоты спектра полезного сигнала со0, A(t) -

дискретный марковский процесс с двумя состояниями: А\ =0 и А2 моменты перехода между которыми образуют пуассоновский поток с интенсивностями 7.\ (А^А2) и к2 (А2—* А]); тп < Т - случайная длительность импульса помехи, описываемая экспоненциальным законом распределения.

Рис 5 Вероятность ошибки приема для сигналов МНФ-ШПС на фоне флуктулцношплх помех.

Используя корреляционный подход, показано, что полная вероятность ошибки приема символов для сигналов МНФ-ШПС вычисляется по формуле:

Ге*Гг

1-Ф

¡*о + Р;ТсЧ)) (6)

N /

где N0 - спектральная плотность мощности флуктуационного шума, Р] - мощность нефлуктуационных помех, - энергия сигнала за время Т5, ц - параметр

т, = 2 ) Д V (г)Д', (г)Л =2 (/)$', (/)<//,

(7)

Л'у(г'), Н\ (г'), 5".,(/)> 5'5 (/) - нормированные к Гс, корреляционные функции и спектральные плотности мощности помехи и полезного сигнала соответственно.

На практике часто встречается задача выбора формата сигнала для достижения максимальной эффективности передачи информации при наихудших характеристиках помех. Решение подобного рода задач связано с определением минимакса вероятности ошибки (6) относительно характеристик сигналов и по-

мех. В работе показано, что оптимальная гармоническая помеха будет оказывать минимальное воздействие на систему связи при А = 0.65 и 7 = 1. Помеха должна быть поставлена на несущей частоте.

Противоположной является задача выбора параметров постановщика помех, для которых помеха будет действовать на приемник оптимальным образом. Установлено, что в этом случае оптимальным для приемника будет минимальный индекс модуляции А из диапазона возможных значений, меньших единицы, а частота гармонической помехи мало отличается от несущей частоты сигнала. В терминах теории игр радиоэлектронный конфликт не имеет ситуации равновесия и оптимальные стратегии системы связи и/или постановщика помех должны быть смешанными.

В работе показано, что для прицельной гармонической помехи распределение статистики сигнала на выходе интегратора приемника сигнала МЧМ-ШПС в отсутствии шума будет иметь биномиальный характер, что приводит к повышению вероятности ошибки Ре по сравнению с (6) и (7).

Расширяющую последовательность можно вводить в сигнал МЧМ-ШПС несколькими способами. В первом случае символы вектора ПСП В получаются инвертированием всех символов вектора ПСП В": В+ =В~. Во втором случае символы вектора ПСП В+ получаются путем инвертирования первого элемента вектора В', расположенного в начале информационного тактового интервала, и повтором остальных компонент вектора В": В+ = В работе показано, что второй способ введения расширяющей последовательности имеет преимущества перед первым по величине Ре, и это преимущество будет тем больше, чем меньше спектральная плотность мощности флюктуационных шумов на входе демодулятора.

Воздействие помехи на систему связи можно сделать более эффективным, если использовать не гармоническую, а импульсную помеху с оптимальными значениями параметров 1\ и Допустим, что средняя мощность сигнала постановщика помех остается постоянной, но постановщик помех передает помехо-вый сигнал только определённую долю времени р. Необходимо определить оптимальный режим работы постановщика помех для данных условий приема.

Из полученных в работе результатов следует, что при большой мощности помехи Р/ и небольших коэффициентах расширения спектра М оптимальной является чисто гармоническая помеха (р0= 1)- При уменьшении мощности помехи на входе приемника оптимальной является импульсная помеха с коэффициентом заполнения р = р0:

Ро =

1.418Я.77 . ¿1ЛМ , ... л оля —>1,418

°*Р'М Р'П , (8)

1 для $ 1,418

РЛ

Интенсивности Я] и Х2 определяют величину р следующим образом:

Рассмотренные в третьем разделе работы алгоритмы адаптивной фильтрации помех позволяют повысить помехоустойчивость приема сигналов МНФ-ШПС в каналах с нефлуктуациоиными помехами. Рассмотренные алгоритмы относятся к классу алгоритмов адаптивной фильтрации вслепую, что позволяет их использовать без обучающей последовательности. Среди рассмотренных алгоритм Годара, алгоритм минимизации выходной энергии коррелятора с линейным ограничением вектора весовых коэффициентов (ВК), алгоритм постоянной огибающей при линейном ограничении.

В работе показано, что используемый в алгоритме Годара критерий постоянства огибающей недостаточен для эффективной фильтрации сигнала от помех. Использование адаптивных фильтров, построенных по такому критерию, приводит с разной вероятностью к подавлению нефлуктуационных помех или полезного сигнала в зависимости от мощности сигнала и помех, а также от вида помехи.

Предлагаемый для подавления помех в приемнике алгоритм минимизации выходной энергии коррелятора (МВЭ) эквивалентен алгоритму адаптации по критерию минимума среднего квадрата ошибки (МСКО), но позволяет обойтись без обучающей последовательности, подстраивая ВК вслепую. Указанный алгоритм рассчитан на использование совместно с сигналами МЧМ-ШПС, которые могут быть представлены суммой независимых квадратурных составляющих модулированных по фазе бинарной последовательностью.

Сигнал па пходе демодулятора пропускается через фильтр, согласованный с сигналом в синфазном или квадратурном каналах на длительности элемента ПСП, фиксируется в моменты окончания элементов ПСП и подается на цифровой траисверсальный фильтр с Мвесовыми коэффициентами:

у, = пх, (10)

здесь X. ~ вектор-строка последовательности входных отсчетов,

разделенных интервалом дискретизации 2ТС; =[и£,н{.....- вектор-строка

ВК на 1-ом информационном тактовом интервале. Вектор ВК может быть разбит на две составляющие \\" = В + 71, где В - вектор элементов ПСП, одинаковый для всех информационных тактовых интерпалов, а 71 - часть вектора ВК, ортогональная вектору В. Длина вектора В должна быть нормирована: ||в|| = 1.

г'вт = о. (11)

На каждом информационном интервале вектор ВК \У меняется таким образом, чтобы стремилась к минимуму относительно ВК следующая целевая функция (ЦФ):

= (12)

при соблюдении условия (11).

Разбиение вектора ВК на составляющие накладывает ограничения на его подстройку, но, как показано в работе, эти ограничения не оказывают влияния на работу демодулятора. Градиентный алгоритм подстройки вектора ВК записывается следующим образом:

гы = г' -^^wixJ (х, - х,втв) (13)

При реализации алгоритма (13) на цифровой элементной базе с конечной разрядностью возможны ошибки при вычислении составляющей 71, которые приводят к невыполнению условия (11). Предложенная в работе модифицированная версия алгоритма подстройки (13):

= г' -/лу,х,гх,-(г'-/1\у,х^х,)втв, (14)

позволяет уменьшить ошибки ортогональности, поскольку процесс ортогонали-зации производится непрерывно над всей частью вектора ВК Ъ'.

На рис. 6 показан ход подстройки адаптивного фильтра для случая прицельной гармонической помехи с отношением сигнал-помеха P■s!PJ = 23 дБ и М = 32. Видно, что вслед за уменьшением значения целевой функции (12) уменьшается вероятности ошибки приема символа. Проведенные исследования показали эффективность применения расширенного алгоритма для борьбы с нефлук-туационными помехами в приемнике.

1

Ра

Ю1

10"2

20 40 60 80 100 120 140 160 1Й0 200 номер информационного тактового шпервала

2.5 Г 2

1.5

1

0.5

°0 20 -1,0 60 80 100 120 1-10 160 180 200 номер информационного тактового интервала

б)

Рис. 6 Ход подстройки адаптивного фильтра по критерию МВЭ: а) вероятность ошибки приема символов; б) значение целевой функции во время подстройки.

Четвертый раздел посвящен вопросам исследования сигналов МНФ-111ПС с небольшими коэффициентами расширения спектра. В нем предложен новый алгоритм кодирования сигналов МНФ, основанный на исключении неже-

1

Ч, . ! 1 _

I -•у— 1 V— ---г-- . ;: 1

-- , - — _____—

- '«Г- !

V

лательных фазовых траекторий, который позволяет повысить энергетическую эффективность сигналов.

При практическом определении минимального евклидова расстояния перебираются все возможные сочетания последовательностей, различающихся первыми символами. Из полученных расстояний выбирается минимальное, которое и определяет вероятность ошибки первого принятого символа. В действительности из 2" возможных вариантов информационных последовательностей лишь их небольшая часть отстоит на минимальное евклидово расстояние друг от друга.

Развиваемая в разделе идея состоит в том, чтобы исключить из первичного потока данных последовательности, которые дают минимальный квадрат евклидова расстояния.

Для сигналов МИФ раннюю точку слияния дает сочетание векторов информационных символов [1,-1] и [-1,1]. Непосредственное увеличение верхней границы (¡1 исключением одного из указанных векторов невозможно, однако можно так перекодировать первичный поток символов, что нежелательные сочетания символов в передаваемом потоке будут отсутствовать.

Расширение размера "плохих" векторов добавлением к ним любых одинаковых символов не изменяет верхнюю границу минимального евклидова расстояния. Эга граница достигается при двух сочетаниях расширенных векторов. Первое сочетание: [1,-1,1] и [-1,1,1]; второе сочетание: [1,-1,-1] и [-1,1,-1]. Если теперь исключить из обоих сочетаний но одному вектору, то удается повысить значение гранит,I с!\, которое дают уже другие последовательности. Наиболее удобно исключение векторов [1,-1,1] и [-1,1,-1].

Способ кодирования, который исключает нежелательные векторы из потока символов, заключается н следующем. При изменении знака информационного символа следующий за переданным Сигом бит повторяет предыдущий. Затем передается следующий бит информации и, если знак переменился, передача бита повторяется. При передаче трех битов только два несут информацию, а оставшийся бит является защитным. Передаваемый поток битов является марковской последовательностью с двумя состояниями и переходными вероятностями 0.5 и 1. Финальные вероятности передачи информационного бита и защитного бита равны 2/3 и 1/3 соответственно. Таким образом, скорость данного кода Я = 0.666.

При кодировании за счет введения избыточных символов уменьшается скорость передачи информации, поэтому для сохранения прежней скорости приходится уменьшать длительность тактового интервала. При этом в К раз уменьшается энергия сигнала, приходящаяся на один переданный бит. Следовательно, для корректного сравнения сигналов МНФ по энергетической эффективности при вычислении минимальных евклидовых расстояний эти расстояния для кодированных сигналов необходимо корректировать с учетом скорости кода:

Результаты расчетов верхней границы d2B для неко-дированного и кодированного сигналов приведены на рис. 7. Индекс модуляции h = 0.5 является слабым, и эффект от кодирования достигается при индексах модуляции, лежащих в двух интервалах h = 0.440...0.554 и h = 0.683...0.715. Локальные максимумы параметра ¿'V, на этих интервалах составляют 2.67 и 2.50 соответственно.

В этом же разделе оценена помехоустойчивость приемника сигнала МНФ-ШПС при малых коэффициентах расширения спектра М. Из полученных результатов следует, что уже при небольших коэффициентах расширения спектра М= 4...6 статистику сигнала на выходе устройства свертки можно считать гауссовской.

В заключении выделены основные полученные в диссертационной работе результаты, даны выводы по работе и обозначены направления дальнейших исследований.

В диссертационной работе получены следующие основные результаты:

1) найдены оценки максимально возможной глубины анализа до точки слияния фазовых траекторий с различающимися первыми символами для случаев рационального и иррационального индекса модуляции сигналов МНФ-ШПС; оценка максимально удаленной точки слияния фазовых траекторий сигнала с иррациональным индексом модуляции может быть найдена с использованием геометрической прогрессии с начальным значением No - 3, и знаменателем прогрессии b = 2; оценка максимально удаленной точки слияния фазовых траекторий сигнала с рациональным индексом модуляции может быть вычислена по формуле Na = [log, h2J+1, где h2 - знаменатель индекса модуляции и [*J - целая часть числах;

2) разработана методика поиска близких к оптимальным по энергетическому критерию форматов широкополосных сигналов МНФ; с помощью указанной методики найдены форматы сигналов с рациональными и иррациональными индексами, позволяющие повысить энергетическую эффективность передачи сигналов на 3 дБ и более;

3) проведено компьютерное моделирование работы линии связи, использующей сигналы МНФ-ШПС оптимизированных форматов, результаты которого подтверждают ожидаемое повышение помехоустойчивости приема указанных сигналов на 3-4 дБ в присутствии шума и/или нефлуктуационных помех;

Рис. 7 Оценка верхней границы для кодированного (1) и некоднрованного d'2B (2) сигнала

4) разработаны рекомендации по использованию сигналов семейства ШПС-МНФ в системе связи со сложной помеховой обстановкой в присутствии шума и нефлуктуационных помех типа гармонической или импульсной; также разработаны рекомендации по оптимизации параметров сигналов постановщика помех для системы связи, использующей сигналы с непрерывной фазой;

5) исследована работа алгоритма адаптивной цифровой фильтрации по критерию минимума энергии сигнала на выходе коррелятора при линейном ограничении применительно к системе связи с сигналом МЧМ-ШПС, указанный алгоритм способен работать без обучающей последовательности и эффективно подавлять нефлуктуационные помехи в приемнике;

6) разработан и исследован новый метод кодирования сигналов МНФ с исключением нежелательных фазовых траекторий, который позволяет повысить энергетические характеристики сигналов.

Публикации автора по теме диссертации

1. Куликов Г.В., Баланов М.Ю., Парамонов К.Л. Адаптивная фильтрация сигналов с циклически изменяющимся индексом модуляции в условиях действия нефлуктуационных помех // Труды 9-й Международной науч.-техн. конф. «Радиолокация, навигация, связь» RLNC-2003. - Воронеж, 2003. — т. 1. - с. 17-22.

2. Куликов Г.В., Баланов М. 10. Эффективность адаптивной фильтрации нефлуктуационных помех при приеме с циклически изменяющимися индексами модуляции // Радиотехника и электроника. - 2005. - Т. 50, №1. - с. 44-47.

3. Баланов М.10. Помехоустойчивость приема сигнала МЧМ с расширением спектра на фоне структурных помех // Методы и устройства помехоустойчивого приема радиосигналов: Межвуз. сб. научи, тр. - МИРЭА, 2005. - с. 150156.

4. Баланов М.Ю. Использование сигнально-кодовых конструкций широкополосных сигналов с непрерывной фазой для борьбы с мощными нефлуктуа-ционными помехами // Груды 54-й пауч.-техн. конф. МИРЭА: Сб. научи, тр. -Ч.З. Технические науки. - 2005. - М.: МИРЭА. - с. 115-119.

5. Баланов М. 10., Парамонов А. А. Повышение помехоустойчивости передачи сигналов МНФ при исключении нежелательных фазовых траекторий // Наукоёмкие технологии. - 2005. - Т. 6, Ks 10. - с. 11-16.

6. Баланов М.Ю. Глубина слияния фазовых траекторий широкополосных сигналов с непрерывной фазой // Научный вестник МИРЭА. - 2007. - №2 (№3). - с. 75-81.

7. Баланов М.Ю. Вероятностно-временные характеристики процесса перестройки цифрового синтезатора частоты. // Журнал радиоэлектроники. - 2008. -№5. — http://ire.cplire.rU/alt/rnavOS/4/tcxt.htinl

Подписано в печать 11.02.2009. Формат 60x84 1/16.

Бумага офсетная. Печать офсетная. Усл. печ. л. 0,93. Усл. кр.-отт. 3,72. Уч.-изд. л. 1,0. Тираж 100 экз. Заказ 93

Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Московский государственный институт радиотехники, электроники и автоматики (технический университет)" 119454, Москва, пр. Вернадского, 78

Список сокращений.

Список основных обозначений.

Введение.

1. Энергетические характеристики широкополосных сигналов с непрерывной фазой.

1.1. Общая характеристика широкополосных сигналов с непрерывной фазой.:.

1.2. Энергетические характеристики сигналов с произвольным индексом модуляции.

1.3. Энергетические характеристики сигналов с рациональными индексами модуляции.

2. Помехоустойчивость приемника широкополосных сигналов с непрерывной фазой.

2.1. Математические модели помех, действующих в каналах связи.

2.2. Помехоустойчивость приема сигналов на фоне флуктуационных помех.

2.3. Ширина спектра сигналов с непрерывной фазой.

2.4. Помехоустойчивость приема сигналов на фоне флуктуационных и структурных помех.

2.4.1. Помехоустойчивость приемника широкополосных сигналов с непрерывной фазой к действию гармонической помехи.

2.4.2. Помехоустойчивость приемника сигналов МЧМ-ШПС к действию гармонической помехи.

2.4.3. Помехоустойчивость приема широкополосных сигналов с непрерывной фазой к действию импульсной помехи.

3. Адаптивная фильтрация широкополосных сигналов с непрерывной фазой.

3.1. Анализ работы алгоритма Годара для борьбы с нефлуктуационными помехами.

3.2. Алгоритмы подстройки адаптивного фильтра под широкополосные сигналы с непрерывной фазой.77 "

3.3. Алгоритм работы адаптивного фильтра по критерию минимума.выходной энергии коррелятора при линейном ограничении.

4. Помехоустойчивость приема широкополосных сигналов с непрерывной фазой при малых коэффициентах расширения спектра.

4.1. Кодирование с исключением нежелательных фазовых траекторий.

4.1.1. Методы кодирования.

4.1.2. Энергетические свойства кодированных сигналов.

4.2. Вероятность ошибки приема символа при малых коэффициентах расширения спектра.

В настоящее время все большее применение находят методы передачи и приема информации с использованием широкополосных сигналов (ШПС). Применение ШПС в системах мобильной связи, таких как IS-95 CDMA, позволяет эффективно бороться с внутриканальными и межканальными помехами, эффектом Доплера и максимально эффективно использовать выделенный диапазон частот для передачи голосовой информации между пользователями. В системах спутниковой связи, таких как GlobalStar, расширение спектра передаваемого сигнала приводит к повышению помехозащищенности от нефлуктуационных помех и позволяет использовать портативные маломощные устройства для проведения сеансов радиосвязи во всех точках земного шара. Широкополосные сигналы систем спутниковой навигации типа GPS или ГЛОНАСС позволяют повысить точность оценки псевдодальностей до спутников в сложной помеховой обстановке и, соответственно, улучшить точность определения координат объектов. Приведенные примеры использования ШПС показывают перспективность применения ШПС в будущем.

Толчком к развитию систем передачи, и в частности методов широкополосной передачи послужило повышение общего количества радиоэлектронных систем (РЭС), занимающих определенный диапазон частот, ухудшение электромагнитной обстановки, ужесточение требований к радиоэлектронной аппаратуре (РЭА) систем передачи информации (СПИ).

V #

К широкому использованию ШПС на практике привели научные работы Д.В. Агеева, A. J. Viterbi, JT.E. Варакина, Г.И. Тузова, M.K. Simon и многих других исследователей. В них заложены основные положения теории передачи и приема широкополосных сигналов, выявлены наиболее эффективные методы их использования на практике в различных прикладных задачах, найдены предельные потенциальные возможности приема широкополосных сигналов в сложной помеховой обстановке.

Параллельно с развитием широкополосных методов в СПИ развивалась теория передачи и приема модулированных дискретных сигналов с непрерывной фазой (МНФ) в узкополосных каналах связи. Первые упоминания о таких сигналах в литературе появились в середине 70-х годов XX века [53], когда возникла потребность повышения помехоустойчивости передачи дискретной информации с одновременным повышением спектральной эффективности радиосистем. Семейство сигналов МНФ позволяет подбирать формат используемого сигнала по многим параметрам, что дает возможность выбирать наилучший формат сигнала для конкретной радиосистемы.

В большинстве случаев при исследовании широкополосных сигналов указывается, что фаза сигнала от символа к символу претерпевает разрыв. В большей степени это связано со сложностью формирования широкополосных сигналов без разрыва фазы при высокоскоростной передаче информации и трудностью теоретического анализа таких сигналов.

Расширение семейства сигналов МНФ возможно введением нового малоисследованного класса широкополосных сигналов с интересными свойствами, в которых сочетаются преимущества ШПС и наилучших форматов узкополосных сигналов. Опубликовано всего несколько работ по данной тематике [57, 61, 66].

Актуальность диссертационной работы определяется тем, что она направлена на решение проблемы повышения энергетической эффективности систем передачи дискретной информации по широкополосным радиоканалам со сложной помеховой обстановкой в условиях действия преднамеренных и непреднамеренных помех с неизвестными параметрами. Такие радиоканалы в первую очередь характерны для сотовых и спутниковых систем мобильной связи, радиосистем военного и двойного назначения. Подобные системы, в числе прочих применений, имеют исключительное значение для географически крупных регионов с низкой плотностью населения и большим количеством малых населенных пунктов, с которыми необходимо обеспечить связь, а также для крупных городов с большой плотностью населения и соответственно большой плотностью СПИ на ограниченной территории. Учитывая, что количество используемых СПИ и масштабы их применения неуклонно возрастают, то для их дальнейшего развития и совершенствования необходимо улучшать их характеристики.

Целью работы является исследование помехоустойчивости приема широкополосных модулированных сигналов с непрерывной фазой (МНФ-ШПС) в сложной помеховой обстановке, а также поиск путей и методов повышения помехоустойчивости приема этих сигналов, устойчивых к действию флуктуационных и структурных помех.

Поставленная цель достигается решением следующих основных задач:

1) Разработка метода поиска перспективных по энергетическому критерию форматов сигналов МНФ-ШПС;

2) Поиск и оптимизация по энергетическому критерию форматов сигналов МНФ-ШПС в классе двоичных сигналов с единственным постоянным индексом модуляции;

3) Исследование помехоустойчивости приема найденных форматов сигналов на фоне флуктуационного шума и структурных помех типа гармонической или импульсной;

4) Разработка и исследование методов борьбы с нефлуктуационными помехами на основе адаптивной фильтрации с алгоритмами подстройки вектора весовых коэффициентов без использования обучающей последовательности;

5) Разработка и исследование метода кодирования сигналов МНФ с исключением нежелательных фазовых траекторий.

На защиту выносится теоретическое и экспериментальное обоснование использования в СПИ предложенных сигнальных конструкций широкополосных сигналов с непрерывной связью, а также адаптивные алгоритмы приема этих сигналов.

Основные научные положения, выносимые на защиту:

• Использование в системах радиосвязи широкополосных сигналов без разрыва фазы позволяет повысить (на 3 дБ и более) помехоустойчивость приема информации на фоне флуктуационного шума и/или структурных помех по сравнению с традиционными схемами прямого расширения спектра и скачкообразной перестройкой рабочей частоты;

• Помехоустойчивость приема широкополосных сигналов без разрыва фазы с большим коэффициентом расширения спектра (> 30) на фоне флуктуационного шума слабо зависит от индекса модуляции в области значений, меньших единицы, и в большей степени определяется элементами векторов расширяющих последовательностей;

• Использование алгоритма адаптивной фильтрации по критерию минимума выходной энергии коррелятора при линейном ограничении вектора весовых коэффициентов позволяет успешно бороться с нефлуктуационными помехами на входе приемника широкополосного сигнала с минимальной частотной манипуляцией.

• Использование специальных методов помехоустойчивого кодирования с исключением нежелательных фазовых траекторий позволяет повысить энергетические характеристики сигналов, модулированных непрерывной фазой.

Апробация работы:

Основные положения диссертации докладывались на следующих научных конференциях:

1) 51-я, 54-я, 55-я и 56-я научно-техническая конференция МИРЭА (Москва, 2002 г., 2005-2007 гг.);

2) 9-я Международная научно-техническая конференция «Радиолокация, навигация, связь» (Воронеж, 2003 г.);

3) Всероссийская научно-техническая конференция «Информационно-телекоммуникационные технологии» (Сочи, 2004 г.);

4) Студенческая конференция "Современные технологии Вузов России - пути развития и реализации" (Москва, 2007 г.);

V Мёждунарбдная научно-практическая конференция ^Исследование, разработка и применение высоких технологий в промышленности" (Санкт-Петербург, 2008 г.);

6) семинары кафедры радиоприемных устройств МИРЭА. .

Практическая ценность работы состоит в следующем:

• определены форматы сигналов МНФ-ШПС, применение которых в дейст-передачи информации в различной помеховой обстановке;

• даны рекомендации по выбору конкретных сигнальных форматов сигналов МНФ-ШПС с учетом информации о помеховой обстановке на входе приемника СГШ;

• предложены алгоритмы формирования кодированных сигналов МНФ, устойчивых к действию помех;

• разработаны методики и программное обеспечение поиска энергетических эффективных форматов сигналов МНФ-ШПС с рациональными и иррациональными индексами модуляции.

Внедрение основных результатов. Полученные при выполнении диссертационной работы результаты нашли отражение в отчетах по девяти НИР и использованы в ФГУП "ЦНИИ "Комета" и НИИ КС им. А.А. Максимова - филиал ФГУП "ГКНПЦ им. М.В. Хруничева", что подтверждается соответствующими актами внедрения. Результаты внедрены в учебный процесс в Московском государственном институте радиотехники, электроники и автоматики (техническом университете).

Научная новизна работы заключается в следующем:

• впервые предложен новый формат широкополосных сигналов МНФ, устойчивый к действию структурных и флуктуационных помех;

• впервые поставлена и решена задача поиска оптимальных форматов широкополосных сигналов МНФ; с помощью теории графов выполнен поиск форматов сигналов МНФ-ШПС с хорошими энергетическими свойствами и рациональными индексами модуляции;

• впервые исследована помехоустойчивость приема широкополосных сигналов с непрерывной фазой на фоне флуктуационного шума и структурных помех (гармоническая и импульсная помеха);

• предложен и исследован новый метод кодирования сигналов МНФ путем исключения нежелательных фазовых траекторий, приводящий к улучшению энергетических характеристик сигналов.

По материалам диссертации опубликовано шесть печатных работ, две из которых - в изданиях, включенных в перечень ВАК. Одна работа опубликована в зарегистрированном электронном журнале в сети Интернет.

Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения и приложения.

Выводы

Результаты, полученные в данном разделе, позволяют сделать следующие выводы:

• Изложенная в разделе идея исключения ряда фазовых траекторий сигнала МНФ позволяет повысить помехоустойчивость передачи. Так, исключение ближайшей точки слияния фазовых траекторий, отстоящей на два тактовых интервала от их начала, позволяет получить для сигнала МНФ с прямоугольным ЧИ выигрыш порядка 1 дБ. Дальнейшее исключение фазовых траекторий, слияние которых происходит на больших расстояниях, приведет к увеличению выигрыша, однако использование этого пути связано с трудностями подбора наиболее эффективного кода.

• Интересной и практически важной представляется задача повышения помехоустойчивости передачи сигналов МНФ с длиной фазового импульса 1 = 2.3, однако подбор кода, исключающего нежелательные траектории, становится затруднительным, так как в формировании верхней границы евклидова расстояния для декодированного сигнала участвуют несколько сочетаний векторов информационных символов.

• Обе сформулированные проблемы требуют для своего решения перехода от эвристических алгоритмов поиска хорошего кода к регулярным алгоритмам, разработать которые еще предстоит.

• Исследование вопросов помехоустойчивости приема сигналов МНФ-ШПС с малыми коэффициентами расширения спектра в присутствии нефлуктуационных помех показало хорошее совпадение результатов моделирования и теоретического анализа уже при значениях М— 2. Таким образом, результаты, полученные во втором разделе с использованием гауссовской аппроксимации, могут быть использованы для анализа помехоустойчивости приема сигналов МНФ-ШПС с малыми базами.

Заключение

Для экспериментального исследования сигналов МНФ-ШПС был изготовлен макетный образец имитатора и демодулятора сигнала МНФ-ШПС. Описание макета, а также некоторые экспериментальные результаты приведены в приложении А.

В диссертационной работе получены следующие основные результаты:

1) найдены оценки максимально возможной глубины анализа до точки слияния фазовых траекторий с различающимися первыми символами для случаев рационального и иррационального индекса модуляции сигналов МНФ-ШПС; оценка максимально глубины анализа до точки слияния фазовых траекторий сигнала с иррациональным индексом модуляции может быть найдена с использованием геометрической прогрессии с начальны^, значением N0 = 3, и знаменателем прогрессии Ъ = 2; оценка максимально глубины анализа до точки слияния фазовых траекторий сигнала с рациональным индексом модуляции может быть вычислена по формуле

- |1оё2 ^+1, где И2 - знаменатель индекса модуляции и [х] - целая часть числа

2) разработана методика поиска близких к оптимальным по энергетическому критерию форматов широкополосных сигналов МНФ; с помощью указанной методики найдены форматы сигналов с рациональными и иррациональными индексами, позволяющие повысить энергетическую эффективность передачи сигналов на 3 дБ и более;

3) проведено компьютерное моделирование работы линии связи, использующей сигналы МНФ-ШПС оптимизированных форматов, результаты которого подтверждают ожидаемое повышение помехоустойчивости приема указанных сигналов на 3-4 дБ в присутствии шума и/или нефлуктуационных помех по сравнению с обычными сигналами МНФ и ФМ-ШПС;

4) разработаны рекомендации по использованию сигналов семейства ТТТПС-МНФ в системе связи со сложной помеховой обстановкой в присутствии шума и нефлуктуационных помех типа гармонической или импульсной; также разработаны рекомендации по оптимизации параметров сигналов постановщика помех для системы связи, использующей сигналы с непрерывной фазой;

5) исследована работа алгоритма адаптивной цифровой фильтрации по критерию минимума энергии сигнала на выходе коррелятора при линейном ограничении применительно к системе связи с сигналом МЧМ-ШПС, указанный алгоритм способен работать без обучающей последовательности и эффективно подавлять нефлуктуационные помехи в приемнике;

6) разработан и исследован новый метод кодирования сигналов МНФ с исключением нежелательных фазовых траекторий, который позволяет повысить энергетические характеристики сигналов.

Полученные при выполнении работы результаты свидетельствуют о значительной перспективности сигналов МНФ-ШПС и могут быть использованы при проектировании и разработке различной аппаратуры передачи данных и СПИ, имеющих широкую область применения.

В диссертации рассмотрен достаточно широкий круг вопросов, связанных с исследованием сигналов МНФ-ШПС и разработкой методов их приема, однако, в настоящее время в данной области научных знаний остается ряд перспективных направлений для дальнейших исследований. К их числу, в частности, относятся: поиск оптимальных форматов сигналов МНФ-ШПС, устойчивых к действию флук-туационных и нефлуктуационных помех, определение потенциальной помехоустойчивости наилучших форматов сигналов, разработка устойчивых алгоритмов адаптивной цифровой фильтрации, способных быстро перестраиваться в меняющейся помеховой обстановке.

1. Агафонов A.A., Поддубный В.Н. Помехоустойчивость приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом на фоне гармонической помехи // Радиотехника. 1998. - № 1.-е. 3-7.

2. Баланов М.Ю. Вероятностно-временные характеристики процесса перестройки цифрового синтезатора частоты. // Электронный Журнал радиоэлектроники. 2008. - №5. - http.7/'ire.cplire.ru/alt/may08/4/text.html

3. Баланов М.Ю. Глубина слияния фазовых траекторий широкополосных сигналов с непрерывной фазой. // Научный вестник МИРЭА. 2007. - №2 (№3). - с. 75-81.

4. Баланов М. Ю., Парамонов А. А. Повышение помехоустойчивости передачи сигналов МНФ при исключении нежелательных фазовых траекторий // Наукоёмкие технологии. 2005. - Т. 6, № 10. - с. 11-16.

5. Баланов М.Ю. Помехоустойчивость приема сигнала МЧМ с расширением спектра на фоне структурных помех // Методы и устройства помехоустойчивого приема радиосигналов: Межвуз. сб. научн. тр. МИРЭА, 2005. - с. 150-156.

6. Банкет В.Л., Дорофеев В.М. Цифровые методы в спутниковой связи. М.: Радио и связь, 1988. - 240 с.

7. Бендат Дж., Пирсол А. Прикладной анализ случайных данных: пер. с англ. -М.: Мир, 1989.-540 с.

8. Бокк О.Ф. Особенности приема широкополосного сигнала на фоне гаус-совского шума и синусоидальной помехи // Теория и техника радиосвязи: Научн.-техн. сб. Воронеж, ВНИИ связи, 1995. - Вып. 1.-е. 20-28.

9. Ю.Борисов В.И. и др. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты. М.: Радио и связь, 2000. - 384 с.

10. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике для инженеров и учащихся втузов. М.: Наука, 1981. - 720 с.

11. Быков В.В. Универсальная классификация радиоэлектронных помех // Труды 7-й Международной науч.-техн. конф. «Радиолокация, навигация, связь». -Воронеж: 2001. с. 407-417.

12. Варакин JI.E. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Радио и связь, 1985.-384 с.

13. Варакин Л.Е. Теория систем сигналов. -М.: Сов. радио, 1978. 304 с.

14. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы: Учебник для вузов. 4-е изд., перераб. и доп. -М.: Радио и связь, 1986. - 512 с.

15. Градштейн И.С., Рыжик И.М. Таблицы интегралов, сумм, рядов и произведений. М.: Физматгиз, 1963. - 1100 с.

16. Диксон Р.К. Широкополосные системы./ Пер. с англ. под. ред. В.И. Журавлева. М.: Связь, 1979. - 304 с.

17. Емельянов П.Б., Парамонов A.A. Дискретные сигналы с непрерывной фазой // Зарубежная радиоэлектроника. 1990. - № 12.-е. 17-34.

18. Использование радиочастотного спектра и радиопомехи / Егоров Е.И., Калашников Н.И., Михайлов A.C. М.: Радио и связь, 1986. - 304 с.

19. Кузмин Е.В. Методы равновесной обработки шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией // Журнал радиоэлектроники. 2007. - №9. -http://ire.cpHre.rU/ire/sep07/2/text.html

20. Куликов Г.В., Баланов М. Ю. Эффективность адаптивной фильтрации не-флуктуационных помех при приеме с циклически изменяющимися индексами модуляции. // Радиотехника и электроника. 2005. - Т. 50, №1. - с. 44-47.

21. Куликов Г.В. Помехоустойчивость приемников модулированных сигналов с непрерывной фазой при наличии нефлуктуационных помех // Радиотехника. -2003.-№7.-с. 21-25.

22. Корн Г., Корн Т. Справочник по математике (для научных работников и инженеров): Пер. с англ./ Под ред. И.Г. Арамоновича. М.: Наука, 1974. - 832 с.

23. Крохин В.В., Беляев В.Ю., Гореликов A.B., Дрямов Ю.А., Муравьев С.А. Методы манипуляции и приема цифровых частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой // Зарубежная радиоэлектроника. 1982. - № 4. - с. 58-72.

24. Мартиросов В.Е. Теория и техника приема дискретных сигналов ЦСПИ: Учебн. пособие.- М. Радиотехника, 2005. 144 с.

25. Милстайн Л.Б. Методы подавления помех в системах радиосвязи с широкополосными сигналами // ТИИЭР. 1988. Т.76, № 6. - с. 19-36.

26. Парамонов A.A., Куликов Г.В. Цифровые системы и узлы радиоприемных устройств. Учебное пособие. -М.: МИРЭА, 1999. 102 е.: ил.

27. Парамонов А. А. Методы приемы сигналов с межсимвольной интерференцией. -Дис. . д-ра тех. наук диссертация. М., 1993. - 444 с.

28. Парамонов A.A. Прием дискретных сигналов в присутствии межсимвольных помех. Адаптивные выравниватели. // Зарубежная радиоэлектроника. 1985. -№ 9. - с.36-60.

29. Парамонов К.А. Оценка Энергетической эффективности сигналов АЦИ-ИМ на конечных интервалах анализа. // Теория и методы приема и обработки сигналов: Межвуз. сб. научн. тр. М.: МИРЭА, 1998. - с. 63-67.

30. Петросян Л.А. и др. Теория игр: Учеб. пособие для ун-тов:/ Петросян Л.А., Зенкевич H.A., Семина Е.А. М.: Высш.шк., 1998. - 304 с.

31. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами / Г.И. Тузов, В.А. Сивов, В.И. Прытков и др.; под ред. Г.И. Тузова. М.: Радио и связь, 1985. - 264 с.

32. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов модуляцией несущей псевдослучайной последовательностью. // В.И. Борисов В'.М. Зинчук А.Е. Лимарев Н.П. Мухин Г.С. Нахмансон; Под. Ред. Борисова. М.: Радио и связь, 2003. - 640 с.

33. Прокис Дж. Цифровая связь. Пер. с англ./ Под ред. Д.Д. Кловского. М.: Радио и связь, 2000. - 800 с.

34. Сергиенко А.Б. Цифровая обработка сигналов. СПб.: Питер, 2003. - 604с.

35. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. изд. 2-е, испр.: Пер. с англ. -М.: Издательский дом «Вильяме», 2003. 1104 с.

36. Солонина А.И., Улахович Д.А., Яковлев Л.А. Алгоритмы и процессоры цифровой обработки сигналов. СПб.: БХВ-Петербург, 2002. - 464 с.

37. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь. Пер. с англ./под ред. В.В. Маркова. -М.: Связь, 1979. 592 с.

38. Тихонов В.И., Миронов М.А. Марковские процессы. М.: Сов. радио, 1977.-488 с.

39. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов. М.: Радио и связь, 1983.320 с.

40. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. 2-е изд., перераб. и доп. -М.: Радио и связь, 1982. - 624 с.

41. Тихонов В.И., Шахтарин Б.И., Сизых В.В. Случайные процессы. Примеры и задачи. Т. 1. Случайные величины и процессы: Учеб. пособие для вузов. Под ред. В.В. Сизых. М.: Радио и связь, 2003. - 400 с.

42. Тузов Г.И. Статистическая теория приема сложных сигналов М.: Сов. радио, 1977.-400 с.

43. Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов: Пер. с англ. М.: Радио и связь, 1989. - 440 с.

44. Фалько А.И., Сединин В.И., Костюкович А.Е., Архипов С.Н. Цифровая обработка сигналов в каналах с узкополосными помехами // Радиотехника. 1998. -№ 5. - с. 18-21.

45. Частиков А.В. Метод подавления гармонической помехи в нелинейном устройстве быстрого поиска шумоподобных сигналов // Научный вестник МГТУ ГА. Сер. Радиофизика и радиотехника М.: МГТУ ГА, 2001. - №36. - с. 65-70.

46. Anderson J.B., Aulin Т., Sundberg С.-Е. Digital Phase Modulation. -N.Y.: Plenum Press, 1986. 504 p.

47. Asano D.K., Hayashi Т., Kohno R. Modulation and processing gain tradeoffs in DS-CDMA spread spectrum systems // Proc. of the 1998 IEEE International Symposium of spread spectrum techniques and applications (ISSSTA '98). 1998. - Vol.l. - p. 9-13

48. Bhargava V.K., Haccoun D., Matyas R., Nuspl P.P. Digital communications by satellite. -N.Y.: John Wiley & Sons, 1981.

49. Blind deconvolution // ed. Haykin S. Englewood Cliffs, NJ: PTR Prentice-Hall, 1994.-289 p.

50. De Buda R. Coherent demodulation of frequency-shift keying with low deviation ratio // IEEE Trans, on Commun. 1972. - Vol. COM-20, № 6. - p. 429-435.

51. Godard D.N. Self-recovering equalization and carrier tracking in two-dimensional data communication systems // IEEE Trans. Communications. 1980. -Vol. COM-28, №. 11. - p. 1867-1875.

52. Haykin S. Adaptive filter theory. 3rd edition. - Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall, .1996. - 989 p.

53. Honing M., Madhow U., Verdu S. Blind adaptive multiuser detection // IEEE Trans, on Information Theory. 1995. - Vol. 41, № 4. - p. 944-960.

54. Hsu R. Т., Lehnert J. S. The performance of continuous phase-coded DS/SSMA communications // IEEE Trans, on Commun. 1998. - Vol. 46, № 4. - p. 533-543.

55. Ipatov P. Spread spectrum and CDMA: principles and applications. Southern Gate, Chichester, England: Jonh Wiley&Sons, Ltd, 2005. - 383 p.

56. Jiang H., Kwak K.S. A non-canonical linearly constrained constant modulus algorithm for a blind multiuser detector // ETRI Journal. 2002. - Vol. 24, № 3. - p. 239246

57. Larimore M., Treichler J. Noise capture properties of the constant modulus algorithm // Proc. of the 1985 IEEE International Conference on ICASSP'85. 1985. -Vol.10.-p. 1165-1168.

58. Lehnert J. S. Serial MSK spread-spectrum multiple-access-communications // IEEE Trans, on Commun. 1992. - Vol. COM-40, №6. - p. 1119-1127.

59. Madhow U. Blind adaptive interference suppression for direct-sequence CDMA // Proceeding of the IEEE. 1998. - Vol. 86, № 10. - p. 2049-2069.

60. Madhow U. Blind adaptive interference suppression for the near-far resistan-tacquisition and demodulation of direct-sequence CDMA signals // IEEE Trans, on signal processing. 1997. - Vol. 45, № 1. - p. 124-136.

61. Mangalvedhe N. R. Development and analysis of adaptive interference rejection techniques for direct sequence code division multiple access systems. PhD Thesis. -Blacksburg, Virginia: Virginia Polytechnic Institute and State University, 1999. - 294 p.

62. Schulze H., Liiders C. Theory and applications of OFDM and CDMA: wideband wireless communications. Southern Gate, Chichester, England: Jonh Wiley&Sons, Ltd, 2005. - 408 p.

63. Torrieri D. Principles of Spread-spectrum communication systems. N.Y.: Springer, 2005. - 444 p.

64. Treichler J.R., Agee B.G. A new approach to multipath correction of constant modulus signals // IEEE Trans.: V.ASSP-31. 1983. - №. 2. - p. 459-472.

65. Zigangirov K.Sh. Theory of code division multiple access communication. -Piscataway, NJ: IEEE Press, 2004. 399 p.