автореферат диссертации по информатике, вычислительной технике и управлению, 05.13.05, диссертация на тему:Микроэлектронные активные фильтры с расширенным частотным диапазоном

ВВЕДЕНИЕ.

ГЛАВА ПЕРВАЯ

АКТИВНЫЕ ЗВЕНЬЯ ВТОРОГО ПОРЯДКА С ФАЗОВРАЩАТЕЛЯМИ НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ.

1.1 Активные звенья второго порядка.

1.2 Фазовращатели на усилительных каскадах и операционных усилителях.

1.3 Чувствительность и частотный диапазон звеньев второго порядка.

1.3.1 Чувствительность.

1.3.2. Частотный диапазон.

1.4 Разработка новых фазовращателей на ОУ и активных звеньев на их основе.

1.5 Анализ частотного диапазона звеньев второго порядка на фазо вращатсл ях.

1.6 Моделирование и сравнение частотных диапазонов звеньев.

1.7 Выводы.

ГЛАВА ВТОРАЯ

АКТИВНЫЕ ЗВЕНЬЯ ВТОРОГО ПОРЯДКА НА ФАЗОВРАЩАТЕЛЯХ, ВЫПОЛНЕННЫХ НА МДП-ТРАНЗИСТОРАХ.

2.1 Моделирование МДП-транзисторов.

2.2 Моделирование фазовращателей на МДП-транзисторах.

2.2.1 Анализ базовых схем фазовращателей, выполненных на усилительных каскадах, имеющих один вход и два выхода.

2.2.2 Активные звенья второго порядка на основе фазовращателей, выполненных на усилительных каскадах, имеющих один вход и два выхода.

2.2.3 Методика расчета схем.

2.2.4 Результаты моделирования.

2.3 Сравнение активных звеньев 2-го порядка по обобщенным параметрам.

2.4 Схема фазовращателя, выполненного на усилительном каскаде, имеющем один вход и один выхода.

2.4.1 Методика расчета схем.

2.4.2 Результаты моделирования.

2.5 Схемы активных звеньев, предназначенных для интегрального исполнения.

2.5.1 Активное звено, предназначенное для интегрального исполнения с фазовращателями на усилительных каскадах, имеющих один вход и два выхода.

2.5.2 Схема активного звена с электронной перестройки частоты.

2.5.3 Активное звено, предназначенное для интегрального исполнения с фазовращателями на усилительных каскадах, имеющих один вход и один выход.

2.6 Выводы.116.

ГЛАВА ТРЕТЬЯ

ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ АКТИВНЫЕ ГИРАТОРНЫЕ ЗВЕНЬЯ, ПРЕДНАЗНАЧЕННЫЕ ДЛЯ РЕАЛИЗАЦИИ НА ОСНОВЕ ИНТЕГРАЛЬНОЙ МДП-ТЕХНОЛОГИИ.

3.1 Разработка схем гираторных звеньев, предназначенных для исполнения по интегральной МДП-технологии.

3.2 Моделирование гираторных звеньев с использованием моделей МДП-транзисторов EKV version2.6 Level-5.

3.3 Активное звено на основе граторного звена с электронной перестройкой частоты.

3.4 Выводы.

ГЛАВА ЧЕТВЁРТАЯ

ПОДСТРОЙКА РЕЗОНАНСНОЙ ЧАСТОТЫ ИНТЕГРАЛЬНОГО АКТИВНОГО ЗВЕНА ВТОРОГО ПОРЯДКА.

4.1 Влияние температуры на параметры активного звена.

4.2 Активное звено с использованием системы автоматической подстроки резонансной частоты.

4.3 Выводы.

В настоящее время электрические фильтры широко используются в вычислительной технике, системах автоматического управления, регулирования, измерения передачи информации, радиотехнике и различного рода функциональных преобразователях [1-4]. Фильтры выполняют разнообразные функции: выделение и преобразование полезных сигналов, устранение помех наводок и шумов, анализ частотного спектра сигналов и шумов, коррекция амплитудно-частотных характеристик усилителей, обеспечение устойчивости системы автоматического управления и регулировки.

Известно большое число электрических фильтров, в которых избирательность достигается за счёт преобразование электрической энергии в другие виды энергий: в ¿С-фильтрах электрическая энергия преобразуется в магнитную, в пьезоэлектрических и электромеханических фильтрах электрическая энергия преобразуется в механическую. Однако технология изготовления таких фильтров плохо согласуется с интегральными технологиями, которые в настоящее время являются доминирующими при создании разнообразной электронной аппаратуры. По этой причине в электронных системах и устройствах всё в большой степени используется электронные фильтры (аналоговые и цифровые), в которых не требуется преобразовывать электрическую энергию в другие виды энергий и при изготовлении которых могут быть использованы различные интегральные технологии.

Последнее время в связи с широким распространением цифровых методов обработки электрических сигналов внимание разработчиков привлекают цифровые фильтры ЩФ), представляющие собой достаточно сложные устройства. В их состав входят аналого-цифровые преобразователи (АЦП), сигнальные процессоры, постоянные и оперативные запоминающие устройства, цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП), активные фильтры (АФ) нижних частот. При этом учитывается, что цифровые фильтры имеют ряд преимуществ по сравнению с аналоговыми:

1) удобство использования (используются одни и те же алгоритмы для проектирования фильтров с различными характеристиками),

2) лучшие точностные характеристики (можно получить практически любую заданную точность обработки сигналов),

3) возможность спроектировать фильтр практически любой сложности.

Уникальными достоинствами цифровых фильтров являются возможность реализации передаточной функции, порядок числителя которой больше порядка знаменателя, возможность реализации узкополосных фильтров с добротностью 1000-10000 и полосовых фильтров с полосой пропускания 0,1-1Гц [5].

В настоящее время цифровые фильтры используются в следующих приложениях:

1) обработка звукового сигнала - различные звуковые эффекты (например, эхо), эмуляция объёмного звука, восстановление и редактирование звукозаписей, синтезирование звучания музыкальных инструментов, синтез и распознавание речи;

2) обработка изображений - различные эффекты (например, размытие или повышение резкости), сжатие изображений (формат JPEG, фрактальная компрессия);

3) исследование и обработка каких-либо экспериментальных данных, например, ультразвуковое исследование в медицине, обработка сигналов, отражённых от цели в радиолокации и т. д.;

4) искусственный интеллект - синтезирование нейронных сетей.

Однако цифровые фильтры имеют и ряд недостатков:

1) Невозможность обработки сигналов на сверхвысоких частотах, что связано с частотой дискретизации современных АЦП, которая в настоящее время не превышает нескольких сотен мегагерц. Кроме того, нужно учесть, что чем выше частота дискретизации АЦП, тем меньше их разрядность, т. е. меньше динамический диапазон фильтров.

2) При использовании сложных цифровых фильтров скорость обработки сигнала может существенно замедлиться, вплоть до того, что будет невозможна обработка сигнала в реальном масштабе времени.

3) Для большой точности и высокой скорости обработки сигналов требуется не только мощный процессор, но и дополнительное, возможно, дорогостоящее аппаратное обеспечение в виде высокоточных и быстрых ЦАП и АЦП.

Таким образом, ЦФ не смогут во многих случаях обеспечить необходимые динамический диапазон и частотный диапазоны. При этом нужно учесть, что динамический диапазон полезных сигналов и помех во многих электронных устройств равняется 90—100 дБ [6]. Если нужно использовать ЦФ в диапазоне десятков мегагерц, то на входе ЦФ должен стоять, как минимум, 16—20-разрядный АЦП, функционирующий в этом диапазоне радиочастот и имеющий уровень шумов единицы или десятки мкВ. В настоящее время реализовать такой АЦП технически очень сложно. При этом нужно принимать во внимание также, что реальная нижняя граница динамического диапазона при применении ЦФ может уменьшиться из-за помех от наводок, появляющихся в коммутируемых цепях. Влияние помех будет тем больше, чем меньше уровень обрабатываемых сигналов. Трудность конструирования таких электронных устройств чрезмерно возрастает.

Другой проблемой, появляющейся при использовании ЦФ, является ограничение в потребляемой мощности. При этом, как отмечено в работе [7], из всех блоков ЦФ большую часть энергии потребляет АЦП. Именно по этой причине сравнение ЦФ с линейными активными фильтрами по обобщённому параметру, учитывающему частотный и динамический диапазоны фильтров, их избирательность и потребляемую мощность оказывается не в пользу ЦФ [7-9]. Кроме того, по сравнению с активными фильтрами ЦФ существенно дороже.

Таким образом, из-за недостаточного динамического и частотного диапазонов, большой потребляемой мощности и стоимости ЦФ имеют ограниченную область применения.

С точки зрения обеспечения расширенных частотных и динамических диапазонов при сравнительно малой потребляемой мощности по сравнению с ЦФ имеют преимущества аналоговые фильтры.

Высокую избирательность (в ряде случаев превосходящую избирательность ЦФ) имеют аналоговые фильтры с преобразованием частотного спектра входных сигналов. Преобразование частотного спектра сигналов может быть выполнено с помощью аналоговых перемножителей. Примером таких фильтров являются квадратурные фильтры (КФ) [10]. Наряду с повышенной избирательностью квадратурные фильтры обеспечивают высокую стабильность центральной частоты, так как она определяется частотой, используемого для переноса частотного спектра входных сигналов генератора. Если в качестве элемента, стабилизирующего частоту генератора, использовать кварц, то можно получить стабильность частоты порядка 10*6 1/К. При этом оказывается реальным получение добротностей до 105—106. Однако квадратурные фильтры имеют недостаточный для многих применений динамический диапазон.

Операция переноса частотного спектра сигнала может быть осуществлена также с помощью модуляторов, работающих в ключевом режиме. Такие фильтры можно считать аналого-дискретными. Простейшим вариантом таких фильтров являются так называемые И-канальные (синхронные) фильтры [11], в которых перенос частотного спектра осуществляется с помощью коммутации набора конденсаторов, производимой электронными ключами. При этом полоса пропускания фильтров в области высоких частот определяется узкой полосой пропускания используемых в них фильтров нижних частот. Это даёт возможность обеспечить получение больших добротностей. К сожалению, при использовании синхронных фильтров возникает дополнительная проблема, связанная с шумами коммутации и прохождением сигналов управления ключами на выход устройства. Другим недостатком синхронных фильтров является возникновение дополнительных каналов приема, что требует включения последовательно с ними низкодобротных активных фильтров. Как показал анализ литературных источников [12], синхронные и квадратурные фильтры имеют динамический диапазон не более 60 дБ. Для увеличения динамического диапазона таких фильтров так же, как и в цифровых фильтрах, необходимо использовать во входных и выходных цепях линейных активных фильтров, устраняющих паразитные сигналы коммутации и паразитные выбросы в амплитудно-частотной характеристике А ЧХ.

Как неоднократно подчеркивалось в литературе, в 80-90% случаев использования электронных фильтров не требуются фильтры с высокой добротностью (>100). В этом случае наиболее эффективно использовать линейные активные ЯС-фильтры (ЛЯС-фильтры), имеющие широкие динамический и частотный диапазон, малую потребляемую мощность. В АЯС-фильтрах активные элементы, работающие в линейном режиме, обеспечивают за счет усиления и обратной связи компенсацию потерь в пассивных элементах и тем самым достаточную избирательность. Одним из важных достоинств ЛЯС-фильтров является возможность совмещения в одном устройстве функции фильтрации и усиления.

Л/?С-фильтры могут быть реализованы как на транзисторах, так и на микросхемах операционных усилителей (ОУ). Характеристики грамотно спроектированных аналоговых АЯС- цепей, состоящих из резисторов, конденсаторов и активных элементов, зависят от точности реализации сопротивлений и емкостей, поскольку их удовлетворительное функционирование обеспечивается лишь при высокой точности реализации произведения ЯС и отношений сопротивлений и емкостей. Наиболее просто решить эту проблему удается при создании АФ в виде гибридных интегральных микросхем, выполненных по толсто- и тонкопленочной технологиям. Реализация активных ДС-фильтров по гибридной интегральной технологии, позволяет производить тщательную подгонку значений элементов и обеспечивает не только точные значения сопротивлений резисторов и емкостей конденсаторов, но и их стабильность. Однако такая технология является слишком дорогостоящей и неприемлемой для крупносерийного производства. Кроме того, габариты гибридных активных 7?С-фильтров получаются чрезмерно большими для многих применений.

При попытке реализации Л/?С-фильтров в виде полупроводниковых микросхем возникает проблема создания резисторов и конденсаторов с необходимыми параметрами. Дело в том, что полупроводниковые интегральные резисторы и конденсаторы имеют недостаточные линейность и температурную стабильность. Кроме того, для реализации больших постоянных времени необходимы высокоомные резисторы и конденсаторы больших емкостей, занимающие большую площадь кристалла. По этой причине реализовать в полупроводниковом интегральном виде резисторы и конденсаторы больших значений сопротивлений и емкостей невозможно. Найденным в электронике выходом из упомянутых трудностей является реализация фильтров с переключаемыми конденсаторами (ЯС-фильтры) [13].

При создании 5С-фильтра обычно используют МДП-технологию, с помощью которой просто реализуются конденсаторы и ключи, служащие для коммутации конденсаторов [13-15]. В качестве усилительных устройств чаще всего используют упрощенные аналоги микросхем операционных усилителей, выполненных на МД11-транзисторах. В £С-фильтрах роль резисторов играют конденсаторы, переключаемые с высокой частотой от одной части цепи к другой. Заряд и разряд конденсатора обеспечивает передачу электрической энергии из одной части цепи в другую, что определенным образом моделирует действие резистора, по которому протекает ток. Применение дискретно-аналоговых цепей решает перечисленные выше проблемы создания высокоомных резисторов. Значения емкостей конденсаторов при этом могут быть малыми. Характеристики полученных таким образом цепей с переключаемыми конденсаторами определяются отношением емкостей конденсаторов. Было показано, что при использовании стандартной МДП-технологии ошибка при реализации такого отношения может быть меньше 0,1% [16]. Так как МДП-коденсаторы имеют характеристики, очень близкие к идеальным, то можно получить значительно большую стабильность и линейность, чем при использовании диффузионных резисторов. Кроме того, отношение емкостей, полученных по МДП-технологии, имеет очень малую температурную зависимость.

Поскольку конденсаторы должны коммутироваться, рабочий диапазон частот в 5'С-фильтрах ограничен, т. к. частота генератора должна быть в несколько раз больше частоты полюса фильтра. Еще одна трудность при реализации фильтров с использованием операционных усилителей -появление избыточного постоянного напряжения смещения на выходе операционного усилителя из-за отсутствия обратной связи по постоянному току. Кроме того, скорость нарастания выходного сигнала ОУ должна быть достаточно высока, чтобы имелась возможность почти мгновенно отслеживать изменение выходного сигнала при переходе от одной выборки к другой. Например, приемлемое время перехода от одного уровня напряжения к другому для тактовой частоты ЮОкГц составляет примерно 1мкс. Поэтому, чтобы не ощущалась скорость нарастания ОУ, равная 1 В/мкс, можно допустить изменение уровня выходного напряжения не более, чем на 1В.

Нужно учитывать также, что если добротность фильтра велика, то влияние конечного коэффициента усиления операционного усилителя может стать серьезным ограничивающим фактором [17]. Кроме того, на динамический диапазон 5С-фильтров влияют шумы усилителей и ключей. По этой причине для расширения динамического диапазона 5С-фильтров на его входе и выходе часто используются линейные активные или пассивные Я.С-фильтры.

В целом, следует отметить, что как все аналоговые фильтры с дискретизацией входного сигнала (^С-фильтры и синхронные фильтры), так и цифровые фильтры имеют недостаточные динамический и частотный диапазоны. Кроме того, они потребляют большую электрическую энергию, и тем самым ограничено их использование во многих применениях. По этим причинам разработчиков всё в большей степени интересуют высокочастотные экономичные аналоговые фильтры, которые можно выполнить по новой полупроводниковой интегральной технологии.

Как отмечалось выше, в настоящее время не вызывает сомнений перспективность применения в электронной аппаратуре избирательных устройств, выполненных на основе активных /?С-фильтров (Л/?С-фильтров), которые могут быть использованы как автономно, так и в качестве вспомогательных фильтров, предназначенных для улучшения параметров других высокодобротных электронных фильтров. Главное достоинство активных избирательных устройств заключается в возможности их изготовления методами интегральной технологии, что позволяет автоматизировать производство, существенно снизить трудоемкость и материалоемкость изготовления элементов электронной аппаратуры, повысить ее надежность, уменьшить массу и габаритные размеры.

Линейные активные /?С-фильтры часто строятся на основе звеньев второго порядка, имеющих узкополосный выброс амплитудно-частотной характеристики {АЧХ). Чем выше требования к крутизне АЧХ фильтров, тем большее число таких звеньев необходимо использовать. Звенья второго порядка, имеющие АЧХ с узкополосным выбросом, будем называть селективными /?С-цепями [18]. Селективную У?С-цепь, обеспечивающую усиление на центральной частоте, будем называть селективным ЯС-усилителем.

Селективный ЯС-усилитель характеризуется большими числом известных параметров: резонансной частотой (/р), добротностью (0, коэффициентом усиления па резонансной частоте К([р), их чувствительностями, коэффициентом передачи при больших расстройках, т.е. на частотах 0 и оо, выходными шумами, нелинейными искажениями, динамическим диапазоном.

В настоящее время большое число активных фильтров реализуется на основе микросхем операционных усилителей. Большими функциональными возможностями обладают потенциально устойчивые звенья. Основной недостаток потенциально устойчивых звеньев состоит в том, что они имеют повышенную чувствительность добротности к коэффициенту усиления используемых усилителей и, как следствие, недостаточный для многих применений частотный диапазон.

С точки зрения расширения частотного диапазона целесообразно использовать схемы, в которых фазовый сдвиг на резонансных частотах близок к нулю, что естественно обеспечит меньшее влияние частотных свойств активных элементов. Именно поэтому, как неоднократно подчеркивалась в литературе, наименьшей чувствительностью к коэффициенту усиления обладают потенциально неустойчивые звенья, имеющие малый коэффициент усиления. Такими схемами, например, являются активные звенья с фазовращателями [19]. Они имеют нулевой фазовый сдвиг на высоких частотах и обладают хорошими частотными свойствами[20,21]. Вместе с тем, данный класс активных фильтров еще недостаточно изучен.

В работе [22] авторами были предложены еще 2 новых фазовращателя на ОУ, при этом количество реализуемых схем активных звеньев второго порядка на фазовращателях может быть существенно увеличено. Таким образом, одной из задач диссертации является исследование и анализ возможных активных звеньев с фазовращателями, выполненных с использованием усилителей напряжения и, в частности, на основе операционных усилителей (ОУ).

Необходимо подчеркнуть, что частотный диапазон проектируемых и используемых электронных устройств все время расширяется, а активные звенья, выполненные на ОУ, в принципе не могут обеспечить их использование в широком частотном диапазоне. Попытки расширить частотный диапазон активных фильтров на микросхемах ОУ за счет использования взаимной компенсации фазовых сдвигов используемых ОУ не всегда приводят к ожидаемым результатам. Дело в том, что при создании активных фильтров с широким частотным диапазоном некоторые параметры операционных усилителей ОУ оказываются избыточными [23], т. к. микросхемы операционных усилителей являются универсальными компонентами электронных устройств. По этой причине при их реализации стараются обеспечить на должном уровне каждый из многочисленных параметров, характеризующих ОУ (только основных параметров ОУ более 30). Как указывается во многих работах [24-27], наибольшее влияние на основные параметры селективных ЯС-цепей оказывают лишь некоторые параметры и характеристики ОУ: коэффициенты усиления усилителей, их частотные зависимости, шумовые и нагрузочные характеристики, потребляемые мощности, входные и выходные сопротивления.

Таким образом, создание интегральных высокочастотных активных звеньев возможно двумя путями:

- упрощение схем операционных усилителей с целью расширения их частотного диапазона,

- реализация активных звеньев на транзисторных усилительных каскадах. ,

Второй путь представляет более перспективным, т. к. позволяет в максимальной степени использовать при интегральном изготовлении усилительные и частотные возможности транзисторов.

Известно, что в микроэлектронике различают следующие основные полупроводниковые интегральные технологии: биполярная технология, МДП-технология, КМОП-технология и БиКМОП. Последняя технология представляет собой сочетание положительных качеств первых, но это технология наиболее сложная и дорогая. Биполярные транзисторы по своим усилительным и частотным свойствам превосходят другие транзисторы. По этой причине очень долгое время большинство аналоговых микросхем изготавливалось по биполярной технологии. Основным элементом биполярной технологии является п-р-п транзистор: на его изготовление ориентируется весь технологический цикл. Все другие элементы должны изготавливаться, по возможностям, одно временно с этим транзистором, без дополнительных технологических операций. Элементы биполярной ИС необходимо тем или иным способом изолировать друг от друга с тем, чтобы они не взаимодействовали через кристалл. Именно по способу изоляции различаются различные виды биполярной технологии.

В работе [28] показано, что активные звенья на фазовращателях могут быть выполнены на биполярных транзисторах. Поэтому второй задачей является создание активных звеньев второго порядка на фазовращателях, выполненных на усилительных каскадах на биполярных транзисторах.

Следует отметить, что в настоящее время в современной электронике ученые уделяют особое внимание созданию сверхбольших интегральных схем (СБИС), изготовляемых по МДП-технологии. Основным элементом МДП-технологии является МДП-транзистор. Изготовление других элементов также подстраивается иод изготовление базовых МДП-транзисторов. Элементы МДП ИС не нуждаются в специальной изоляции друг от друга, так как взаимодействие между смежными МДП-транзисторами не имеет места. В этом - одно из главных приемуществ МДП-технологии по сравнению с биполярной технологии. Все это позволяет на несколько порядков повысить степень их интеграции по сравнению с биполярной технологией. Кроме того, можно сэкономить потребляемую мощность, так как управление транзистором осуществляется за счет потенциала на затворе в отличие от биполярной технологии, где для этого используется ток, задаваемый в базу.

Преимущество МДП-технологии по сравнению с биполярной очевидно: чтобы получить простейший транзистор, необходимо четыре раза провести процесс литографии (у биполярной технологии для этого требуется шесть литографий). При этом благодаря своей высокой надежности МДП-технология позволяет строить более дешевую аппаратуру. Именно поэтому третьей задачей является исследование возможностей создания активных звеньев с фазовращателями, выполненными по МДП-технологии.

Как показано в работе [18], при решении задачи создания активных фильтров с широким частотным диапазоном можно использовать гираторные звенья АФ. Известно, что на основе так называемых трёхтранзисторных гираторов можно создавать высокочастотные активные фильтры, перекрывающие диапазон длинных, средних и коротких радиоволн. Однако для реализации таких фильтров на основе МДП-технологии требуется разработка соответствующих специализированных усилителей.

Гираторные фильтры, реализованные на основе МДП-технологии, позволят уменьшить габариты, стоимость и энергопотребление избирательных устройств. По этой причине третьей задачей диссертации является создание с использование МДП-технологии высокочастотных звеньев на гираторах.

Следует отметить, что при реализации активных звеньев фильтров, выполненных на одном кристалле по интегралыюй МДП-технологии, паразитные элементы могут оказывать большое влияние на параметры звеньев. Кроме того, как подчеркивалось выше точное значение сопротивлений и емкостей резисторов и конденсаторов реализовать невозможно, поэтому величина произведения ЯС может меняться на 50% или больше из-за неточности изготовления и изменения температуры. Для того, чтобы обеспечить необходимые и стабильные параметры звеньев обычно используют их автоматическую подстройку. При этом можно использовать системы фазовой автоподстройки частоты и автоматическое регулирование усиления. При создании систем автоматической подстройки часто используют МДП-транзистор не только в качестве переменного резистора, но и варикапа. Поэтому четвертой задачей является рассмотрение возможностей создания системы автоподстройки частоты разработанных активных звеньев и при необходимости, системы автоподстройки добротности.

Главная цель работы — исследование новых схемотехнических решений, направленных на создание термостабильных микроэлектронных активных фильтров с расширенным частотным диапазоном. Для достижения поставленной цели необходимо было решить следующие основные задачи:

1. Разработка новых фазовращателей, реализация на их основе звеньев второго порядка, выполненных на операционных усилителях, определение их частотных диапазонов.

2. Исследование возможностей создания активных звеньев второго порядка на фазовращателях, выполненных на усилительных каскадах с использованием МДП-транзисторов.

3. Разработка высокочастотных активных гираторных звеньев на основе интегральной МДП-технологии.

4. Разработка систем автоподстройки параметров звеньев для обеспечения необходимых и стабильных АЧХ.

Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы и приложений. Работа иллюстрируется рисунками, графиками, таблицами.

Результаты работы по теме диссертации докладывались на международной конференции «Континуальные алгебраические логики, исчисления и нейроинформатика в науке и технике» в г.Ульяновске в 2004 г, на научной конференции МИФИ-2005, на Московской международной телекоммуникационной конференции студентов и молодых ученых "Молодежь и наука -2005", на ЬХ научной конференции, посвященной Дню радио в г. Москве (2005 г), на научной конференции МИФИ-2006, на ЬХ1 научной конференции, посвященной Дню радио в г. Москве (2006 г) (всего 7 докладов). Принята к публикации статья в журнале «Радиотехника».

1. R. Schaumann and M. E. van Valkenburg, Design of Analog Filters, Oxford University Press, 2001.

2. Massara R.E., Steadman, J.W., Wilamowski B.M., Svoboda J.A. «Active Filters» The Electrical Engineering Handbook, Ed. Richard C. Dorf Boca Raton: CRC Press LLC, 2000.

3. Bruce Cuter, «Filters for data transmission, application reports, Texas Instrument, SLOA063 July 2001 ».4. «Filter in radio communications» free down load at www.radioelectronicschool.com.

4. Цифровые фильтры и устройства обработки сигналов на интегральных микросхемах/ Под. ред. Б. Ф. Высоцкого.-М.: Радио и Связь, 1984.-177с.

5. Богданович Б. М. Радиоприемные устройства с большим динамическим диапазопом.-М.:Радио и связь, 1984.-177с.

6. Масленников В. В., Обобщенные показатели качества широкополосных усилителей, Радиотехника, Т.42,1987, № 8.

7. Масленников В. В., Обобщенные показатели качества активных звеньев второго порядка, Радиотехника, 1988, № 6, стр.28-31.

8. Юзвинский. В. И. О некоторых способах приема радиоволн с сохранением постоянства фазовых соотношений//ЖТФ,- 1941,- T. XI, № 1,2,-С. 438-446.

9. Масленников В. В., Исайкин В. А., Тарасов В. П. Селективные RC-цепи// ПТЭ,-1974.- № 1С. 7-24.

10. Nallatamby J. С., Bridier M., Prigent M., Obregon J. «Switched capacitors and sampled circuit by harmonic balance and related techniques». IEE Electron Letter 1991;27:2364-7.

11. Kleine U, Brockherde W, Fettweis A, Ilosticka BJ, Pandel J, Zimmer G. «An integrated six-path wave-sc filter. IEEEJ Solid State Circuits 1985»;20:632-40.

12. Schaumann R., Ghausi M. S., and Laker K.R., "Design of analog filters: Passive, active RC and switched capacitor", Prentice Hall Series in Electrical and Computer engineering, New Jersey, U.S.A., 1990.

13. Cheung VSL, Luong HC, Ki WH. «А 1-v CMOS switched opamp switched-capacitor pseudo-2-path filter». IEEE J Solid-State Circuits 2001;36:14-22.

14. McCreary J. L. and Gray P. R.," All-MOS Charge Redistribution Analog-to-Digital Conversion Techniques-Part 1," IEEE J. Solid-State Circuit, vol. SC-10, December 1975. pp. 371-379.

15. Hosticka В., Brodersen R., and Gray P., " MOS Samples Data Recursive Filters Using Switched Capacitor Integrators," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. SC-12, no. 6, December 1977, pp. 600-608.

16. Масленников В. В., Сироткин А. П., « Избирательные RC-усилители.» М.: Энергия, 1980.-216с.

17. Pradeep R. Padukone and Monammed S. Ghausi, A comparative study of multiple amplifier active RC biquadratic sections. Circuit Theory and Application, Vol. 9,1981, pp. 431-439.

18. Tarmy R. and Ghausi M. S., "Very high Q insensitive active RC networks", IEEE Trans. Circuit Theory, CT-17,1970, pp 358-366.

19. Moschytz G. S., "A high-Q, insensitive active RC networks, similar to the Tarmy-Ghausi circuit, using single ended operational amplifiers", Electronic Letters, N8,1972, pp 458-459.

20. Масленников В. В., Аунг Мин, Активные звенья второго порядка на фазовращателях. // Международная конференция «Континуальныеалгебраические логики, исчисления и нейроииформатика в науке и технике», УЛГТУ -2004.-Том 4.-С. 91-94.

21. Зо Мин Аунг. Активные фильтры на основе специализированных усилителей, выполненных на аналоговых базовых матричных кристаллах. Диссертация на соискание ученой степени канд. техн. наук,- М.: МИФИ, 2005.

22. Analog and Digital Products Filter Design Guide at www.freqdev.com.

23. Schaumann R.S., Ghausi M.S., Laker, K.R.: Design of analog filters. Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1990.

24. Sedra A. S., Smith К. C., "Microelectronic Circuits", Saunders College Publishing, 3rd. Edition, Chapter 1, pp. 27-28, 1990.

25. Sun Y., Design of High Frequency Integrated Analogue Filters, IEEE, London, 2002.

26. Comer D. J., High-frequency Narrow-Band Active Filter, IEEE Transactions on circuits and systems, vol. cas-33, No. 8, pp. 838-840, August 1986.

27. Comer D. J. and McDermid J. E., "Inductorless bandpass characteristics using all-pass network," IEEE Trans. Circuit Theory, vol. CT-15, pp. 501503, Dec. 1968.

28. Comer D. J. and McDermid J. E., "A sensitivity study of bandpass filters using all-pass networks," in Proc. Second Asiiomar Conf. on Circuits and System, Nov. 1968, pp. 202-207.

29. Демин А. А., Маркин В. В., Масленников В. В., Сироткин А. П., "Активные избирательные устройства радиоаппаратуры", Под ред. В. В. Масленникова.-М.: Радио и связь, 1987.- 216с.:ил.

30. Кремер Я.И. "О влиянии модулирующих (мультипликативных) помех на системы связи, использующие широкополосные импульсные сигналы" // Электросвязь. 1969. - №7. - С. 1 -8.

31. Wilson G., Bedri Y. and Bowron P.,"RC-activc networks with reduced sensitivity to amplifier gain-bandwidth product", IEEE Trans. Circuit and Systems, CAS-21,618-626,1974.

32. Хьюлсман Jl. П., Аллен Ф. Е. Введение в теорию и расчет активных фильтров: Пер. с англ.- М.: Радио и связь, 1984.

33. Laker К. R. and Ghausi М. S, "Large change sensitivity a dual pair of approximate statistical sensitivity measures", Journal of the Franklin Institute, 298, pp. 395-412,1972.

34. Padukone P. R., "Design of high order low sensitivity unsymmetrical active filter", Ph. D Dissertation, Okeland University, Tochester, Michigan, Jan. 1981.

35. Aronhime, "Effects of finite gain-bandwidth product on three recently proposed quadratic network", IEEE Trans. Circuit and Systems, CAS-24, pp.657-660,1977.

36. Acar C. and Ghausi M. S., "Statistical multi parameter sensitivity measure of gain and phase functions," int. J. Cir. Theory and Appl. 5,13-22,1977.

37. Sedra A. S. and Espinoza J. L.," ensitivity and frequency limitations of biquadratic active filters," IEEE Trans. Circuits and systems, CAS-22, pp. 122-130, 1975.

38. Масленников В. В., Аунг Мин, Частотный диапазон активных звеньев второго порядка с фазовращателями на операционных усилителях. // Научная сессия МИФИ -2005. Сборник научных трудов, том 1.-С. 269271.

39. Datasheet for high speed low noise operational amplifier OP-471, Analog Devices, 17p.

40. Miura-Mattausch М., Feldmann W., Rahm A., Bollu M., Savignac D., "Unified complete MOSFET model for analysis of digital and analog circuits." IEEE Trans. Computer-Aided Design, 1996, vol.15, p. 1-7.

41. Денисенко В. В., «Проблемы схемотехнического моделирования КМОП СБИС», Компоненты и Технологии, Online версия, http://www.compitech.ru/.

42. Денисенко В. В., « Проблемы схемотехнического моделирования КМОП СБИС», "Компоненты и технологии", № 3, 2002, с .74-78; продолжение - № 4,2002, с. 100-104.

43. Pao Н.С., Sah С.Т., "Effects of diffusion cun-ent on characteristics of metal oxide(insulator)-semiconductor transistors", Solid-State Electron., Vol.9, 1966, p.927.

44. Brews J.R., "A charge-sheet model of the MOSFET", Solid-State Electron., Vol.21,1978, p.345-355.

45. Foty D„ Binkley D., Bucher M., "Starting over: gm / Id based MOSFET modeling as basis for modernized analog design methodologies", - Modeling and Simulation Microsistem, Workshop on Compact Modeling, WCM, 2002, p.682-685.

46. Cheng Y., Ни C., MOSFET modeling &BSIM3 user's guide, Kluwer Academic Publishers, 1999,461 p.

47. Enz C.C., Krummenacher F., Vittoz E.A., "An analytical MOS transistor model valid in all regions of operation and dedicated to low voltage and low-current applications", J. Analog Integrated Circuit and Signal Processing, Vol.8., 1995, p.81-114.

48. Foty D. P., MOSFET Modeling with Spice. Principle and Practice. Prentice Hall PTR, NJ, 1997,653 p.

49. Liu S„ A unified CAD model for MOSFETs, ERL Memorandum No. UCB/ ERL M81/31, University of California, Berkeley, May 1981.

50. Vladimirescu A. and Lui S., "The Simulation of MOS Integrated Circuits Using SP1CE2," Memorandum No. M80/7, February 1980.

51. Chua L.O., Deng A., "Canonical piecewise linear modeling", IEEE Trans. Circuit Syst., Vol.CAS-33, No.5, 1986, p.511-525.

52. Chua L.O., Deng A., "Canonical piecewise linear representation", IEEE Trans Circuit Syst., Vol.35, No. I, 1988, p. 101-111.

53. Angelov I., Rorsman N„ Stenarson J., Garcia M., Zirath H., "An Empirical Table-Based FET Model", IEEE Trans. On Microwavc Theory and Techniques, Vol. 47, No. 12, December 1999, p. 2350-2357.

54. MOSIS web site (http://www.mosis.com).

55. Krummenacher F., Grabinski W., Bucher M., "RF MOSFET modeling approach based on the EPFL-EKV model", International workshop on low power RF integrated circuits, Lausanne, 19-20 October 1999.

56. Grabinski W., Buchcr M., Krummenacher F., "Harmonic Distortion Analysis Based on the EPFL-EKV Mode", Silicon RF-IC: Modeling and Simulation Workshop 24-25 February 2000, EPFL, Lausanne, Switzerland.

57. Sallese J. M., Bucher M., Lallement C., Grabinski W., "Advances in AC Modeling of MOSFET Using EKV Formalism", Silicon RF-IC: Modeling and Simulation Workshop 24-25 February 2000, EPFL, Lausanne.

58. Krummenacher F., Grabinski W., Bucher M., "Advances in RF CMOS Modeling Based on the EPFL-EKV Model", Workshop on RF CMOS Transceivers, Pavia, June 20-21,2000.

59. Sallese J. M., "Advancements in DC and RF MOSFET Modeling with the EPFL-EKV Charge Based Model", Special session: MOS Transistor: Compact Modeling and Standardization Aspects, 8th International Conference MIXDES 2001, Zakopane, Poland, June 21-23,2001.

60. Grabinski W., "Compact Modeling of Low-power and RF Analogue MOSFET Device", Special session: MOS Transistor: Compact Modeling and Standardization Aspects, 8th International Conference MIXDES 2001, Zakopane, Poland, June 21-23,2001.

61. Bucher M., "Analytical MOS Transistor Modeling for Analog Circuit Simulation", Ph.D. Thesis No. 2114 (1999), Swiss Federal Institute of Technology, Lausanne (EPFL).

62. Grabinski W., "EKV Model v2.6 and Extraction Methodologies", ICCAP Users' Web Conference, Dec. 2001.

63. Grabinski W., "EKV v2.6 Parameter Extraction Tutorial", ICCAP Users' Conference, Berlin, March 2002.74. http://legwvvw.epfl.ch/ekv/ParEx/.

64. Pspice reference guide, "Oread release 9.2 online manual and quick reference guide", p. 172-202.

65. Application note, "Intermodulation distortion", Aeroflex, www.areoflex.com.

66. Han II S. and Song В. Park, "Voltage-Control Linear Resistor by Two MOS Transistors and its application to Active RC Filter MOS integration". // Proceeding of the IEEE, vol. 72, No. 11, November 1984, pp. 1655-1657.

67. Malmqvist R., Danestig M., Rudner S., and Svensson C., "Analysis of Intermodulation and Noise Performance for Recursive Active Microwave Integrated Filters," 29th European Microwave Conference, pp. 60-63, Oct. 1999.

68. Andreani P. and Mattisson S. "A 100MHz CMOS gm-C Bandpass Filter". In Proceedings of IEEE ESSCIRC'99, Sept. 1999, pp. 374-377.

69. Praveen Kallam, Edgar Sanchez-Sinencio, Aydin Ilker Karsilayan, " An Enhanced Adaptive Q-Tuning Scheme for 100-MHz Fully Symmetric OTABased Bandpass Filter", IEEE journal of Solid-State Circuit, vol. 38, No. 4, pp. 585-593, April, 2003.

70. Svelto F., Errático P., Manzini S., and Castello R., "A metal-oxide-semiconductor varactor," IEEE Electron Device Lett., vol. 20, pp. 164-166, Apr 1999.

71. Andreani P. and Mattisson S., "A 2.4-GHz CMOS monolithic VCO based on an MOS varactor," in Proc. ISCAS'99, vol. II, May/June 1999, pp. 557560.

72. Herbert-Lowe Н.В., Holmes W.H." A simple gyrator-RC filter stage suitable for cascade connection" Dig of papers,13th National Radio and Electronics Engineering Conf., Melbourne, 197l,pp 108-109.

73. Масленников B.B., Меркулова B.A. "Перестраиваемые избирательные RC усилители для диапазона коротких радиоволн", - В сб.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. - М.: Связь, 1973, вып. 11, стр. 66-73.

74. Canning J. R. and Wilson G. A., "Frequency discriminator circuit arrangement," UK Patent 1 421 093, Jan 1976.

75. Radhakrishna Rao K., Sethuraman V., and Neelakantan P. K., " A novel 'Follow the master' filter," Proc. IEEE vol. 65. pp 1725-1726, 1977.

76. Tsividis Y., "Self-Tuned Filters," Elect. Letter, pp. 406-407,11 June 1981.

77. Kozma K. A.,. Johns D. A, and Sedra A. S., "Automatic Tuning of Continuous-Time Integrated Filters Using an Adaptive Filter Technique," IEEE Trans. Circuits Syst., 11, pp. 1241-1248,1991.

78. Kuhn W. B., Elshabini-Riad A., and Stephenson F. W., "A New Tuning Technique for Implementing Very High Q, Continuous-Time, Bandpass Filters in Radio Receiver Applications", IEEE Int. Symp. on Circuits and Systems, 1994, pp 5-257 5-260.

79. Voorman J. 0., "Continuous-Time Analog Integrated Filters " in Integrated Continuous-Time Filters, Tsividis, Y. P., and Voorman, J. O., Ed., New York, IEEE Press, pp. 15-46.

80. Park C. S., and Schaumann R., "Design of a 4-MHz Analog Integrated CMOS Transconductance-C Bandpass Filter," IEEE J. Solid-State Circuits, August 1988, pp. 987-996.

81. Silva-Martincz J., Stcyacrt M. S. J„ and Sanscn W„ "A 10.7-MHz 68-dB SNR CMOS Continuous-Time Filter With On-Chip Automatic Tuning," IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 27, no. 12, pp. 1843-1853, Dec. 1992.

82. Tsividis Y., Banu M., and Khoury J., "Continuous-TimeMOSFET-C Filters in VLSI," IEEE Transactions on Circuits and Systems, vol. CAS-33, no. 2, pp. 125-139, February, 1986.