автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.21, диссертация на тему:Фазовые фильтры на основе связанных линий и их применение для аналоговой обработки широкополосных сигналов

ТОМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ

г )0 Ь Д

На правах рукописи

Семенов Эдуард Валерьевич

УДК 621.372

Фазовые фильтры на основе связанных линий и их применение для аналоговой обработки широкополосных

пециальность 05.12.21. - Радиотехнические системы специального назначения, включая технику СВЧ и технологию их производства

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических

наук

сигналов

Томск -1998

Работа выполнена на кафедре технологии радиоэлектроннс аппаратуры Томского государственного университета сисп управления и радиоэлектроники.

Научный руководитель:

доктор технических наук, профессор Малютин Н.Д.

Официальные оппоненты: доктор технических наук,

профессор Шайдуров Г.Я., кандидат технических наук Аржанов С.Н.

Ведущая организация: Сибирский физико-технический институ

Защита состоится 20 октября в 9 часов в 228 ауд. на заседай! специализированного совета Д 063.05.03 Томского государственн го университета систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР). Адрес: 634050, г.Томск, пр, Ленина, 40

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке ТУСУРа

Автореферат разослан « / »Ш+пъЗбрЗ 1998 г.

Ваши отзывы в двух экземплярах, заверенные печатью, пр сим направить в адрес университета ученому секретарю.

Ученый секретарь специализированного ^

совета к.т.н., доцент

Актуальность работы. Рост скоростей передачи и обработки информации 1риводит к тому, что современные системы импульсной связи и радиолокации юботают с сигналами нако- и пикосекундной длительности, спектр которых протирается до нескольких гигагерц. Цифровая обработка столь широкополосных игналов затруднительна. Возможность применения активных устройств аналого-юй обработки также ограничена. Достаточно большим резервом по обработке мпульсных сверхширокополосных сигналов обладают пассивные устройства.

Аргументом в пользу применения пассивных устройств является также то, то при передаче и обработке шумоподобных сигналов повышенное влияние меют мультипликативные помехи. Это накладывает требования высокой линей-юсти устройств обработки шумоподобных сигналов, которым в наибольшей сте-1ени отвечают пассивные устройства.

Во многих случаях важно обрабатывать сигнал без потерь его мощности, т.е. обственно обработка сигнала должна обеспечиваться за счет нелинейной фазо-астотной характеристики (неравномерного группового времени запаздывания ГВЗ)). Данные свойства присущи фазовым фильтрам (ФФ).

Состояние проблемы. Теория фазовых фильтров на сосредоточенных эле-юнтах разработана доволы-ю полно, однако их реализация на сверхвысоких час-отах (СВЧ) затруднительна. На СВЧ способны работать фильтры на основе рас-ределенных структур, в частости, на связанных линиях (СЛ), но известные эильтры с применением СЛ не позволяют обрабатывать сверхширокополосные игналы произвольным образом, так как набор их функциональных свойств не-осгаточен. Эффективные методы синтеза фазовых фильтров на основе СЛ к на-тоящему времени практически отсутствуют.

Целью работы является расширение функциональных возможностей пас-ивных линейных устройств обработки широкополосных сигналов на основе свя-анных линий и синтез многозвенных фазовых фильтров, предназначенных для налоговой обработки широкополосных сигналов, в том числе для защиты ин-юрмации в каналах цифровой связи.

Предмет исследования. В работе исследуется возможность построения шовых фильтров на основе связанных линий с характеристиками, образующими остаточно полный набор частотных зависимостей группового времени запазды-ания (ГВЗ) для линейной пассивной обработки сигналов с малыми потерями нергии. Рассматриваются особенности построения многозвенных фильтров для елей защиты информации в каналах связи.

Основные задачи исследования

1. Синтез возможно большего количества звеньев, потенциально обладаю-1их свойствами фазовых фильтров.

2. Анализ характеристик синтезированных звеньев и отбор перспективных ля практического применения.

3. Синтез многозвенных фильтров для целей кодирования информации.

4. Конструктивный синтез перспективных фильтров и экспериментальная проверка теоретически полученных результатов.

Методы исследования. Для синтеза набора ззеньев фазовых фильтров используется метод морфологического анализа, В процессе работы предложен также оригинальный метод синтеза распределенных устройств по прототипу на сосредоточенных элементах. Для отыскания передаточных параметров полоско-вых линий используется матричный метод решения телеграфных уравнений. При переходе от восьмиполюсника связанных линий к четырехполюснику использованы элементы матричного анализа. При синтезе многозвенных фильтров используются полиномиальные аппроксимации Бесселя, Чебышева. Для решения систем нелинейных уравнений в процессе отыскания чебышевских аппроксимаций ГВЗ используется метод Ньютона-Рафсона.

Основные положения, выносимые на защиту

1. Характеристика группового времени запаздывания фазового фильтра с максимумом на постоянном токе реализуется при схеме включения связанных линий, в которой обеспечивается преимущественно синфазное по току возбуждение СЛ.

2. Метод синтеза, основанный на переходе от одного сосредоточенного прототипа к распределенному устройству путем замены элементов прототипа отрезками линий передачи, приводит к решению в виде нескольких фазовых фильтров на связанных линиях с различными функциональными свойствами.

3. Характеристики секции фильтра с преимущественно синфазным возбуждением связанных линий при помощи включения сосредоточенных неоднородно-стей модифицируются таким образом, что групповое Бремя запаздывания секции принимает вид характеристик фазовых фильтров второго порядка на сосредоточенных элементах, что позволяет получать характеристики, синтезированные дж класса фильтров на сосредоточенных элементах.

4. Формирование или кодирование сигнала устройством предыскажения ( последующим восстановлением формы сигнала устройством коррекции обеспечи вается совместным синтезом устройств предыскажения и коррекции путем деле ния на две группы набора звеньев составляющих многозвенный фильтр с чебы шевской частотной зависимостью ГВЗ.

Научная новизна результатов состоит в следующем:

1) показано, что устройства с применением связанных линий с неуравнове шенной связью могут иметь нулевое затухание во всем диапазоне частот;

2) предложен метод синтеза фазовых фильтров на основе связанных линий основанный на переходе от одного сосредоточенного прототипа к распределен ному устройству путем замены элементов прототипа отрезками линий передачи приводящий к решению в виде нескольких фазовых фильтров на связанных лини ях с различными функциональными свойствами;

3) получены аналитические условия, при которых секции с преимуществен но синфазным возбуждением СЛ имеют всепропускающие свойства. Получен! аналитические формулы для передаточных функций и характеристик групповог времени запаздывания данных секций в виде дробно-рациональных функций от носительно частоты и тригонометрических функций от нее;

-54) показано, что совместный синтез фильтров разрушения и восстановления формы импульсных сигналов может быть осуществлен делением на две группы набора звеньев, составляющих многозвенный фильтр с чебышевской характеристикой группового времени запаздывания;

5) предложен эффективный алгоритм синтеза чебышевских характеристик группового времени запаздывания.

Практическая значимость результатов работы

Синтезирован ряд новых фазовых фильтров на основе связанных линий, позволяющих формировать многозвенные ФФ с достаточно произвольной харакге-эистикой ГВЗ и обрабатывать широкополосные сигналы по этому параметру при малых потерях энергии. Это позволяет решать задачи коррекции и кодирования сигналов.

Предложенный метод синтеза кодека сверхширокополосных сигналов на основе фазовых фильтров позволяет эффективно защищать передаваемую информацию от несанкционированного съема. Разработанные модели и программы используются не только для моделирования и проектирования фазовых фильтров на СЛ, но и могут быть полезны при исследовании и разработке других функциональных устройств. САПР «Сос1ес» нашла применение в исследованиях и учебном процессе.

Результаты работы иоюльзованы в НИР ГБ 6.96 «Разработка принципов кодирования сигналов на основе управления групповой скоростью волн в многомо-довых структурах» и при разработке двух проектов, финансировавшихся по фантам Госкомитета РФ по высшему образованию по фундаментальным исследованиям в области электроники и радиотехники: проект 5-16 «Синтез полосковых устройств на связанных линиях с сильно неуравновешенной электромагнитной связью» и «Методы синтеза и экспериментальное исследование управляемых устройств для векторного преобразования широкополосных сигналов на основе связанных структур с предельно неуравновешенной электромагнитной связью».

Результаты внедрения

1. Разработанные усгройства кодирования и декодирования импульсных сигналов внедрены в локальную сеть предприятия ОАО «Томский химико-фармацевтический завод», локальную сеть Томского университета систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР). Устройства повышают информационную безопасность в указанных учреждениях.

2. САПР для разрабожи устройств защиты информации при передаче импульсных сигналов внедрена в учебный процесс на кафедре технологии РЭА (ТРЭА) ТУСУР.

Апробация работы. Основные положения диссертационной работы представлялись на:

1. Международной научно-технической конференции и выставке «Спутниковые системы связи и навигации» (Красноярск, 30 сентября-3 октября 1997).

2. Международных научных симпозиумах «Распространение радиоволн в городе» и «Конверсия науки - международному сотрудничеству» (Томск, 2-4 сентября, 1997).

-63. Выставке-ярмарке в «Hannover messe '98» (Ганновер, 20-25 апреля 1998).

4. Выставке-ярмарке «Инновация-97» (Томск, ноябрь 1997),

5. XXXIV международной научной студенческой конференции «Студент i научно-технический прогресс» (Новосибирск, 1996).

6. 2-й Региональной научно-практической конференции молодежи и студен тов по техническим наукам и высоким технологиям (Томск, март 1996).

7. 3-й Областной научно-практической конференции студентов, аспиранта и молодых ученых «Современные техника и технологии» (Томск, 25-28 март

1997).

8. 4-й Областной научно-практической конференции студентов, аспиранта и молодых ученых «Современные техника и технологии» (Томск, 23-28 март

1998).

9. Второй Региональной научно-технической конференции студентов и мо лодых специалистов «Радиотехнические и информационные системы и устройст ва» (Томск, 20-22 мая 1997 г.).

Публикации. По теме диссертации опубликовано 14 печатных работ, в та числе 1 - в центральной печати, и получено свидетельство на полезную модель.

Структура и объем диссертации. Диссертационная работа состоит и введения, пяти глав, списка литературы и пяти приложений. Она содержит 13; страницы текста с рисунками, приложениями и списком литературы из 75 найме нований.

Содержание работы

Во введении обоснована актуальность синтеза новых фазовых фильтров н; основе связанных линий и их использования для обработки сигналов, обрисован« состояние проблемы, определены цель диссертационной работы и основные за дачи исследования, сформулированы положения, выносимые на защиту.

В первой главе произведен обзор и анализ литературных и других источ ников информации.

В результате обзора установлено, что нормированная характеристика ГВ: С1

С1

®—ftrf—®

0—

—0

0—

—0

т

а)

т б.)

C2j~ в)

Рис. 1. Фазовые фильтры на сосредоточенных элементах и С-секция

РФ второго порядка на сосредоточенных элементах рис. 1, <?,боднозначно опреде-тяется коэффициентом связи обмоток трансформатора к :

ф)я2.«--;-, , « = (1)

п

Рис.2. Зависимость характеристики ГВЗ фазового фильтра второго порядка от коэффициента связи трансформатора

При к > -0.5 реализуется колоколообразная г{0) (кривые 1, 2 на рис.2), при г < -0.5 - ниспадающая (кривые 3, 4).

Характеристика фазового фильтра на основе связанных линий, С-секции эис.1,я), обладает следующими особенностями:

1) максимум характеристики С-секции не может располагаться на частоте лизкой к нулю;

2) частотная характеристика ГВЗ периодична.

Периодичность характеристики С-секции обусловливает то, что синтез за-анной зависимости в области первых резонансов приведет к неуправляемому оведению ГВЗ на вторых. Невозможность получения максимума ГВЗ на частоте лизкой к нулю означает, что при каскадном соединении С-секций суммарная ха-актеристика всегда будет иметь там провал.

Следовательно, особенности характеристики ГВЗ С-секции не позволяют зссматриватъ ее в качестве единственного базиса для фазовых фильтров СВЧ.

Модифицированная С-секция (с неуравновешенной электромагнитной связью ■1УЭМС)) отличается наличием сосредоточенной проводимости (емкости), урав-эвешивающей процесс передачи энергии в линиях. Недостатком работ по моди-ицированной С-секции является рассмотрение только младшего по частоте ре->нанса ГВЗ.

В диссертации отмечена вполне отчетливая аналогия между строением С-жции и сосредоточенным фильтром (рис.1,б) как в отношении включения свя-1нных линий, так и в отношении расположения уравновешивающей емкости.

Во второй главе рассмотрено два метода синтеза фазовых фильтров на ос-)ве распределенных структур: морфологический и на основе прототипа на со-¡едоточенных элементах.

С-секция

Р-секция 6)

Ы-секция

Рис.3. Базовая схема для фазовых фильтров на основе СП В процессе морфологического синтеза множество вариантов построен фильтра (рис.3, б) образуется при различных вариантах перехода от принятого качестве базовой схемы восьмиполюсника (рис.3,а) к четырехполюснику фильтр Правило перехода заключается в следующем: две пары полюсов являются входе и выходом фильтра, а другие две пары полюсов должны быть замкнуты меж; собой. Возможно три топологически различных варианта перехода к четырехп люснику, удовлетворяющих этому требованию. Они представлены на рис,3,5 названы соответственно тому, какую литеру напоминает их схематическое из бражение: С-секция, Р-секция и N-секция.

Синтез распределенных фильтров по сосредоточенному прототипу Множество новых секций формируется в результате замены в схеме прот типа на сосредоточенных элементах (рис.1,а) индуктивностей 1Л и Ь2 на св занные полосковые линии, а индуктивности 13 на одиночную полосковую лим

М

С

¿2

—0

0-ГУПГГЛ—0

и

1,22-1

0-Е

3-0

/

3-0

3-0

Рис.4. Соответствие элементов при переходе от сосредоточенного прототипа к распределенному устройству

(рис.4). Произведя указанную замену, придем к схеме фильтра, изображенной на рис.5. Из этой схемы как частные получаются схемы С-секции, И-секции, модифи-

0-

81

1Г"сГ

-О-н 2!

-Яг

2 | ш

1 /Л г-

1-1 V 1-

0 0т—О

лд

Рис.5. Обобщенная эквивалентная схема фазового фильтра второго порядка цированной Ы-секции и ряда фильтров на сосредоточенных элементах. Отношения между синтезированным фильтром и прототипом оказываются более строгими, чем простая аналогия: прототип далее можно рассматривать как вырожденный случай синтезированного распределенного фильтра. Таким образом, данный метод позволяет рассматривать известные сосредоточенные фильтры как вырожденные варианты С- и 1\1-секций. Особенность метода также в том, что синтезированный фильтр имеет по крайней мере одно сочетание параметров, гри котором обеспечиваются всепропуасающие свойства.

Аналитически продемонстрирована корректность замены индуктивносгей на связанные полосковые линии: показано, что матрица передачи СП при устремлении погонных емкостей к нулю стремится к матрице передачи включенных на проход индуктивностей.

Распределенная схема (рис.5) эффективна и при расчетах сосредоточенных фильтров, если необходимо учесть большое число воздействующих на реальное устройство факторов. Сложность вычисления передаточных параметров СП компенсируется меньшим количеством элементов, составляющих эквивалентную схему.

В связи с тем, что схема на рис.5 имеет своими частными случаями довольно большое количество ФФ, она может рассматриваться как обобщенная схема фазовых фильтров.

Далее во второй главе рассматриваются отдельные вопросы анализа передаточных характеристик фильтров на основе связанных линий. Предложен подход, при котором операция перехода представляется в матричной форме, что обеспечивает единство математического аппарата с вычислением погонных параметров С/1, а также удобство при использовании в интегрированных математических пакетах программ. Получены следующие формулы перехода к четрехполюснику по схемам С-секции (2), Р-секции (3) и Ы-секции (4):

С (I о О (Л АС =

0 0 10

•А-

'I 0

1 0

0 -1

0 10 0 0 0 0 -1

■А-

(1

1 0

0 -1

1 /,

(2)

(\ 0'

о о

О 1

о о

10 0 0 0 0 10

'О

1 о

о о 0 1

лМ

\

1 о о

О 0 1

Ах

1 о'

О 1

■Ах

'о о" \ -1

1 о о4* 1 0 Го 1 0 0"

■А-

0 0 1) 0 0 1« 0 0 К

У

(\ 01 <0 °1 /

0 0 1 0

+

0 1 0 0

0 V 0, \

'0 о4 \

0 0 1 0

■А-

0 1 0) 0 0

,0 ъ )

1 о о

О 0 1

■А

О'

О о О 1

о о

(\ <Л

о о

О 1

о о

(4)

Далее предложены более удобные для практического использования формулы для расчета ГВЗ г(/) по аналитически заданному затуханию #(/) : , ^ 1т'(//(/"))• 11е(Н(/"))- 1т(//(/))• Ке'(// (/))

Яе2Ш)+1ш2Ш) ' ['

и по заданному таблично:

1 1т (Я (/} ))-11е(Я (/}_,))- 1т(я(/м ))-Яс(я(/;))

(б)

X -Х-1 ие2(/7(/;))+1ш2(я(/;.))

Третья глава посвящена исследованию свойств синтезированных секций: Р-секции, N-секции, модифицированной N-секции. Выявлены также следующие недостатки работ по модифицированной С-секции:

1) рассматривается только один максимум ГВЗ секции;

2) не установлено четких математических критериев выбора параметров уравновешивающих цепей.

В работе предложен критерий выбора номинала уравновешивающей емкости С, причем в диапазон рассматриваемых частот может укладываться несколько максимумов характеристики ГВЗ:

шах

Сф,°о

шш 1хп(с,й}))\,

(7)

где л-21 - соответствующий коэффициент матрицы рассеяния четырехполюсника С-секции.

Численное решение рассматриваемой задачи выполнено в среде Ма№Сас1. На рис.6 приведены результаты работы программы. Обнаружено следующее свойство решения, удовлетворяющего (7): первый и последний по частоте резонансы (из укладьвающихся в рассматриваемый диапазон частот) имеют одинаковое и максимальное в рассматриваемом диапазоне частот затухание. Установлено также,

А

V.

1

-• С1=0

— С1 имеет расчетную емкость

Рис.6. Передаточные характеристики С-секции по величина емкости, необходимой для компенсации резонанса, растет с увели-<ением его номера. Поэтому, возможно, лучшие результаты могут быть получены 1ри помощи уравновешивающих двухполюсников с более сложной частотной за-¡исимостью импеданса.

Установлено, что 1Ч-секция с уравновешенной электромагнитной свя-гью имеет характеристику ГВЗ обратную характеристике С-секции, но не обладает всепропускающими свойствами. Рост коэффициента связи СЛ приводит к появ-|ению провалов в АЧХ секции.

В случае М-секции с неуравновешенной связью лишь при выполнении пециального условия возможно отсутствие искажений АЧХ. Из метода сосредоточенных фототипов следует, что уравновешивающими неоднородностями могут 'ытъ конденсаторы С1 и С2, включенные в качестве проводимостей и g4 на ис.З,^(прочие проводимости полагаются равными нулю).

В работе показано аналитически, что 7</) = 1, то есть секция обладает все-ропускающими свойствами, для любого т , если:

С1 = 0 (8)

т1 +1

С,, =-, ¿11 =_£—--; С2 =-. £ц =¿22, Сп =С22 . (9)

а)0-р-т соа 2-т р-Щ

где £п, ¿22, С,,, С22 - распределенные индуктивности и емкости связан-ых линий,

кь, кс - коэффщиенты связи линий по индуктивности и емкости соответ-гвенно,

р - сопротивление подводящих линий,

оь - частота среза корректора.

При этом т будет определять форму характеристики ГВЗ. Данный результат зляегся принципиально новым: показано, что секция с неуравновешенной (пре-зльно неуравновешенной) электромагнитной связью может иметь нулевое зату-¡ние во всём диапазоне частот.

Для этого, в частности, получены передаточные параметры СЛ при предельной связи по емкости:

I --)„' „ '

ап =а22 = я33 = — (1+^1^)), а12=а2, =«34 =а43

«31 = а42 = -»32 = -041 ^(/е)/

(10]

1

а13=а24=_.

2п +-212 +

/ а14 = "23 1

2ц

12 "

Получены выражения для затухания и ГВЗ М-секции при выполнении приведенных условий:

Я(Я)=-

1+соз! 2-— |-2-а2-го2 • соб! 2-—|-2-0-от-8т[ 2- —

т

1+соз|2-—)+2-Пг-т2 -г-а-т-Ь!^! °

V т)

т

2-П-т

1 +сов

НУ

О-ю-яп 2

О

т

j+2•Q2•/и2-2•Q•от■sin(2•—)

(и:

= ... . . ..... ^ '

(» • а2 • т2 +1) со^2 - ^ + • а2 ■ т2 + 2) со^2 - ^+4 ■ а4 • т4 +1

Характеристика ГВЗ фильтра (рис.7, сплошная линия) имеет ярко выражен ный максимум на нулевой частоте.

1,-- ю

О

<и ч: ..

«-й-з

-5-

Лгг1.-,-.*)-----

'I «

6.67

СО Ш 1_

I_

з.зз -

200 400 600 800 1000

частота, МГц

Рис.7. Передаточные характеристики И-секции

200 400 600 800 10(Х

частота, МГц

Р-секция с уравновешенной электромагнитной связью вносит незначительное затухание во всем диапазоне частот, то есть обладает воепропускаю-щцми свойствами. Характеристики ГВЗ секции качественно аналогичны характеристикам С-секции. С учетом большей сложности технологической реализации Р-секции можно считать практическое применение Р-секции с уравновешенной электромагнитной связью пока нецелесообразным.

Установлено, что Р-секция с неуравновешенной связью имеет всепро-пускающие свойства при выполнении следующих условий:

т -.т - Р т2+1 Т Г г 1 2

00 т1 +1 р-еой т

С\г = 1, С=-. (12)

р-а>

На рис.8 представлено ГВЗ Р-секции с неуравновешенной связью. Харакгери-

частота, МГц

Рис.8. График ГВЗ Р-секции с неуравновешенной электромагнитной связью

стика (рис.8) не имеет функциональных аналогов среди характеристик, реализуемых фильтрами на сосредоточенных элементах. Действительно, характеристика, для которой задержка на нулевой частоте меньше, чем на частоте много большей частоты среза, нереализуема фильтром конечного порядка на сосредоточенных элементах.

Если в N-секции, из соображений реализуемости, ограничиться неуравновешенностью связи кс¡к1<2, то максимум ГВЗ будет располагаться только на частотах близких к нулю. С-секция может применяться для построения корректоров только с т< 1 и обладает периодической характеристикой ГВЗ. Таким образом, возникает потребность в синтезе новых фильтров с 1<т<1,7, а также фильтров с т< 1 и непериодической характеристикой. Это возможно в модифицированной (Ч-секции (рис.5).

Аналитически показано, что секция обладает вселропускающими свойствами, если:

— — ¿м —

р т

■чг

22

Щ 2

С,

: ^12 _ С 22 ~ '

р-со0 -т

(14)

2-щ •т

где Ьлп, Ст - распределенные индуктивность и емкость одиночной линии передачи соответственно.

Проводимость при этом должна представлять собой емкость С=-

-, прово-р-е> о

димость g1 полагается равной нулю. В работе получено выражение для затухания секции в явном виде (при выполнении условий (14)):

О4-2-а2 -а2 -т2 +1 + 2-1-а-т ^-02)

н(о)=

а4-2-£22+а2-т2+1

(15)

Из (15) получено аналитическое выражение для ГВЗ модифицированной Ы-секции:

2т[пг+\)

г(о) =

(16)

П*-2-£22+П2-т2+1 Данная формула совпадает с характеристикой ГВЗ сорэедоточенных фильтров (1). Это говорит, в частности, о том, что секция имеет столь же широкие, как и у сосредоточенных фильтров, функциональные возможности. Таким образом, она может использоваться в качестве базиса для построения достаточно произвольных характеристик ГВЗ. Данный факт позволяет также применять для синтеза характеристик известные полиномиальные описания.

На практике условия (14) о полной связи линий выполняются не в точности, что приводит к образованию паразитных резонансов (рис.9, илрих-пунктирная линия, кс =0.97, кс =0.91). В процессе численных экспериментов было установлено, что при неполной связи полосок первый паразитный резонанс возможно устранить подбором определенной степени неуравновешенности электромагнитной связи. На рис.9 представлены передаточные характеристики модифицирован-

0

ш -2 ^ -

-6

о 23 о ье П -о

КЦ=0,9К\ ^=0,97^

I • I

100 200 300 400 500 частота, МГц

100 200 300 400 500 частота, МГц

Рис.9. Передаточные характеристики модифицированной М-секции в зависимости от неуравновешенности электромагнитной связи, кс = 0.97

ной №-секции для кь =0.97, 0,91 , 0,875. кс во всех случаях равен о,97. Некоторое уменьшение коэффициента связи по емкости и рост неуравновешенное™ связи приводят к компенсации провала АЧХ. Таким образом, для реальных параметров СЛ модифицированная ^-секция с НУЭМС оказывается предпочтительной. Далее в третьей главе показано, что формула:

г(0) = 4-Ие

где

Рг + аг

(17)

Р = «„+/•□„, (18)

представляет полюс передаточной характеристики фильтра, эквивалентна характеристике ГВЗ И-секци^ (16) (а также, разумеется, характеристике (1) ФФ второго порядка на сосредоточенных элементах).

В четвертой главе показана эффективность непосредственного формирования шумоподобного сигнала (ШПС) из цифровой последовательности с помощью пассивного ФФ.

Предложена структурная схема системы кодирования импульсных сигналов (рис.10). Устройство предыскажения является формирователем шумоподобного сигнала из поступающей цифровой последовательности, устройство коррекции зосстанавливает искаженный сигнал до формы, близкой к первоначальной. 06-эатное направление передачи энергии приводит к последовательности обработки

Рис.10. Структурная схема системы кодирования цифровой информации

:игналов, показанной на схеме стрелками противоположного направления.

Условиями работы системы (рис.10) являются плоская суммарная ГБЗ уст-гайств в спектральном диапазоне передаваемого сигнала и искажения формы ;игналов устройствами в отдельности, исключающие правильный прием инфор-1ации цифровой схемой.

Решается задача совмесгного синтеза устройств следующим образом.

1. Синтезируем фазовый фильтр с плоской в некотором диапазоне частот :арактеристикой ГВЗ.

Рассмотрены две полиномиальные аппроксимации: максимально плоская Бесселя) и чебышевская. По отношению к фильтрам на основе распределенных труктур, полиномиальные аппроксимации в общем случае, очевидно, непригод-[ы, однако в третьей главе было показано, что характеристики модифицирован-юй N-секции (обладающей наиболее гибкой характеристикой ГВЗ) могут быть с «которой идеализацией (14) описаны дробно-рациональной функцией (16) или нелогичной ей (17).

10 и

7.5 10 д, 5 ЛоД

2.5

0 1 1 1 0 ----Г

0.5

1

С2 а)

1.5

0.5

1

п

1.5

б)

Рис.11. Характеристики ГВЗ фильтра Чебышева

Установлено, что звенья фильтра Бесселя вносят небольшие перепады ГЕЕ (рис.11,а) и при увеличении порядка фильтра возрастают они незначительно, чтс не позволяет использовать фильтры Бесселя любого порядка для решения рас сматриваемой задачи.

Рассмотрен также фильтр шестого порядка с чебышевской характеристикой ГВЗ. На рис. 11,5 представлены зависимости ГВЗ каждого звена в отдельности ^ суммарная ГВЗ фильтра. Вносимый звеньями перепад ГВЗ значительно больше чем перепад ГВЗ звеньев фильтра Бесселя (до 8 против 2.5 для фильтра Бесселя и примерно линейно возрастает с увеличением порядка фильтра, составляя дш фильтра 14-го порядка 20, для фильтра 20-го порядка 30.

В связи с тем, что аналитическое решение задачи чебышевской аппроксима ции характеристик ГВЗ к настоящему времени отсутствует, в работе предложе! более эффективный по сравнению с известными алгоритм построения чебышев ских аппроксимаций ГВЗ, заключающийся в решении следующей системы алгеб раических уравнений:

Г1

2>

¡=0

4 .р,

—1

2>

1=0

р.

Яе

¡=о

4-Р,-Р?+1

_4_ Pi

■Ов]

= 0

= 0

у = 0..и-2.

(2С

2. Выполняем фильтр в виде каскадного соединения элементарных звеньа Учитывая инвариантность его характеристик к последовательности соединен звеньев, выделяем некоторое количество звеньев для фильтра предыскажем (кодера), а оставшиеся - считаем фильтром коррекции (декодером).

/

Пустъ количество звеньев, составляющих устройство, равно п. Сопоставим наличию или отсутствию i-ro звена в кодере 1 или 0 соответственно в ш разряде

двоичного числа. Теперь очевидно, что можно составить 2" вариантов построения кодера. Для 10 звеньев количество вариантов разбиения равно 1024. С учетом дальнейшей «отбраковки» части вариантов реально используемых будет меньше. Это говорит, как будто, о необходимости брать большое количество звеньев для надежного закрытия передаваемой информации. Однако приведенная цифра характеризует объем одной серии вариантов, полученной в рамках принятой аппроксимации. Выбор другой частоты среза, допустимой неравномерности ГВЗ или количества звеньев приведет к генерации новой серии вариантов, в общем случае несовместимой с другими. Таким образом, несанкционированное снятие информации из линии связи II (рис.10) оказывается перед необходимостью аппаратного перебора практически непрерывного множества вариантов.

3. Из множества всех возможных вариантов такого разбиения отбираем подмножество (серию), в которое входят разбиения, удовлетворяющие «условиям несовместимости»:

1) раздельное применение кодера или декодера исключает возможность приема информации цифровой схемой;

2) применение декодера (кодера) из одного варианта разбиения совместно с кодером (декодером) из другого варианта не обеспечивает восстановление возможности приема информации цифровой схемой.

Вначале проверяется соблюдение первого требования, т.е. отбираются варианты, вносящие искажения формы сигнала, достаточные для исключения приема информации цифровой схемой. В зависимости от направленности линии передачи (однонаправленная / двунаправленная) можно проверять соответствие этому условию либо только устройства предыскажения, либо также и устройства коррекции, которое при передаче сигнала в обратном направлении оказывается в роли кодера. Для решения этой задачи использована модель цифрового приемника в виде компаратора и стробируемого триггера, Вариант считается годным, если приводит к появлению ошибок приема тестового сигнала виртуальным приемником.

Соблюдение второго условия несовместимости проверяется следующим образом. Осуществляется каскадное соединение кодера (декодера) одного варианта разбиения с декодером (кодером) другого варианта. Если виртуальный приемник не обнаруживает ошибок в тестовом сигнале, то один из вариантов исключается из формируемого множества. Эта процедура повторяется для всех вариантов, удовлетворяющих первому условию.

С целью экспериментальной проверки вышеизложенного подхода разработаны устройства предыскажения и коррекции ГВЗ для закрытия информации в системе передачи цифровой информации между ЭВМ (сеть Ethernet на 10 Мбит/с на основе коаксиального кабеля) (рис.13). На рис.12 представлены результаты моделирования преобразований несущего сигнала системы Ethernet (Ux) в кодере и декодере при передаче сигнала в прямом и обратном направлениях.

Одновременное применение устройств предыскажения и коррекции может использоваться для обеспечения скрытности передачи информации по линии пе-

Я/ и<

1 I I II' \

V V

1 1 1 1.1

Л«*"' А^*,-« ^ ,

О 100 200 300 <ЮО 500 600 700 800

г. „ п ^ Рис.13. Внешний вид устройств кодирования

Рис.12. Преобразования сигналов в цифровой инфэрмации в системе ЕИтетй системе связи

редачи II (см. рис.10) или для вторичного использования этой линии связи. Компьютерная сеть, организованная внутри линии связи И, также оказывается скрытной для трансиверов, подключенных к линиям связи I и III.

Пятая глава посвящена исследованию возможности конструктивной реализации Р- и М-секций.

Предложен вариант конструкции Ы-секции, позволяющий минимизировать

С1 А

а) б)

Рис.14. Вариант конструктивной реализации ¡\1-секции (а) и Р-секции (б)

Рис.15. Вариант конструктивной реализации N-секции

длину перемычки (рис.14,,?). Аналогичным образом может быть построена Р-секция (рис.14,б). Другим подходом может быть симметричное расположение полосок по обе стороны экрана (рис.15).

Для реализации И-секции необходима максимальная неуравновешенность электромагнитной связи полосок, поэтому за основу выбрана конструкция реберных диэлектрических линий, позволяющая получить сильную связь полосок с существенно отличающимися коэффициентами связи по емкости и индуктивности.

Был рассчитан и изготовлен макет фильтра на основе N-секции, его характеристики приведены на рис.7 точками. Уменьшение коэффициента связи по »кости до физически реализуемых значений приводит к образованию паразитных резонансов на частотах много больших частоты основного резонанса.

Согласно условиям (14) для построения модифицированной И-секции требуются единичные коэффициенты связи как по емкости, так и по индуктивности. Если взять за основу реберные линии, то ширина горизонтальных полосок должна быть минимальной. В частности, возможно применение в качестве СП гибкого

Рис. 16. Вариант конструкции поперечного сечения модифицированной N-секции

плоского кабеля, например, марки РП-12-5-12 или подобного. Вариант такой конструкции приведен на рис. 16. При горизонтальной ориентации токонесущих полосок также возможна реализация полосок в виде кольца.

Размеры (ширина и- и длина / линий) поперечного сечения С/1 модифицированной 1М-секции в первом приближении могут быть вычислены по формуле плоского конденсатора после выбора толщина материала А :

■де С- полная емкость линий, Ь - полная индуктивность линий.

Данные формулы получены фактически в предположении полной связи полосок как по емкости, так и по индуктивности. Уточнить действительные парамет-эы СП можно при помощи программ анализа первичных параметров СЛ методами :еток, конформных отображений и другими или при помощи экспериментальных

измерений. На этом же этапе можно выполнить оптимизацию конструктивных параметров СЛ.

Из плоского кабеля марки РП-12-5-12 был изготовлен макет фильтра для »1=1,24,^=39 МГц. На рис.17 приведены передаточные характеристики секции:

• ■ • расчет при выполнении (14) —расчет для реальных параметров СЛ

•••эксперимент

Рис.17. Передаточные характеристики модифицированной 1\1-секции штриховой линией - теоретически рассчитанные для предельной связи СЛ (кс =1,^=1); сплошной линией - теоретический расчет для параметров СЛ,

реально полученных в макете; точками - результаты экспериментального измерения характеристик макета. Можно видеть незначительное отклонение характеристик при снижении коэффициентов связи до реализуемых значений, заключающееся в образовании резонансов на частотах много больших частоты максимума ГВЗ, а также малое отличие экспериментальных характеристик от расчетных.

В заключении сформулированы основные результаты диссертационной ра боты.

В приложении 1 приведена программа синтеза уравновешивающей емко сто в С-секции с неуравновешенной электромагнитной связью.

В приложении 2 приведена программа анализа передаточных характери стик Ы-секции.

В приложении 3 приведена программа анализа передаточных характери стик Р-секции.

В приложении 4 приведена программа синтеза максимально плоских ап проксимаций ГВЗ.

В приложении 5 приведена программа синтеза чебышевасих аппроксима ций характеристик группового времени запаздывания.

Содержание диссертации отражено в следующих работах авторов:

1. Семенов Э.В., Малютин Н.Д. Широкополосные корректоры группового времен запаздывания на основе спиралеобразных связанных линий // Радиотехника, 1998. - №2. - С.50-53.

2. Малютин Н.Д., Сычев А.Н., Семенов Э.В. Синтез полосковых устройств дл аналоговой обработки сверхширокополосных сигналов // Известия ВУЗое Электроника, -1998. - №3. -С.55-/02.

3. Синтез полосковых устройств на связанных структурах с сильно неуравнов« шенной электромагнитной связью для аналоговой обработки сверхшироколс

лосных шумоподобных сигналов: Отчет о НИР (заключительный) / Томск, у-нт систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР); Руководитель Н.Д.Малютин. - № ГР 01.9.70009544. - Томск, 1997. - 60 с.

. Тема ГБ 3/94 CT, шифэ «Синтез»: Отчет о НИР (заключительный) / Томск, у-нт систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР); Руководитель Н.Д.Малютин. -Томск, 1995.

. Малютин Н.Д., Семенов Э.В., Мелехин A.B. Росолов Ю.И. Широкополосные устройства для аналоговой обработки сигналов с целью их коррекции, кодирования и декодирования // Спутниковые системы связи и навигации: Труды международной конференции. Красноярск, 30 сентября - 3 октября 1997. - Т. 3. -С.172-179. - Красноярск, 1997.

. Семенов Э.В. Синтез устройств обработки широкополосных сигналов на СВЧ с минимальными потерями энергии на основе связанных линий // Труды международных научных симпозиумов «Распространение радиоволн в городе» и «Конверсия науки - международному сотрудничеству». Томск, 2-4 сентября 1997. с.143-149.

'. Семенов Э.В., Баранов С.И. Программа интерпретации и расчета погонных параметров полосковых структур // Тезисы докладов 2-й Региональной научно-практической конференции молодежи и студентов по техническим наукам и высоким технологиям. - Томск: Изд-во ТПУ, 1996.

!. Малютин А.Н., Мелехин А.Б., Семенов Э.В. Система SIGNAL оперативного анализа и синтеза произвольных электрических сигналов // Тезисы докладов 2-й Региональной научно-практической конференции молодежи и студентов по техническим наукам и высоким технологиям. - Томск: Изд-во ТПУ, 1996.

I. Семенов Э.В. Радиолокационная оценка диэлектрических свойств слоистой среды при значительной априорной информации // Студент и научно-технический прогресс; Материалы XXXIV международной научной студенческой конференции. - Новосибирск, 1996.

.О.Семенов Э.В., Росолов Ю.И. Устройства для предыскажения и коррекции частотной зависимости группового времени запаздывания сложных сигналов в радиоизмерительных трактах // Современные техника и технологии: Труды 3-й Областной научно-практической конференции студентов, аспирантов и молодых ученых. - Томск: Изд-во ТПУ, 1997.

II. Мелехин А.Б., Семенов Э.В. Разработка первых фрагментов динамической системы автоматизации проектирования ВЧ и СВЧ элементов // Современные техника и технологии: Труды 3-й Областной научно-практической конференции студентов, аспирантов и молодых ученых. - Томск: Изд-во ТПУ, 1997.

L2. Мелехин А.Б., Семенов Э.В. Разработка САПР устройств типа кодер/декодер на базе корректоров ГВЗ // Радиотехнические и информационные системы и устройства: Тезисы докладов научно-техн. конференции. Томск, 20-22 мая 1997 г. -Томск: ТУСУР, 1997. - С.31-32.

[З.Семенов Э.В., Росолов Ю.И. Устройства СВЧ для аналоговой обработки сигналов с целью их коррекции, кодирования и декодирования // Радиотехнические и информационные системы и устройства: Тезисы докладов научно-

технической конференции. Томск, 20-22 мая 1997 г. - Томск: ТУСУР, 1997. -С.32-33.

14.Семенов Э.В., Росолов Ю.И., Пархоменко А. Программа моделирования устройств СВЧ для аналоговой обработки сигналов // Радиотехнические и информационные системы и устройства: Тезисы докладов научно-технической конференции. Томск, 20-22 мая 1997 г. - Томск: ТУСУР, 1997. - С.37-38. 15.Заявка на полезную модель МПК6 Н01Р 9/00; Н04В 7/005. Корректор группового времени запаздывания / Семенов Э.В., Малютин Н.Д. Положительное решение по заявке №97111492/20 (012449), приоритетная справка от 17.07.97.

Заказ 34. Тираж 100. Отпечатано в Томском государственном университете систем управления и радиоэлектроники

Л'

Министерство общего и профессионального образования Российской федерации

ТОМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ (ТУСУР)

На правах рукописи

Семенов Эдуард Валерьевич

ФАЗОВЫЕ ФИЛЬТРЫ НА ОСНОВЕ СВЯЗАННЫХ ЛИНИЙ И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ ДЛЯ АНАЛОГОВОЙ ОБРАБОТКИ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ

Специальность 05.12.21. - Радиотехнические системы специального назначения, включая технику СВЧ и технологию их производства

Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук

Научный руководитель -доктор технических наук, профессор Н.Д.Малютин

Томск -1998

СОДЕРЖАНИЕ.

ВВЕДЕНИЕ..............................................5

1. СОСТОЯНИЕ И ПЕРСПЕКТИВЫ АНАЛОГОВОЙ ОБРАБОТКИ СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ НА СВЧ...... 12

1.1. Функциональные применения фазовых фильтров. .. 12

1.1.1. Корректоры группового времени запаздывания каналов связи................................... 12

1.1.2. Многоканальные импульсные устройства с частотным разделением каналов...................15

1.1.3. Фазовращатели............................16

1.1.4. Согласованные фильтры....................16

1.1.5. Импульсная радиосвязь. Формирование и обработка несущего сигнала......................17

1.1.6. Синтез заданной зависимости ГВЗ.......... 18

1.2. Известные схемы и конструкции фазовых фильтров.19

1.2.1. Фазовые фильтры на сосредоточенных элементах....................................... 19

1.2.2. Фазовые фильтры на распределенных структурах. С-секция............................23

1.2 .2 .1. Модифицированная С-секция.............24

1.3. Постановка задач исследований................25

2. СИНТЕЗ НОВЫХ ФАЗОВЫХ ФИЛЬТРОВ НА ОСНОВЕ СВЯЗАННЫХ ЛИНИЙ И МЕТОДЫ АНАЛИЗА ИХ ХАРАКТЕРИСТИК.............2 6

2.1. Обобщенная структурная схема и морфологический синтез фазовых фильтров на основе связанных линий. 2 6

2.2. О возможности расчета сосредоточенных фильтров распределенными моделями и метод синтеза распределенных фильтров по сосредоточенному прототипу.........................................28

2.3. Анализ характеристик фазовых фильтров на основе связанных линий...................................33

2.3.1. Переход к четырехполюснику...............34

2.3.2. Об особенностях расчета группового времени запаздывания.................................... 40

ВЫВОДЫ............................................ 43

3. ИССЛЕДОВАНИЕ ФАЗОВЫХ ФИЛЬТРОВ НА ОСНОВЕ СВЯЗАННЫХ ЛИНИЙ.............................................. . 44

3.1. С-секция..................................... 44

3.1.1. Синтез уравновешивающих неоднородностей. . 45

3.2. Ы-секция..................................... 4 9

3.2.1. Ы-секция с уравновешенной электромагнитной связью.......................................... 49

3.2.2. Ы-секция с неуравновешенной электромагнитной связью..........................................51

3.2.2.1. Передаточные параметры СЛ при предельной связи по емкости...............................55

3.3. Р-секция..................................... 68

3.3.1. Р-секция с уравновешенной электромагнитной

связью.......................................... 68

Р-секция с неуравновешенной электромагнитной связью.......................................... 69

3.4. Модифицированная Ы-секция.................... 71

3.5. Компактная запись характеристики группового

времени запаздывания.............................. 81

ВЫВОДЫ............................................ 82

4. ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ С ПОМОЩЬЮ ФФ.................. 84

4.1. Кодек цифровых сигналов...................... 84

4.1.1. Постановка задачи........................85

4.1.2. Синтез каскадного соединения звеньев.....86

4.1.2.1. Максимально плоская аппроксимация.....87

4 .1.2 .2 . Аппроксимация Чебышева................8 9

4.1.3. Генерация полной группы вариантов разбиения

фильтра......................................... 92

4.1.4. Проверка «условий несовместимости» ....... 93

4.1.5. Экспериментальные исследования кодека цифровых сигналов............................... 94

ВЫВОДЫ............................................ 96

5. КОНСТРУКТИВНЫЙ СИНТЕЗ ФАЗОВЫХ ФИЛЬТРОВ НА ОСНОВЕ СВЯЗАННЫХ ЛИНИЙ..................................... 98

5.1. Проблема перемычки. Спиралеобразные линии. ... 98

5.2. Синтез поперечного сечения связанных линий. . 100

5.2.1. N-секция, Р-секция......................100

5.2.2. Модифицированная N-секция...............102

5.2.2.1. Выбор подходящих структур............102

ВЫВОДЫ........................................... 105

ЗАКЛЮЧЕНИЕ.......................................... 107

Литература.......................................... 109

ПРИЛОЖЕНИЯ.......................................... 119

ВВЕДЕНИЕ.

Актуальность работы. Нарастающий информационный конфликт в радиоэфире делает насущной задачу вторичного использования частотных диапазонов посредством применения импульсных или шумоподобных сигналов. Рост скоростей передачи и обработки информации приводит к тому, что современные системы импульсной связи и радиолокации работают с сигналами нано- и пикосекундной длительности [19] , спектр которых простирается до нескольких гигагерц. Цифровая обработка столь широкополосных сигналов в настоящее время затруднительна. Возможность применения активных устройств аналоговой обработки также весьма ограничена. Достаточно большим резервом по обработке импульсных сверхширокополосных сигналов имеют, на взгляд автора, пассивные устройства [10-14] .

Аргументом в пользу применения пассивных устройств является также то, что при передаче и обработке шумоподобных сигналов повышенное влияние имеют мультипликативные помехи [15-16] . В тех случаях, когда уровень полезного сигнала достаточно велик, и ошибки, вызываемые аддитивными помехами, незначительны, модулирующие помехи могут являться основным источником ошибок в воспроизведении информации. Это накладывает требования высокой линейности устройств обработки шумоподобных сигналов, которым в наибольшей степени отвечают пассивные устройства .

В [16] отмечается также, что наиболее опасными являются помехи типа фазовых искажений, амплитудные искажения менее опасны. Из этого следует, что более важны фа-зочастотные характеристики устройств обработки сигналов. Кроме того, во многих случаях желательно, чтобы обработ-

ка сигнала производилась без потери его мощности, т.е. устройство обработки должно вносить минимальное затухание в полосе рабочих частот, а собственно обработка сигнала обеспечиваться за счет нелинейной фазочастотной характеристики. Данные свойства присущи фазовым фильтрам (ФФ) .

Состояние проблемы. Теория фазовых фильтров на сосредоточенных элементах разработана достаточно хорошо [17-21], однако их реализация на сверхвысоких частотах (СВЧ) затруднительна. На СВЧ способны работать фильтры на основе распределенных структур, в частности, на связанных линиях (СЛ), но характеристики известных фильтров с применением СЛ [22-30] не позволяют обрабатывать сверхширокополосные сигналы достаточно произвольным образом, так как набор их функциональных свойств недостаточен. Эффективные методы синтеза фазовых фильтров на основе СЛ к настоящему времени практически отсутствуют.

Целью работы является расширение функциональных возможностей устройств линейной пассивной обработки широкополосных сигналов на СВЧ на основе связанных линий, и синтез многозвенных фазовых фильтров, предназначенных для аналоговой обработки широкополосных сигналов, в том числе для защиты информации в каналах цифровой связи.

Предмет исследования. В работе исследуется возможность построения фазовых фильтров на основе связанных линий с характеристиками, образующими достаточно полный набор частотных зависимостей группового времени запаздывания (ГВЗ) для линейной пассивной обработки сигналов с малыми потерями энергии. Рассматриваются особенности построения многозвенных фильтров для целей защиты информации в каналах связи.

Основные задачи исследования:

1. Синтез возможно большего количества звеньев, потенциально обладающих свойствами фазовых фильтров.

2. Анализ характеристик синтезированных звеньев и их отбор как перспективных для практического применения.

3. Синтез многозвенных фильтров для целей кодирования информации.

4. Конструктивный синтез перспективных фильтров и экспериментальная проверка теоретически полученных результатов .

Методы исследования.

Для синтеза набора звеньев фазовых фильтров используется метод морфологического анализа. В процессе работы предложен также оригинальный метод синтеза распределенных устройств по прототипу на сосредоточенных элементах. Для отыскания передаточных параметров полосковых линий используется матричный метод решения телеграфных уравнений. При переходе от восьмиполюсника связанных линий к четырехполюснику использованы элементы матричного анализа. При синтезе многозвенных фильтров используются полиномиальные аппроксимации Бесселя, Чебышева. Для решения систем нелинейных уравнений в процессе отыскания чебы-шевских аппроксимаций ГВЗ используется метод Ньютона-Рафсона.

Основные положения, выносимые на защиту:

1.Характеристика группового времени запаздывания фазового фильтра с максимумом на постоянном токе реализуется при схеме включения связанных линий, в которой обеспечивается преимущественно синфазное по току возбуждение СЛ.

2.Метод синтеза, основанный на переходе от одного

сосредоточенного прототипа к распределенному устройству путем замены элементов прототипа отрезками линий передачи, приводит к решению в виде нескольких фазовых фильтров на связанных линиях с различными функциональными свойствами.

3.Характеристики секции фильтра с преимущественно синфазным возбуждением связанных линий при помощи включения сосредоточенных неоднородностей модифицируются таким образом, что групповое время запаздывания секции принимает вид характеристик фазовых фильтров второго порядка на сосредоточенных элементах, что позволяет получать характеристики, синтезированные для класса фильтров на сосредоточенных элементах.

4.Формирование или кодирование сигнала устройством предыскажения с последующим восстановлением формы сигнала устройством коррекции обеспечивается совместным синтезом устройств предыскажения и коррекции путем деления на две группы набора звеньев, составляющих многозвенный фильтр с чебышевской частотцой зависимостью ГВЗ.

Научная новизна результатов состоит в следующем:

1. Показано, что устройства с применением связанных линий с неуравновешенной связью могут иметь нулевое затухание во всем диапазоне частот.

2. Предложен метод синтеза фазовых фильтров на основе связанных линий при помощи прототипов на сосредоточенных элементах.

3. Получены аналитические условия, при которых секции с преимущественно синфазным возбуждением СЛ имеют всепропускающие свойства. Получены аналитические формулы для передаточных функций и характеристик группового времени запаздывания данных секций в виде дробно-

рациональных функций относительно частоты и ее тригонометрических функций.

4. Показано, что совместный синтез фильтров разрушения и восстановления формы импульсных сигналов может быть осуществлен делением на две группы набора звеньев, составляющих многозвенный фильтр с чебышевской характеристикой группового времени запаздывания.

5. Предложен эффективный алгоритм синтеза чебышев-ских характеристик группового времени запаздывания.

Практическая значимость результатов работы.

Синтезирован ряд новых фазовых фильтров на основе связанных линий, позволяющих формировать многозвенные ФФ с достаточно произвольной характеристикой ГВЗ и обрабатывать широкополосные сигналы по Этому параметру при малых потерях энергии. Это позволяет решать задачи коррекции и кодирования сигналов.

Предложенный метод синтеза кодека сверхширокополосных сигналов на основе фазовых фильтров позволяет эффективно защищать передаваемую информацию от несанкционированного съема. Разработанные модели и программы используются не только для моделирования и проектирования фазовых фильтров на CJI, но и могут быть полезны при исследовании и разработке других функциональных устройств. САПР «Codec» нашла применение в исследованиях и учебном процессе.

Результаты работы использованы в НИР ГБ 6.96 «Разработка принципов кодирования сигналов на основе управле-, ния групповой скоростью волн в многомодовых структурах и при разработке проектов, финансировавшихся через гранты Госкомитета РФ по высшему образованию по фундаментальным исследованиям в области электроники и радиотехники:

)

грант 5-16 «Синтез полосковых устройств на связанных линиях с сильно неуравновешенной электромагнитной связью» и «Методы синтеза и экспериментальное исследование управляемых устройств для векторного преобразования широкополосных сигналов на основе связанных структур с предельно неуравновешенной электромагнитной связью».

Результаты внедрения.

1. Разработанные устройства кодирования и декодирования импульсных сигналов внедрены в локальную сеть предприятия ОАО «Томский химико-фармацевтический завод», локальную сеть Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР). Устройства повышают информационную безопасность в указанных учреждениях .

2. САПР для разработки устройств защиты информации при передаче импульсных сигналов внедрена в учебный процесс на кафедре ТРЭА ТУСУР.

Апробация работы. Основные положения диссертационной работы представлялись на:

1. Международной научно-технической конференции и выставке «Спутниковые системы связи и навигации» (Красноярск, 30 сентября-3 октября 1997).

2. Международных научных симпозиумах «Распространение радиоволн в городе» и «Конверсия науки - международному сотрудничеству» (Томск, 2-4 сентября, 1997).

3. Выставке-ярмарке в «Hannover messe л98» (Ганновер, 20-25 апреля, 1998) .

4. Выставке-ярмарке «Инновация-97» (Томск, ноябрь 1997).

5. XXXIV международной научной студенческой конференции «Студент и научно-технический прогресс» (Новоси-

бирск, 1996).

6. 2-й Региональной Научно-практической конференции молодежи и студентов по техническим наукам и высоким технологиям (Томск, март 1996).

7. 3-й Областной Научно-практической конференцией студентов, аспирантов и молодых ученых «Современные техника и технологии» (Томск, 25-28 марта 1997).

8. 4-й областной научно-практической конференции студентов, аспирантов и молодых ученых «Современные техника и технологии» (Томск, 23-28 марта 1998).

9. Второй региональной научно-технической конференции студентов и молодых специалистов «Радиотехнические и информационные системы и устройства» (Томск, 20-22 мая 1997 г.).

Публикации. По теме диссертации опубликовано 14 печатных работ, в том числе 1 в центральной печати и получено свидетельство на полезную модель.

Структура и объем диссертации. Диссертационная работа состоит из введения, пяти глав, списка литературы и пяти приложений. Она содержит 132 страницы текста с рисунками и приложениями, и списком литературы из 75 наименований .

1.СОСТОЯНИЕ И ПЕРСПЕКТИВЫ АНАЛОГОВОЙ ОБРАБОТКИ СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ НА СВЧ

Под обработкой сигнала с помощью фазовых фильтров (ФФ) будем понимать линейное преобразование формы сигнала с малыми потерями его энергии. В спектральной области этому соответствуют некоторая нелинейная фазочастотная характеристика, неравномерное групповое время запаздывания (ГВЗ) при прозрачной амплитудно-частотной характеристике устройства. Для обработки сигнала фазовыми фильтрами на относительно низких частотах (<100 МГц) теоретический и схемотехнический базис был сформирован в 60-е годы [17-21]. Однако стремительно развивающиеся в это же время цифровые методы обработки сигналов оказались в данном диапазоне частот более предпочтительными. На частотах свыше 100 МГц возможности цифровой обработки ограничены, поэтому актуальность аналоговой обработки сигналов сохраняется. В последнее время потребность в устройствах аналоговой обработки на СВЧ стимулируется также активно развивающимися системами импульсной радиосвязи [3-7], однако до сих пор отсутствует достаточный для такой обработки набор СВЧ звеньев.

В настоящей главе рассматриваются известные конструкции фазовых фильтров и их применения с целью конкретизировать недостатки функциональных свойств современных ФФ и сформулировать основные направления их преодоления.

1.1. Функциональные применения фазовых фильтров.

1.1.1. Корректоры группового времени запаздывания

каналов связи.

Одним из распространенных применений фазовых фильт-

ров является коррекция фазовых характеристик каналов связи для улучшения передачи формы сигналов [41-53]. В [20] приведены методики построения корректоров ГВЗ на основе сосредоточенных элементов для телефонных линий связи.

Компанией MITEQ Inc. NY (США) производятся скорректированные по ГВЗ фильтры промежуточной частоты (group delay equalized IF filters) (рис.1.1, [41]). Фильтр co-

Рис. 1.1. Скорректированные по ГВЗ фильтры промежуточной частоты компании М1ТЕ0.

держит полосовой (амплитудный) фильтр и корректор группового времени запаздывания, что позволяет раздельно управлять амплитудно-частотной и характеристикой группового времени запаздывания. Типичные амплитудно-частотная и характеристика ГВЗ приведены на рис.1.2.

Той же фирмой (М1ТЕ£)) производятся перестраиваемые корректоры амплитудной и характеристики группового времени запаздывания (мо