автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.14, диссертация на тему:Синтез сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции и методы их обработки в РЛС с квазинепрерывным режимом работы

На правах рукописи

СИНТЕЗ СИГНАЛОВ С ПСЕВДОСЛУЧАЙНЫМ ЗАКОНОМ АМПЛИТУДНО-ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИИ И МЕТОДЫ ИХ ОБРАБОТКИ В РЛС С КВАЗИНЕПРЕРЫВНЫМ РЕЖИМОМ

РАБОТЫ

Специальность: 05.12.14 - радиолокация и радионавигация

АВТОРЕФЕРАТ диссертации на соискание ученой степени доктора технических наук

Санкт-Петербург - 2005

Работа выполнена в Новгородском государственном университете имени Ярослава Мудрого.

Научный консультант:

доктор технических наук, профессор Гантмахер В.Е.

Официальные оппоненты:

доктор технических наук, профессор Антипов В.Н. доктор технических наук, профессор Сарычев В.А. доктор технических наук, профессор Юрченко Ю.С.

Ведущая организация - Научно-исследовательский институт радиоэлектронных комплексов Холдинговой компании «Ленинец»

Защита состоится « 2005 г. в /£часов на заседании

диссертационного совета Д 212.238.03 Санкт-Петербургского государственного электротехнического университета «ЛЭТИ» по адресу: 197376, г. Санкт-Петербург, ул. проф. Попова, д.5.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке Санкт-Петербургского государственного электротехнического университета «ЛЭТИ».

Автореферат разослан « 3 » 2005 г.

Ученый секретарь диссертационного совета:

'74 е!

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность. Перспективы и проблемы применения сложных сигналов в радиолокации достаточно полно освещены в научно-технической литературе. Большой интерес, проявляемый к сложным сигналам, объясняется целым рядом их свойств, связанных с повышением энергетического потенциала, точности совместного измерения скорости и дальности движущихся объектов, а также скрытности излучения и электромагнитной совместимости радиолокационных систем. Одной из наиболее трудных проблем является выделение слабых сигналов на фоне помех по боковым лепесткам функции неопределенности (ФН) при воздействии мешающих отражений.

Как известно, помехозащищенность радиолокационных систем повышается с увеличением базы сложных зондирующих сигналов. Когда возможности расширения спектра ограничены, то увеличение базы возможно лишь за счет увеличения длительности сигнала. Однако, при длительностях значительно превышающих время распространения сигнала до цели и обратно, возникают проблемы, связанные с их излучением и приемом на одну антенну. На решение этих проблем были ориентированы исследования, проводимые в ЛЭТИ на кафедре «Радиооборудование кораблей» под научным руководством профессора В И Винокурова Ученые кафедры внесли существенный вклад в развитие теории и практики построения корабельных РЛС со сложными зондирующими сигналами большой длительности Теоретические и экспериментальные исследования проводились в тесном контакте с коллективом отраслевой лаборатории «Морская радиолокация» Новгородского политехнического института. Сотрудниками этих коллективов был предложен квазинепрерывный режим излучения и приема фазоманипулированных сигналов большой длительности с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции. Псевдослучайный закон амплитудно-фазовой манипуляции сигналов позволил получить новые качества квазинепрерывных РЛС. Малая длительность излучаемых фазоманипулированных посылок позволила преодолеть проблемы обнаружения эхо-сигналов в ближней зоне, а псевдослучайный характер их излучения - исключить «слепые» элементы дистанции, а также повысить разрешающую способность обнаруживаемых сигналов по задержке и частоте Характерной особенностью квазинепрерывного режима излучения сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции является зависимость структуры принимаемых сигналов от их задержки. В связи с этим требуется детальный анализ энергетических показателей и характеристик взаимной функции неопределенности (ВФН) в дальномерных каналах обработки в зависимости от параметров квазинепрерывных сигналов.

Повышение помехоустойчивости квазинепрерывных РЛС неразрывно связано с синтезом сигналов с низким уровнем боковых лепестков ВФН в рабочем диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты. Проблемы синтеза глобально оптимальных дискретных амплигудно-фазоманипулиров анных сигналов общеизвестны и связаны с задачей целочисленной оптимизации целевой функции Проблема синтеза усугубляется большой базой квазинепрерывных сигналов, достигающей значений В = 105...106, что исключает возможность применения тех или иных переборных алгоритмов оптимизации сигналов. В связи с этим очевидна актуальность исследований, связанных с поисками эффективных методов синтеза сигналов с большой базой.

Большая база сигналов порождает проблемы технической реализации многоканальных корреляционных устройств обработки сигналов в достаточно большом диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты Это приводит к необходимости поиска квазисогласованных методов обработки квазинепрерывных сигналов с большой базой, позволяющих ценой незначительных энергетических потерь, снизить аппаратные затраты на техническую реализацию устройств обработки сигналов.

Для повышения достоверности пДняруяяпрд тгинпри в узд™"™* воздействия мешающих отражений приемное устройство ква: в^№£е{НДНДО1МЗНЯ№5ЛРоится таким

БИБЛИОТЕКА

образом, чтобы обеспечивался необходимый линейный динамический диапазон с последующим двусторонним ограничением. Псевдослучайный характер квазинепрерывного сигнала позволяет использовать специфический способ борьбы с мощными мешающими отражениями, основанный на их временной режекции. Поэтому исследование эффективности временной режекции мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения и приема зондирующих сигналов представляет несомненный интерес.

Цель диссертационной работы: Изыскание эффективных методов синтеза и обработки фазоманипулированных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции, направленных яа повышение помехоустойчивости квазинепрерывных РЛС при воздействии мешающих отражений.

Задачи диссертационной работы:

1. Исследование энергетических показателей и характеристик ВФН сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции при квазинепрерывном режиме их излучения и приема.

2. Изыскание методов синтеза амплитудно-фазоманипулированных сигналов с большой базой, ориентированных на минимизацию боковых лепестков ФН в заданной области задержек и доплеровских сдвигов частоты

3. Поиск квазисогласованных методов обработки квазинепрерывных сигналов в ограниченном диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты, позволяющих снизить аппаратные затраты на техническую реализацию многоканальных устройств обработки сигналов.

4. Исследование эффективности временной режекции мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции.

5. Анализ принципов построения и технической реализации устройств формирования и обработки квазинепрерывных сигналов с большой базой в реальном масштабе времени.

Объект исследований: Радиолокационные системы со сложными квазинепрерывными сигналами с псевдослучайным законом амплитудной и фазовой манипуляции.

Предмет исследований: Методы снижения помех, обусловленных влиянием боковых лепестков функции неопределенности квазинепрерывных сложных сигналов. Повышение помехоустойчивости РЛС достигается на основе эффективных методов синтеза и обработки сложных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной и фазовой манипуляции при квазинепрерывном режиме их излучения и приема.

Методы исследований. Достижение поставленной цели и решение перечисленных задач основано на использовании теории анализа и синтеза сложных фазоманипулированных сигналов, а также общей теории обнаружения и разрешения сигналов.

Обоснованность и достоверность. Достоверность научных результатов обосновывается достаточной строгостью математических выводов, экспериментальным подтверждением основных теоретических положений и внедрением реализованных устройств формирования и обработки сигналов в опытные и серийные промышленные радиолокационные системы. Новизна предложенных принципов построения устройств формирования и обработки квазинепрерывных сигналов большой длительности подтверждена авторскими свидетельствами на изобретения и патентами на полезную модель.

Основные научно-теоретические результаты состоят в том, что:

1. Сформулированы энергетические показатели квазинепрерывного режима излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции. Получены среднеквадратические оценки боковых лепестков ВФН сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции при квазинепрерывном режиме их излучения и приема. Установлена взаимосвязь качественных показателей помехоустойчивости со среднестатистическими характеристиками ВФН квазинепрерывных сигналов и исследованы

энергетические потери на обработку в зависимости от параметров квазинепрерывных сигналю.

2 Предложены методы синтеза амплитудно-фазоманипулированных сигналов по критерию минимума боковых лепестков ФН в ограниченной области частотно-временной плоскости. Методы синтеза сигналов не накладывают принципиальных ограничений на форму облаете оптимизации по задержке и частоте, в то же время площадь области оптимизации определяет предел подавления боковых лепестков ФН.

3. Предложены методы синтеза фазоманипулированных квазинепрерывных сигналов, обеспечивающие минимизацию помех по боковым лепесткам ВФН в корреляционных каналах обработки при воздействии сосредоточенных мешающих отражений и исследована эффективность подавления помех с неизвестными и известными начальными фазовыми сдвигами в зависимости от области неопределенности обнаружения сигналов.

4. Предложены методы синтеза двоичных последовательностей, задающих закон амплитудной манипуляции квазинепрерывных сигналов Показано, что, задавая необходимые параметры синтеза, можно при достаточно малых значениях пик-фактора минимизировать энергетические потери при приеме квазинепрерывяых сигналов в удаленных дальномерных каналах обработки. Синтезированные последовательности по своим показателям весьма близки к оптимальным двоичным последовательностям.

5. Найдены квазисогласованные методы корреляционно-фильтровой обработки квазинепрерывных сигналов в ограниченной доплеровской полосе, основанные на процедурах сжатия сегментов сигнала и их спектральной обработки. Показано, что применение процедур нормировки и интерполяции при сжатии сегментов квазинепрерывного сигнала совместно с весовой обработкой, позволяют значительно повысить эффективность доплеровской селекции целей. Предлагаемые методы характеризуются малыми потерями в отношении сигнал/шум.

6. Предложен параллельно-приоритетный метод обзора дистанции, позволяющий сократить аппаратные затраты на реализацию корреляционно-фильтровых устройств обработки квазинепрерывных сигналов Исследованы методы построения сигналов, позволяющие минимизировать энергетические потери при приоритетной обработке.

7. Исследованы методы временной режекции мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения и приема фазоманипулированных сигналов с псевдослучайной структурой амплитудной манипуляции. Произведена оценка энергетических потерь при режекции мешающих отражений в зависимости от параметров квазинепрерывного сигнала. Показано, что при оптимальной зоне режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности достигается существенное повышение помехоустойчивости квазинепрерывных РЛС. Оптимизация пик-фактора квазинепрерывных сигналов к количеству мешающих воздействий приводит к повышению эффективности подавления помех

Основные научно-практические результаты, полученные в работе, позволили:

1 Установить энергетические потери при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции в зависимости от параметров сигналов коммутации приемно-передающего тракта.

2. Получить выражения, характеризующие среднеквадратический уровень боковых лепестков ВФН квазинепрерывных сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции.

3 Повысить помехоустойчивость квазинепрерывных РЛС при воздействии помех от подстилающей поверхности и сосредоточенных мешающих отражений за счет синтеза сигналов, обеспечивающих минимизацию боковых лепестков ВФН в заданном диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты.

4. Достигнуть при квазинепрерывной обработке сигналов с псевдослучайной структурой амплитудной манипуляции предельно высокую доплеровекую селекцию целей, характерную для непрерывных сигналов.

5. Снизить аппаратные затраты на реализацию устройств многоканальной обработки за счет сегментной корреляционно-фильтровой обработки квазинепрерывных сигналов большой длительности.

6. Разработать программно-аппаратные модули устройств формирования и обработки сигналов, которые в реальном масштабе временя позволили достигнуть потенциальных характеристик когерентных устройств обработки сигналов

7. Получить опытное подтверждение целесообразности применения режеющи помех в ближней зоне принимаемых сигналов для повышения помехоустойчивости РЛС со сложными квазинепрерывными сигналами.

Реализация результатов работы. Устройства формирования и обработки сигналов внедрены " тр"М№Дленные изделия радиолокационных комплексов; «Прут» - разработка НИПКТИ «Радар»; «Гарпун-Бал», «Борей», «Ясень», «Кодак» и «Монумент» - разработки ФГУП ЦНИИ «Гранит»; «МРК-50» - производство ФГУП ПП «Равенство».

Конкретное участие автора в получении представленных результатов. Все включенные в диссертацию материалы получены лично автором.

На защиту выносятся:

1. Теоретическое обобщение квазинепрерывного режима излучения и приема зондирующих сигналов большой длительности и основы теории анализа ВФН квазинепрерывных сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции.

2. Методы синтеза псевдослучайных амплитудно-фазоманипулированных сигналов по критерию минимума боковых лепестков ФН в заданной области частотно-временной плоскости.

3 Квазисогласованные методы обработки амплитудно-фазоманипулированных сигналов с большой базой, позволяющие повысить эффективность доплеровской селекции движущихся целей и снизить аппаратные затраты на техническую реализацию корреляционно-фильтровых устройств обработки сигналов.

4. Алгоритмы и исследования эффективности режекции мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции.

Апробация работы. Материалы диссертационной работы докладывались на следующих конференциях:

« Ежегодные научно-технические конференции профессорско-преподавательского состава Новгородского государственного университета им. Ярослава Мудрого, В.Новгород, 1980-2005 г.г.;

• Ежегодные научно-технические конференции профессорско-преподавательского состава Санкт-Петербургского государственно го электротехнического университета «ЛЭТИ» им. В.И. Ульянова (Ленина), С. Петербург, 1978-2000 г.г.;

• ХУИ-я научно-техническая конференция НИИ Приборостроения им. В.В.Тихомирова, г. Жуковский, 23-26 октября 2001г.;

• 1Х-я Международная научно-техническая конференция «Радиолокация, навигация, связь», 22-24 апреля 2003г, г. Воронеж;

• У1-я международная конференция - Цифровая обработка сигналов, 31 марта - 2 апреля 2004, г. Москва.

• ХУШ-я научно-техническая конференция НИИ Приборостроения им. В.В.Тихомирова, г. Жуковский, 16-18 февраль 2005г.

Публикация. По теме диссертации опубликовано 45 научных работ, из них 37 статей, 5 авторских свидетельств на изобретения, 2 патента на полезную модель и одна коллективная монография. Содержание диссертации отражено в научно-технических изданиях, в которых рекомендуется публиковать работы на соискание ученой степени доктора наук.

Структуре н объем работы. Диссертация состоит из введения, 8 глав, заключения, списка литературы, включающего J10 наименований Основная часть диссертации изложена на 249 страницах машинописного текста. Работа содержит 108 рисунков и 7 таблиц.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обосновывается актуальность темы, цель и содержание поставленных задач, определяется объект, предмет и методы исследований, сообщается научная новизна и практическая значимость. Указываются проблемы синтеза и обработки фазоманипулированных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции при квазинепрерывном режиме их излучения и приема

В главе 1 производится анализ квазинепрерывного режима излучения и приема зондирующих сигналов большой длительности с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции Определяются энергетические показатели квазинепрерывного режима излучения и приема сигналов и исследуются свойства и характеристики ВФН квазинепрерывных сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции, а также производится анализ потерь в помехоустойчивости квазинепрерывных РЛС.

При квазинепрерывном режиме зондирующий сигнал большой длительности излучается отдельными фазоманипулированными посылками, длительность и средний интервал следования которых значительно меньше диапазона задержек обрабатываемых эхоСигналов. Закон амплитудно-фазовой манипуляции квазинепрерывного сигнала ¿'„(г) задается модулирующей троичной последовательностью с псевдослучайной структурой № = {*>,}, ш, 6{ 0, ±1 }, 1 = 0, 1, . , N-I периода N. Дискретный сигнал коммутации

передающего тракта описывается двоичной последовательностью X = {лг(}, = ¡иу, е {0, 1}, а сигнал коммутации приёмного тракта - инверсной двоичной последовательностью X = {х,}, дг; = I-х,, х/ е { 0, 1}, ; = 0, 1, , N-1 Пара инверсных сигналов коммутации обеспечивает временную развязку в работе приемопередатчика квазинепрерывной РЛС.

Псевдослучайная структура сигналов коммутации прием но- передающего тракта приводит к неизбежным потерям энергии, когда некоторые посылки отраженных эхо-сигналов приходятся на моменты запирания приемного тракта. В общем случае энергия принимаемых сигналов будет зависеть от задержки сигналов. В силу этого корреляционный интеграл, строго говоря, не является достаточной статистикой и, следовательно, необходим оптимальный обнаружитель и измеритель при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов, когда задержка оказывается энергетическим параметром. Однако, как будет показано ниже, энергия принимаемых сигналов в корреляционных каналах обработки практически не зависит от задержки и, следовательно, можно считать измеряемые информативные параметры не энергозависимыми. Поэтому при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов квазиоптимальной обработкой на фоне белого шума, будем считать алгоритмы, основанные на вычислении модуля комплексного корреляционного интеграла и сравнения его с порогом, обеспечивающим необходимый уровень вероятности ложной тревоги. Величина порога зависит от энергетических потерь при приеме сигналов в дальномерных каналах обработки. Корреляционную обработку сигналов при квазинепрерывном режиме их излучения и приема будем называть квазинепрерывной обработкой. В дальнейшем будем сопоставлять квазинепрерывную обработку и гипотетическую согласованную обработку, т.е. без учета коммутации приемного тракта.

В диссертационной работе на основе математической модели обработки сигналов при квазинепрерывном режиме их излучения и приема получено выражение, характеризующее

ВФН в с-том дальномерном сдвигах частоты к:

канале при относительных задержках т и доплеровских

= 1

АГ-1 /-0

■ ехр - ]

2

N )

\>, ■ и»,• ехр

( . 2я-к-Л V

( 2я-к-Л 1 'ехр(--'

(1)

где:

Г"1 2

1 = -\ЛМ -К - евклидова норма.

V (=0

Можно видеть, что уменьшаемое в приведенном выражении (1) описывает ФН при согласованной обработке, а вычитаемое отражает суть ее модификации при квазинепрерывном приеме сигналов. В каждом дальномерном канале ВФН будет иметь индивидуальные характеристики и поэтому следует анализировать свойства и характеристики для целого семейства ВФН и по ним оценивать достижимую помехоустойчивость и потенциальное разрешение.

В диссертационной работе определена энергетическая функция приема квазинепрерывных сигналов, описываемая выражением:

К-1

'/-с1

__ 1-е

Л(с,$)=

Я0 ■

(2)

Е о-

Л-1 „ ч-\

■5>.1 /-0 1-0

где' Ей - энергия элементарного импульса зондирующего сигнала

Характерный вид энергетической функции приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции представлен на рис. 1, где по оси абсцисс отложено значение 5 дискретной задержки принимаемых сигналов, а по оси ординат - номер с дальномерного канала обработки. Следует отметить, что когда эхо-сигнал обладает нулевой

задержкой распространения (.$ = о), то значение энергетической функции приема во всех дальномерных каналах обработки равно нулю, Л (с, 0)=0. Ясно, что описанная ситуация соответствует полной временной развязке в работе приёмопередатчика В структуре выражения (2) числитель характеризует энергию принимаемого сигнала, а знаменатель - энергию исходного зондирующего сигнала Их отношение есть не что иное, как энергетические потери ори

квазинепрерывном приеме сигналов. Характеристики энергетической функции приема полностью определяются корреляционными свойствами сигнала коммутации передающего тракта:

лу Г К, т = 0

<м> «*<>'

Когда задержки эхо-сигналов равны задержкам опорного сигнала в корреляционных каналах обработки = то гребень энергетической функции приема показывает, какая часть энергии полезного сигнала поступает в согласованный дальномерный канал

Рис. 1. Энергетическая функция приема сигналов.

(3)

Показателем этого служит коэффициент приема полезных сигналов Ап(с) в дальномерных каналах обработки, описываемый выражением:

^ ) К - Л(с) , Я(с)

В общем случае коэффициент приема сигналов в каждом дальномерном канале обработки различен Среднее значение коэффициента приема в дальномерных каналах обработки зависит только от пик-фактора квазинепрерывного сигнала-

ЛГ-1Д 7 (¡V- р/

Коэффициент приема сигналов однозначно определяет потери в отношении сигнал/шум при квазинепрерывном приеме сигналов:

гТ/ш («)

Чсог,

В таблице 1 приведены численные значения потерь в отношении сигнал/шум для типовых значений пик-фактора квазинепрерывных сигналов.

___Табл.1.

Потери в сигнал/шум Пик-фактор сигнала

РМ РМ РМ

Ля 0.66 0.8 0.86 0.91

Гс\Ш. дб 1.8 0.97 0.65 0.41

Пьедестал энергетической функции приема характеризует степень совпадения во времени импульсов полезного сигнала с мешающими сигналами. В работе исследуется коэффициент наложения сигналов Лн<,($) в дальномерных каналах обработки:

(7)

Среднее значение коэффициента наложения в пик-фактор раз меньше коэффициента приема:

т- 1 м К-Я(с) К-1 Ап(с)

Введенные показатели энергетической функции приема предопределяют и характеристики ВФН сигналов при квазинепрерывном режиме их излучения и приема.

Одним из основных вопросов теории сигналов является изучение свойств их функции неопределённости. Определим величину главного пика ВФН в с-том дальномерном канале:

.Х^МшлМр). (9)

К

Л

ы-1 г

ЕМ •*<«

.'=0

Данное выражение показывает, что величина главного пика ВФН определяется коэффициентом приема сигнала в с -том дальномерном канале обработки. В соответствии с (5) средние потери в главном пике ВФН зависят только от пик-фактора квазинепрерывного сигнала.

При анализе разрешающих способностей важной характеристикой ВФН являются интегральные зависимости боковых лепестков в сечениях ФН плоскостями, параллельными осям задержек и частот. В диссертационной работе доказаны выражения, характеризующие интегральный (ИУ) и среднеквадратический (СК) уровень боковых лепестков (БЛ) в отдельных сечениях ВФН, а также в плоскости «задержка-частота», которые приведены в таблице 2.

Полный объем ВФН ЛГ-1 N/2 Ч/по{с)= £ ЦХс(т,Ч = N ■ Ап(с) т-0к=-Г//2 СК БЛ ВФН в плоскости задержка-частота: 7 /.)_ 1 ¥пл(с) п 1 1 ХпЛ ) \(N2 - N) ■ zc(0fi)2 Jn >«(с)

ИУ БЛ в частотном сечении ВФН при нулевой задержке (т = 0 ): N/2 ¥др(с)= 2]%А°'кУ = Р/ ■ Мс) 1—У/2 СК БЛ в доплеровском сечении ВФН: - n \VjAc)-xAwY -iPf 1 Mel

ИУ БЛ в частотном сечении ВФН при не нулевой задержке (тфО): ¥чс = ЬХс (»>, кУ=р/- Анс (т) Ы-Ы/2 СК БЛ в частотном сечении ВФН: т. J Гчс(с) 1 1 r ' №-1)*Ло)2 ^ М)

В настоящее время наибольшее распространение получили составные квазинепрерывные сигналы, построение модулирующих последовательностей которых основано на посимвольном умножении № = {»,}= |г(, '•*{/«,)) бинарных М-

последовательностей 2 = | г,}, 2,е{-1,+1} периода ЛЬ, задающих закон фазовой манипуляции, и двоичных последовательностей Зингера X = { х,}, х, е { 0, 1| периода ЛОс, определяющих закон амплитудной манипуляции.

В работе исследованы особенности ВФН составных квазинепрерывных сигналов в зависимости от пик-фактора р/ и соотношения длительностей дискретов фазовой А и амплитудной Ах = • Д манипуляции. Вид ВФН квазинепрерывных сигналов при Дх = 8 • Д представлен на рис. 2, а В этом случае при нулевой относительной задержке в рельефе ВФН выделяется гребень с повышенным уровнем боковых лепестков вдоль частотной оси. Среднеквадратический уровень боковых лепестков в этом сечении выше пьедестала в [р/ раз Увеличение длительности импульса амплитудной манипуляции приводит к возрастанию гребня ВФН в раз, а также к появлению треугольного профиля (юбки) в гребне протяженностью Дх = /их ■ Д вдоль оси задержек. Особенности частотного сечения ВФН более наглядно можно видеть по результатам усреднения частотных отсчетов для каждого значения задержки, которые приведены на рис. 2, б.

%Хт,к) дБ г(т,0> дБ

а) б)

Рис. 2. Вид ВФН квазинепрерывных сигналов.

Псевдослучайный закон амплитудно-фазовой манипуляции обеспечивает однозначное измерение параметров обнаруживаемых сигналов в большом диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты.

ГгФ{с)-

(Ю)

Выполненный анализ характеристик ВФН позволил установить взаимосвязь качественных показателей помехоустойчивости со среднестатистическими характеристиками ВФН квазинепрерывных сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции В работе исследуются потери помехоустойчивости РЛС при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции Показано, что когда функция рассеяния помех р(т, F) имеет равномерное распределение в анализируемом диапазоне задержек и доплеровских частот то, потери в отношении сигнал/помеха определяются выражением.

1 + g

iL. Ля(с)+ а 1 + <г/Лл(с)' где: а » Д г 4F = (2М + \) (2V + \)/N - площадь распределения помех по задержке и частоте. Можно видеть, что потери зависят от коэффициента приема сигналов и площади распределения помех о по задержке и частоте. На рис. 3 приведены графики потерь в отношении сигнал/помеха в зависимости от пик-фактора pf квазинепрерывных сигналов. дБ Как следует из приведенных

' зависимостей при площади распределения

помех ст = 10 потери в отношении сигнал/помеха составляют от 3 дБ до 0.4 дБ в зависимости от пик-фактора сигнала. При уменьшении площади помех в 10 раз потери лежат в диапазоне от 1.7 дБ до 0.2 дБ. Для значений площади распределения помех ст = 0.1 потери не превышают 0.3 дБ.

Таким образом, относительно малые потери в помехоустойчивости не снижают эффективности применения

квазинепрерывных сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции.

Среди известных методов повышения помехоустойчивости особую значимость имеет направление, связанное с синтезом сигналов с низким уровнем боковых лепестков ФН. Как отмечалось ранее, квазинепрерывный режим излучения и приема сигналов приводит к необходимости оптимизации закона амплитудно-фазовой манипуляции для каждого дальномерного канала обработки. К сожалению, такая оптимизация сигналов практически невыполнима. Поэтому задачу синтеза сводят к оптимизации сигналов без учета коммутации приемного тракта. В этом случае естественно требуется дальнейший анализ характеристик ВФН при квазинепрерывном приеме сигналов.

В главе 2 диссертационной работы рассматриваются методы синтеза амплитудно-фазоманипулированных сигналов с большой базой, ориентированные на минимизацию боковых лепестков ФН

R(m,k) = '-exp^- j■ (П)

в заданном диапазоне задержек те AM, AM = [Mmin,Mmax] и доплеровских сдвигов частоты к е AV, AV = [Fmin,Kmax].

Среднеквадратический критерий синтеза сигналов определяется выражением:

Mmtx Vтех

23456789 10 II Pf Рис.3. Потери в отношении сигнал/помеха

= I Ц*М2

т=Мптк-Упт

=> nun

(12)

и решается задача дискретной оптимизации модулирующей последовательности IV = {те,} с троичными символами >уе|о, ±1} при априорно известном законе амплитудной манипуляции |*»( | = , х, е { 0, 1}

В основе излагаемых методов синтеза лежит принцип оптимизации модулирующих последовательностей «символ за символом». Рассматриваемая оптимизация предусматривает выбор такого текущего значения символа у/, =2,-х1 модулирующей последовательности, которое в каждый дискретный момент времени минимизирует значение ФН

В!(т,к) = Щ-1(т,к) + • -ехр(^™~| (")

в заданной области (г = Дг'Д/г, Дг = АМ■ Д, ЛГ = ДК/(М• Д) частотно-временной плоскости.

В диссертационной работе исследуются методы синтеза амшигудно-фазоманипулированных сигналов по критерию минимума боковых лепестков ФН в узкой доплеровской полосе ДГ = 1/(М- Д), в широкой симметричной полосе доплеровских частот ДГ = ± У/(Ы • Д) и произвольной области частотно-временной плоскости. Изложим общий подход к синтезу сигналов по критерию минимума боковых лепестков ФН в узкой доплеровской полосе. Принимая во внимание рекуррентную форму ФН (13) можно представить функцию оптимизации (12) в виде:

М пахр £

(",)= I К'И + ■ *,-т] =>тш (14)

т=Мтт

Приведенное выражение (14) определяет критерий оптимизации, как явно определенную функцию текущего значения символа = г( • х1. После раскрытия выражения (14) получим, что необходимым и достаточным условием минимума функции оптимизации будет значение символа, определяемого выражением:

( и та N

= ^ К'~1(т) Г*'" (15)

\тшМ ют У

При изложении метода синтеза сигналов по критерию минимума боковых лепестков ФН в симметричной полосе доплеровских частот будем полагать, что значение /•в = У/{ы- Д) есть верхняя граница анализируемой полосы частот. Тогда можно установить длительность сегмента синтезируемого сигнала 7> = АЪ • Д 21/2 Гв, при котором набег фазы при максимальном доплеровской сдвиге частоты не превысит значения я, те. 2 • я • /<в • Тз < ж. В работе показано, что при этих условиях минимизация объема ФН (12) в симметричной полосе доплеровских сдвигов частоты взаимосвязана с минимизацией модулей корреляционных значений |г(/я)| сегментов модулирующей последовательности. Поэтому, функция оптимизации модулирующей последовательности представляется выражением:.

М шк г ч» А/шах г ъ

ГАщ)= Л Ии)Г- 2 + =>иш П6)

ш—Мивй пив

При принятом ограничении на допустимые значения символов синтезируемой последовательности, минимум функции оптимизации достигается при значениях символов, определяемой процедурой

{и . Мшшх 1

ж»А/тт т*М та )

В диссертационной работе показано, что при синтезе сигналов по критерию минимума боковых лепестков ФН в произвольной области частотно-временной плоскости функция оптимизации сигнала имеет квадратурную форму и определяться выражением-

Мтшл Утих

¥.{",)- I £

ячА/ш к*У ш

Яс'-1(т,к) + У), ■ • оо^*"')

Мтях У тех Г £ Л"

ж=-Л/шп к*Утт V " У.

(18)

Анализ приведенного выражения показывает, что минимум функции в каждый момент времени достигается при значениях символов синтезируемой последовательности, определяемой процедурой:

и>, Т )•*,. (19)

В качестве примера на рис. 4 представлен вид двух ФН синтезированных сигналов при центральной области оптимизации (рис.4,а) и при смешенной области оптимизации по задержке и частоте (рис. 4,6).

х(т,к\ дБ

х(т,к\ дБ

а) б)

Рис. 4. Вид ФН синтезированных сигналов.

Как видно, в плоскости задержка-частота ФН явно выделяются прямоугольные области с пониженным уровнем боковых лепестков.

Критерием эффективности процедур синтеза сигналов в диссертационной работе установлен показатель А% = Ха!Хт отношения среднеквадратического уровня боковых лепестков в области оптимизации к среднеквадратическому уровню боковых лепестков в плоскости задержка-частота. Детальный анализ характеристик ФН синтезированных сигналов показал, что глубина подавления боковых лепестков не зависит от формы области оптимизации, а определяется только ее площадью. Графики глубины подавления боковых лепестков в зависимости от площади области оптимизации приведены на рис. 5, а ... г для значений пик-фактора pf = 3, 5, 7 и 11. Пунктирные линии соответствуют случаю согласованной обработки, а сплошные линии - квазинепрерывной обработки.

При согласованной обработке для площади оптимизации ет = 0.01 глубина подавления боковых лепестков достигает значений от 16 до 24 дБ в зависимости от пик-фактора. Однако с увеличением площади оптимизации глубина подавления боковых лепестков снижается и составляет при площади, равной <т= 0.1 от 6 до 12 дБ. Можно видеть, что при квазинепрерывном приеме сигналов максимум подавления боковых лепестков лежит в диапазоне значений площади оптимизации 0.01 <<т< 0.1. При этих значениях площади оптимизации глубина подавления боковых лепестков ВФН составляет около 6 дБ.

Л*> дБ

Ог

X я

К'" х X' Ж

д/Ч

А*, дБ О -6

-12 -18

-24 •30

¥ ¿г* *

рМ

Л*. ¿Я

ОГ -6

-12 -18

-24 -30

0.01 0.1 6)

Р/-11

0.01 0.1 1 О 0 01 0 1 1 „

.) г> Рис. 5. Эффективность подавления боковых лепестков.

Таким образом, впервые предложены методы, позволяющие синтезировать амплитудно-фазоманипулированные сигналы с пониженным уровнем боковых лепестков ФН в ограниченном диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты.

В ряде случаев достоверность обнаружения целей ограничена воздействием мешающих сигналов, вызванных отражениями от сосредоточенных - точечных объектов. При обработке входной смеси сигналов, несмотря на взаимное влияние сосредоточенных мешающих отражений, их параметры (временные задержки, доплеровские сдвиги частоты и фазы) могут быть достаточно точно измерены.

В главе 3 диссертационной работы излагаются методы синтеза фазом ани гтулированных сигналов при квазинепрерывном режиме их излучения и приема, обеспечивающие на основе оценок параметров мешающих отражений минимизацию мощности помех в корреляционных каналах обработки в заданном диапазоне обнаружения сигналов по задержке и частоте. В определенном смысле речь идет об адаптивных методах оптимизации, позволяющих изменять структуру зондирующих сигналов в зависимости от помеховой обстановки.

При синтезе сигналов рассматривается модель мешающих сосредоточенных отражений в визе:

(20)

т.е. суперпозиции сигналов, распределенных дискретно по задержке и доплеровской частоте с неизвестными и известными фазами. Область оптимизации сигнала будем характеризовать показателем С? = Дг-Д/^ (ДС>Д)-ДН/(Л'-Д), равным произведению диапазона задержек на полосу частот обнаруживаемых сигналов.

Далее излагаются методы синтеза квазинепрерывных сигналов при воздействии мешающих отражений с неизвестными и с известными фазовыми сдвигами

При воздействии мешающих отражений с неизвестными фазовыми сдвигами критерий оптимизации сигнала описывается выражением:

Äi |2 I I2

VG= z, L ХЫ iÄtfc.W| =>rnin

сшСшп v-Гтщ isl s,*c

В этом случае функцию оптимизации сигнала с учетом коммутации приемного тракта можно представит в виде зависимости:

1 г ь<-

1шС*it ушУта V

(c,v)+ W, *XvkA

51!) 2-Я

(ft ~ ")•

f

(22)

Анализ функции оптимизации (22) показывает, что ее минимум достигается при значениях символа, определяемых процедурой:

■ -sign

j Ста Г

SKI • S

t»l е-СикЛ I V/

at*e

Таким образом, выражение (23) определяет процедуру синтеза квазинепрерывных фазоманипулированных сигналов, в которой используются значения оценок комплексных амплитуд, задержек и доплеровских сдвигов частоты мешающих отражений.

В работе проведены исследования эффективности процедуры синтеза сигналов при воздействии мешающих отражений с неизвестными фазовыми сдвигами и установлены пределы подавления помех в зависимости от площади оптимизации сигналов б = Д г • ДР и количества мешающих воздействий. Очевидно, что эффективность подавления помех будет зависеть от точности оценок параметров мешающих сигналов. Поэтому в настоящей работе ставится задача исследования потенциальных характеристик синтезированных квазинепрерывных сигналов, т.е при достоверных оценках параметров мешающих

При воздействии одиночного мешающего сигнала графики глубины подавления помех в зависимости от площади оптимизации й приведены на рис. 6. Параметром зависимостей д ди является значение пик-фактора

квазинепрерывного сигнала р/ - 3, 5, 7 и 11. Из приведенных графиков можно видеть, что с увеличением площади оптимизации эффективность подавления помех падает. Так при площади в = 0.01 достигается снижение интенсивности помех по боковым лепесткам ВФН на 19.3 дБ, 18.2 дБ, 16 дБ и 14.1 дБ для пик-фактора сигнала р/ =3, 5, 7 и 11 соответственно. Если 0 = 0.1, то эффективность подавления помех уже составляет 10.1 дБ, 8.5 дБ, дБ 7.2 и 5.5 дБ для тех же значений пик-фактора сигнала. Сопоставление зависимостей, представленных на рис. 5 и рис. 6, показывает, что исследуемая процедура синтеза квазинепрерывных сигналов позволяет значительно повысить глубину подавления помех по сравнению с синтезом сигнала, выполненного без учета коммутации приемного тракта.

Далее отразим основные результаты глубины подавления помех по боковым лепесткам ВФН квазинепрерывных сигналов в зависимости от количества мешающих отражений. Как показали исследования, характер зависимостей глубины подавления от количества помех в

Рис. 6. Глубина подавления помех.

сильной степени определяется размером области оптимизации сигнала по задержке и частоте. Графики, приведенные на рис. 7 отражают глубину подавления помех в каналах д^^ обработки в зависимости от количества

мешающих отражений К„ при площади оптимизации сигнала й = 0.01. Видно, что глубина подавления помех падает с возрастанием числа мешающих отражений. При малом числе мешающих отражений глубина подавления помех выше у квазинепрерывных сигналов с более низким значением пик-фактора сигнала Однако при числе мешающих отражений более 16 наблюдается обратный эффект эффективность подавления помех выше у квазииепрернвных сигналов с большим значением пик-фактора. Можно видеть, что при возрастании количества мешающих отражений К„ от 1 до 16 глубина подавления помех падает на 3 - 8 дБ в зависимости от пик-фактора сигнала.

Рассмотрим синтез квазинепрерывных сигналов при воздействии мешающих отражений с известными фазовыми сдвигами. В этом случае критерий синтеза сигналов при квазинепрерывном приеме сигналов можно представить в следующем виде:

а 12 16

Рис. 7. Глубина подавление помех.

Ус, '

С>Сш1й V

К-1

у)

».О 1,*С

(24)

В работе показано, что установленный критерий (24) приводит к квадратурной форме функции оптимизации в виде зависимости:

/ V

Свих V тех

2 I

С 1шп V—!'"(тп /

к-\ _ Г (у - У) ■ /

Нс,л(с,у)+п, ■ ■хш^^.ы) ■ -со^И * ^ + фк(с,у)

»-о

Ста V пях

С-СпшуИ;

Ста V «ах

I ~

с*С

АГ-1 _ ( (и -у)-/

и пик гати, V. С тех Упях у ^

= £ Е ^М+Ц-Сс^Т* £ ^{^(с^ + ч.С*^)}, (25)

с*Стп¥=Упш

{<рк -2-яок -(!к -с)/Ы, если зк>с <Рь +2 к-у-(с-зк)/Ы, если зк <с

Следует отметить, что в выражении (24) сигналы Сс'(с,у) я С!'(с,ч) характеризуют квадратурные отсчеты линейной смеси компонент мешающих отражений Поскольку символы кодовой последовательности х, е { 0,1 } считаются определенными, то полученное выражение определяет критерий оптимизации, как явно определенную функцию текущего значения символа ч>, = г, ■ ^ . После раскрытия выражения (25) и приведения в нем подобных членов, получим процедуру синтеза фазомаиипулированных квазинепрерывных сигналов при воздействии мешающих отражений с известными фазовыми сдвигами:

• м)+ (с,у;)] • (26)

гу=Гж

где принято обозначение: ^(с,у) =

Свих У я

с*Стт vшVnm

В качестве примера рассмотрим синтез сигнала при воздействии 7-ми мешающих отражений для случая смещенной области оптимизации по задержке и частоте. Для наглядности на рис. 8,а результаты обработки входной смеси сигналов представлены при пороге -25 дБ. В каналах обработки отчетливо видны отклики 7-ми мешающих воздействий и их частотно-временные сдвиги. На рис. 8,6 представлены результаты обработки смеси сигналов при пороге -45 дБ.

«с,у)

Жсу)

Рис. 8. Результаты обработки входной смеси сигналов.

Как видно, в заданном дальностно-доплеровском диапазоне выделяется область с пониженным уровнем помех. Проведенные в диссертационной работе исследования показали, что глубина подавления корреляционных откликов в каналах обработки практически не зависит от числа мешающих воздействий, а определяется диапазонами оптимизации сигналов по задержке и частоте. Расположение мешающих отражений относительно области оптимизации сигналов также не влияет на глубину подавления помех.

Графики глубины подавления помех в зависимости от площади оптимизации С представлены на рис. 9, а-г для значений пик-фактора квазинепрерывного сигнала д/" = 3, 5, 7 и 11 соответственно. Пунктирные линии отражают зависимости при воздействии 3-х, а сплошные линии при воздействии 16-ти мешающих отражений.

4*. ДБ

О

-4 -<

-12 -16 -20 -24

АХ. ДБ 0

-4 -»

-12

-16 -20 -24

0 1

Д*. дВ о

-4 -8 -12 -16 -20 •24

уф'

У -

Р/-7

О 01

0 1

л*. дБ

0

-4 -«

-12 -16 -20 -24

0 1 б)

¡г*-

< />/-п

0 01

О 1 г)

Рис. 9. Глубины подавления помех

Как и следовало ожидать, при увеличении площади оптимизации эффективность подавления помех уменьшается. Так для области оптимизации в = 0.01 достигается снижение интенсивности помех по боковым лепесткам ВФН на 19.3 дБ, 18.2 дБ, 16 дБ и 14.1 дБ соответственно для пик-фактора сигнала р^ =3, 5, 7 и 11. Однако для области оптимизации 0 = 0.1 глубина подавления помех ниже и составляет 10.1 дБ, 8.5 дБ, дБ 7.2 и 5.5 дБ соответственно. Из приведенных графиков можно видеть, что глубина подавления помех при воздействии 16-ти мешающих сигналов ниже на 1-2 дБ по сравнению с воздействием 3-х мешающих сигналов в пределах приведенных размерах области оптимизации.

Таким образом, приведенные результаты демонстрируют достаточно высокую эффективность предложенных процедур синтеза квазинепрерывных сигналов при воздействии мешающих сосредоточенных отражений.

Рассмотренные методы синтеза квазинепрерывных сигналов базировались на известном законе амплитудной манипуляции, который определялся сигналом коммутации передающего тракта РЛС. Как отмечалось ранее, для обеспечения высокого энергопотенциала необходимо иметь квазинепрерывные сигналы с малым значением пик-фактора, а для снижения энергетических потерь при их приеме необходимо минимизировать боковые лепестки корреляционной функции сигналов коммутации передающего тракта РЛС.

В главе 4 диссертационной работы исследуется возможность синтеза сигналов с требуемым уровнем боковых лепестков корреляционной функции в ограниченном диапазоне задержек. Будем полагать, что амплитудная манипуляция квазинепрерывного сигнала определяется двоичной последовательностью X = {х, }, х, е { 0, 1}, корреляционная функция которой удовлетворяет условию:

Мт), для те ДМ

(27)

Х(/п), дляте&М

где- Л(т) - требуемый уровень в ограниченном диапазоне задержек АМ = [1; м\, Х(т)-про изволь ные значения в остальном диапазоне задержек.

Потребуем, чтобы среднеквадратическое отклонение боковых лепестков корреляционной функции от заданного значения в требуемом диапазоне задержек было минимальным. Тогда функцию оптимизации ходовой последовательности можно представить в следующем виде:

Гш = ^\Мт)-гх(т^2 =>шт (28)

т-1

Воспользуемся взаимосвязью значений функции (27) в (/)-ый и (/-1) -ый моменты времени:

(-1

'!(>») = Т,*1'х1-т+х1 ■х1-т = + (29)

Принимая во внимание соотношение (29), представим функцию оптимизации (28) в следующем виде:

лг-1

iM-Ev*»-

(30)

где: = /(i',JV) - представляет функцию, задающую скорость достижения значений Л(т) в текущем времени, например, = i/N.

Анализ полученного выражения позволяет заключить, что минимум функции (30) в текущий момент временя достигается при следующих значениях символа последовательности:

*/=sg«fï (¿О»)"4, ~ r'-l(m) )•

м

(31)

(Х если а 2; О где: эдна) = „-решающая функция.

10, если а < О

Таким образом, приведенное выражение описывает процедуру синтеза двоичных последовательностей по критерию минимума среднеквадрэтического отклонения боковых лепестков от заданного значения в требуемом диапазоне задержек.

В диссертационной работе произведен детальный анализ спектрально-корреляционных характеристик синтезированных последовательностей.

Проведенные исследования показали, что синтезированные двоичные последовательности по своим показателям весьма близки к известным двоичным последовательностям, однако свободны от свойственных им жестких ограничений на длину и пик-фактор В качестве примера на рис. 10,а и рис.10,б приведены корреляционные функции синтезированных двоичных последовательностей с уровнем боковых лепестков, равных 7 и 128 в диапазоне 512 дискретных задержек.

102« 1316 «• 0 511 1014

а) б)

Рис. 10. Корреляционные функции синтезированных двоичных последовательностей.

Детальный анализ позволил установить следующие особенности корреляционных характеристик синтезируемых двоичных последовательностей с постоянным уровнем боковых лепестков в ограниченном диапазоне задержек В области оптимизации по задержке боковые лепестки корреляционной функции характеризуются практически постоянным уровнем с минимальными отклонениями от заданного значения. Их пик-фактор практически не зависит от размера зоны оптимизации по задержке и полностью определяется заданным уровнем боковых лепестков корреляционной функции. Значение оценки пик-фактора связано с параметрами синтезируемой двоичной последовательности простым соотношением р/ = ^Л^/ЛО и не позволяет улучшить отношение к[к<* р/ по сравнению со значением пик-фактора двоичной последовательности.

Приведенная процедура позволяет синтезировать двоичные последовательности, обеспечивающие требуемые характеристики энергетической функции приема квазинепрерывных сигналов. Вид энергетической функции приема сигналов с постоянным уровнем в дальномерных каналах представлен на рис. 11, а с экспоненциальным законом -на рис. 12. Можно видеть, что при заданном значении пик-фактора двоичной последовательности р/ = 5 удалось повысить коэффициент приема сигналов в дальних каналах обработки и тем самым уменьшить энергетические потери. Понятно, что это обошлось ценой снижения коэффициента приема сигналов в ближних дальномерных каналах обработки В случае воздействия мешающих отражений в ближней зоне это только способствует уменьшению мощности помех по боковым лепесткам ВФН в дальномерных каналах обработки.

Таким образом, предложенная процедура позволяет синтезировать квазинепрерывные сигналы с необходимыми характеристиками энергетической функции, что позволяет минимизировать потери при приеме сигналов с большой задержкой.

В главе 5 диссертационной работы предлагаются эффективные методы обработки фазоманипулированных квазинепрерывиых сигналов с большой базой в анализируемой полосе доплеровских частот, позволяющие снизить аппаратные затраты на техническую реализацию корреляционно-фильтровых устройств обработки сигналов.

Пусть St - отсчеты обрабатываемого сигнала, в общем случае представляющие линейную смесь полезного сигнала, шума и мешающих отражений. Положим, что обработка сигналов производится в ограниченном диапазоне задержек Аг = АС-А, ДС = [1;Стах], с g АС ив симметричной полосе AF = AV/{N • A), AV = [-К, +v\, veAV доплеровских частот. Обработка при квазинепрерывном приеме сигналов выполняется на основе вычисления функции отклика вида:

Д(с, v) = gS, • Ï, • -ехр^-у- ^AzÀ^. (з2)

Устройство обработки может быть построено по корреляционно-фильтровому принципу на основе алгоритмов БПФ. Однако, при фильтровой обработке сигналов возникают две взаимосвязанные проблемы:

• размерность БПФ, определяемая частотой следования выборок, оказывается чрезмерно высокой;

• ширина вычисляемого частотного диапазона определяется шириной спектра сигнала и, как правило, многократно превосходит диапазон анализируемых доплеровских сдвигов частоты.

Эти обстоятельства неоправданно увеличивают требования к производительности устройства обработки. Пусть, например, база квазинепрерывного сигнала В = 100 ООО. Бели анализируемая область содержит количество независимых значений ВФН обрабатываемого сигнала, равное базе, то для их вычисления требуется примерно Ю10 операций умножения/накопления. Обработка в реальном времени предполагает, что эти вычисления выполняются в течение длительности сигнала, пусть 10 мсек. В результате получаем требуемую производительность устройства обработки около 1012 арифметических операций в секунду, значительная часть из которых может быть комплексными. Это практически

исключают возможность технической реализации устройств обработки даже на базе высокопроизводительных ПЛИС и сигнальных процессоров в реальном масштабе времени.

В диссертационной работе предлагается сегментная корреляционно-фильтровая обработка сигналов. При обработке сигнал большой длительности разбивается на сегменты, длительность которых Тз = №-А определяется полосой ^ = ± • д) анализируемого доплеровского диапазона частот. В этом случае при максимальной доплеровской частоте набег фазы на длительности сегмента сигнала не превысит значения п, т.е. 2 • я • Ля • Гз < п. Без ущерба общности, будем считать, что на длине N модулирующей последовательности № укладывается Ьз = сегментов сигнала.

Сегментная корреляционно-фильтровая обработка сигналов выполняется в два этапа. На первом этапе обработки выполняется сжатие сегментов сигнала в заданном диапазоне задержек без учета доплеровского сдвига в соответствии с алгоритмом:

N>-1

(33)

я* о

На втором этапе для каждого элемента разрешения по дистанции с е ДС производится доплеровская фильтрация сжатых сегментов сигнала на основе алгоритмов БПФ:

/=о V "

1

(34)

Функциональная схема сегментной корреляционно-фильтровой обработки сигналов представлена на рис. 13.

Рис. 13. Функциональная схема сегментной корреляционно-фильтровой обработки сигналов.

В каждом дальномерном канале можно выделить последовательно соединенные блоки, состоящие из умножителя и накапливающего сумматора (выделенные на схеме темным фоном), образующие функциональный типовой узел - коррелятор, каждый из которых настроен на фиксированную задержку и нулевую доплеровскую частоту В каждом дальномерном канале значения сжатых сегментов сигнала г, (с) заносятся в оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) Следует отметить, что накопление квадратурных отсчетов сигнала производится с частотой дискретизации =1/Д, определяемой шириной спектра сигнала, в то время как считывание и сброс результатов производится с частотой ^сбр = У^ > определяемой шириной анализируемого диапазона доплеровских сдвигов частоты. Процессоры БПФ принимают квадратурные отсчеты гДс) сжатых сегментов и выполняют над ними стандартную процедуру вычисления БПФ размерности последовательно для всех дальномерных каналов обработки. В отличие от классической

корреляционно-фильтровой обработки при сегментной корреляционно-фильтровой обработке получаются спектральные отсчеты именно для анализируемого диапазона частот. Для иллюстрации алгоритма обработки на рис. 14, а и б представлены диаграммы сжатых сегментов сигнала в квадратурных каналах, а результаты их спектральной обработки приведены на рис. 15.

Рис. 14. Сжатие сегментов сигнала в квадратурных каналах.

ИМ. as

!

! f

Рис. 15. Спектральная обработка сегментов сигнала.

Ниже дана оценка аппаратных затрат по сравнению с классической многоканальной корреляционно-фильтровой обработкой сигналов.

(35)

п NAog(№)

" БПФ ~ ---

U UtéiLs)'N'' l<i(Ls)

Так для анализируемых доплеровских полос, представляющих практический интерес, сегментная обработка позволяет снизить требования к производительности процессоров БПФ в сотни раз. На устройство обработки получен патент на полезную модель RU № 34757 U1, МПК 7 Q01S 7/28, 2003

В диссертационной работе исследуются энергетические потери, и производится анализ особенностей характеристик ВФН при сегментной корреляционно-фильтровой обработке сигналов. В работе показано, что характеристики ВФН

Ite1 < 2.».fc.A V f 2-г-уяЧ ■ £exp[-J--——J- exp\-j-----J (->0)

при сегментной обработке зависят от абсолютного значения v доплеровской частоты обрабатываемого сигнала. С увеличением доплеровской частоты значение главного пика

ХсЛт'к)п

1

И

С,., (0.0)'

{к-m

•m

Ns

падает в соответствии с частотной функцией потерь

• (*"'') ЯП -

V )

H

Ni

i!-1

I N )

m

(-

exp - j-я ■ v

Ns

exp - j-x-v-

Ns

N

(37)

(38)

Это наглядно видно из результатов обработки, представленных на рис. 16, а и б. График потерь в отношении сигнал-шум в зависимости от доплеровской частоты обрабатываемого сигнала приведен на рис.17. На границах анализируемого доплеровского диапазона потери на сегментную обработку составляют около 4 дБ.

о

Рис. 17. Потери в отношении сигнал/шум.

Рис. 16. Обработка сигнала с различным доплеровским сдвигом частоты. В работе предлагаются и исследуются методы повышения эффективности доплеровской селекции целей при сегментной корреляционно-фильтровой обработке сигналов. Суть методов сводится к применению процедур нормировки

Г,(с)

№-1

К норме! ' ¿¿хтоЛ(1И,+п-с) ш Xnoifl-Nt+n) ; Г,

л«0

■Ách-

"Ve,!

и интерполяции

r,(ch

Чс\

ест KmfMcj * О ,=0'

(39)

(40)

$1-2(с)+ г 1-1 (с)+ гм(с)+ гм(с))/4, если Ктрм^

при сжатии сегментов сигнала перед выполнением доплеровской фильтрации.

На рис. 18, а приведена диаграмма сжатых сегментов сигнала при их нормировке Можно видеть, что дальнейшее применение процедуры интерполяции позволит сгладить значения нормированных сжатых сегментов сигнала и привести их к виду непрерывного сигнала. В результате этого при доплеровской фильтрация на основе БПФ с использованием весовой обработки достигается уровень боковых лепестков, который определяется характеристиками оконной функции . Это наглядно видно по результатам доплеровской фильтрации сигнала, представленного на рис 18,6. г

Рис. 19. Потери в отношении сигнал/шум.

128 192 1 О 32 64

а) б)

Рис. 18. Сжатие сегментов при их нормировке и доплеровская фильтрация сигнала.

Графики потерь в отношении сигнал/шум ус!ш в зависимости от длины сжимаемого сегмента Ns сигнала приведены на рис. 19 для различных значений пик-фактора pf квазинепрерывного сигнала.

Таким образом, результаты исследований говорят о целесообразности применения сегментной корреляционно-фильтровой обработки фазоманипулированных квазинепрерывных сигналов с большой базой, а применение процедур нормировки и интерполяции при сегментной корреляционно-фильтровой обработав позволяет получить предельно высокую доплеровскую селекцию целей, характерную для непрерывных сигналов.

При корреляционно-фильтровой обработке квазинепрерывных сигналов каждый коррелятор при сегментном сжатии сигналов работает «вхолостую», когда значения демодулирующей последовательности равны нулю С целью сокращения аппаратных затрат на техническую реализацию многоканального устройства обработки в диссертационной работе показана возможность использования одного коррелятора при приоритетном сжатия фазоманипулированных посылок, отраженных от различных р = 0...Р-\ зон дальности. При приоритетной обработке сигналов производится динамическая корреляционная обработка принимаемых фазоманипулированных посылок, что позволяет повысить коэффициент загрузки корреляторов и тем самым сократить их количество в Р раз. Функциональная схема одного дальномерного канала при приоритетной корреляционно-фильтровой обработке сигналов представлена на рнс. 20.

Рис. 20. Функциональная схема дальномерного канала обработки Энергетические потери при приоритетной обработке можно исключить за счепг оптимизации структуры амплитудной манипуляции квазинепрерывных фазоманипулированных сигналов. Критерий оптимизации определен выраженное

'.(*)= для с = Р-Мр, р = 1...Р-1 . (41)

/=о

Предлагаемая оптимизация структуры последовательности, удовлетворяющая критерию (41), описывается следующей рекурсивной процедурой вида:

р-1

•V)=Ут ■ П » '=-1 • (42>

р-'

На рис. 21 приведены графики пик-фактора р/ формируемой последовательности

X = {х,} на основе базовых последовательностей У = (у,} с пик-фактором р/у = 2, 3, 5 в зависимости от количества Р зон дальности.

Таким образом, результаты исследований говорят о целесообразности применения приоритетной корреляционно-фильтровой обработки квазинепрерывных фазоманипулированных сигналов.

Целесообразность подтверждается

сокращением аппаратных затрат на реализацию устройств обработки, не снижает эффективность сегментной

Рис. 21. Пик-фактор формируемой последовательности.

Приоритетная обработка практически корреляционно-фильтровой обработки квазинепрерывных сигналов

В главе б диссертационной работы исследуется возможность повышения

помехоустойчивости РЛС при квазинепрерывном режиме излучения сигналов с

псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции за счет режекции мешающих

отражений от подстилающей поверхности. Поскольку мощность мешающих отражений

падает с увеличением дальности, то все дальномерные каналы можно разделить на

режектируемые и без режекции В работе, в соответствии с вектором режекции помех

Г1, если с £ АГ„,_ „ „ ____

г=Г ,с = 0...Сгаах. (43)

[О, если с < Л^

предложен алгоритм

—

Хр.ж, С=К- У*,-,, С = 0 ... С шах . (44)

»=1

формирования дискретной последовательности бланкирования импульсов мощных мешающих отражений в каждом далыюмерном канале, где - количество

режектируемых элементов дистанции. Демодулирующая последовательность в с-том дальномерном канале обработки строится на основе посимвольного произведения

™реж1с = яреж1с ' Щ-е • (45)

и ее элементы всегда обращаются в 0, когда символ последовательности бланкирования хреж,с=®- Таким образом обеспечивается режекция импульсов мощных мешающих

отражений в каждом с-том дальномерном канале.

Очевидно, при режекции мешающих отражений растет пик-фактор сигнала бланкирования. Произведем оценку энергетических потерь в зависимости от величины зоны режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности и параметров квазинепрерывного сигнала: значения пик-фактора ^ и длительности дискрета амплитудной манипуляции Дх = • Д.

В дальнейшем будем называть кольцом режекции дистанцию, включающую цх элементов разрешения по дальности. Если зона режекции пассивных отражений содержит Нреж элементов разрешения по дальности, то количество колец режекции в зоне будет равно:

Креж = N рас! Рх ■ (46>

Для квазинепрерывных сигналов с псевдослучайной структурой определена зависимость пик-фактора принимаемых сигналов от установленной зоны режекции помех-

Д^=Р/-(д/7(р/~ ОР"*' (47)

На основании этой зависимости получета оценка потерь в отношении сигнал/шум'

П>~- Кп -{#) ■ (48)

Анализ выражения показывает, что энергетические потери монотонно возрастают с увеличением зоны режекции пассивных отражений. С целью снижения энергетических потерь при режекции помех целесообразно увеличивать длительность дискрета амплитудной манипуляции квазинепрерывного сигнала и его пик-фактор. Однако следует отметить, что увеличение этих параметров приводит к увеличению боковых лепестков ВФН квазинепрерывных сигналов, а, следовательно, и к возрастанию потерь в отношении сигнал/помеха. Возникает вопрос, какая должна быть зона режекции, которая обеспечивает максимизацию отношения сигнал/помеха в корреляционных каналах обработки?

Эффективность режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности будем характеризовать показателем отношения сигнал/помеха на выходе устройства обработки без режекции и с режекцией пассивных отражений:

Pc[/Pnl

При моделировании квазинепрерывные сигналы формировались по закону посимвольного умножения бинарных М-последовательностей и случайных двоичных последовательностей с различными длительностями дискрета и пик-фактором. Статистика набиралась по множеству обрабатываемых сигналов, при этом оценка мощности помех производилась путем усреднения их значений в дальностно-доплеровских каналах, окружающих корреляционный канал, согласованный с параметрами полезного сигнала.

Проведенные исследования позволили построить зависимости в выигрыше отношений сигнал/помеха от величины зоны режекции помех. Эта зависимости приведены на рис. 22, а -г для фиксированных значений пик-фактора квазинепрерывного сигнала р/ = 3, 5, 7 и 11. Параметром зависимостей является длительность импульса амплитудной манипуляции квазинепрерывного сигнала ¡лх = 8,16 и 32.

40

30

<■.-«____ Л"» 20

10

и 0 0 4(1

л-« VI

л,-'« 20

»-и _ 10 "о*1

Рис. 22. Выигрыш в отношении сигнал/помеха

Можно видеть, что имеется оптимальная зона режекции мешающих отражений, при которой достигается наибольшее отношение сигнал/помеха При оптимальной зоне режекции отношение сигнал/помеха возрастает на десятки децибел в зависимости от параметров квазинепрерывного сигнала. Наибольшая эффективность режекции помех достигается при длительности импульса амплитудной манипуляции = 16. .32 и пик-факторе зондирующего сигнала pf = 7...11.

В диссертационной работе предлагается и исследуется алгоритм режекции сосредоточенных мешающих отражений. Все отраженные сигналы, независимо от их происхождения подвергаются одной и той же сегментной корреляционно-фильтровой обработке эхоСигналов. Предлагаемый алгоритм основан на получении оценок задержек мешающих сосредоточенных отражений для формирования сигнала режекции по результатам сегментного сжатия эхоСигналов и пороговой обработки.

Не останавливаясь подробно на методах выделения мощных мешающих сигналов и измерения их параметров, будем считать, что на дистанции, состоящей из С max элементов разрешения, обнаружено Кп мешающих воздействий и получены текущие оценки их задержек тг = sk-А , к = \...К„. В этом случае, матрица режекции помех определяется

у [о, если е-*» с = о Стах,* = 1...£„,

«•* 1, если с * зк

а дискретная последовательность бланкирования в каждом дальномерном канале обработки формируется по правилу

г—-: ттг.-т

(51)

Р"> (.с

1'р<ж., )- У^!-!, ' Ургж )

4-1

Поскольку энергетические потери при режекции сосредоточенных мешающих отражений во многом определяются степенью перекрытия во времени слабых сигналов с сильными отражениями, то за счет выбора пик-фактора квазинепрерывных сигналов можно минимизировать энергетические потери В работе показано, что имеется оптимальное значение пик-фактора квазинепрерывного сигнала, при котором достигается максимальная энергия принимаемых сигналов:

р/ор,=К„+2. (52)

Можно привести аналитическую зависимость пик-фактора принимаемых сигналов при оптимальном значении пик-фактора р/ор1 зондирующего квазинепрерывного сигнала:

» ~ (V ГТРГй) '

(53)

Оптимизация пик-фактора зондирующего сигнала к количеству режектируемых мешающих сигналов дайг следующую оценку потерь в отношении сигнал/шум:

Как видно соотношение (54) при Кп

Уорг с/ш

1+-

1

ре»

(54)

► оо даёт число е и, следовательно, при оптимизации пик-фактора квазинепрерывного сигнала дополнительные потери не превышают 10 ^(<0=4.34 дБ.

В работе рассматривались два варианта получения оценок задержек мешающих сигналов на основе пороговой обработки текущих сжимаемых сегментов сигнала и при некогерентном накоплении сжимаемых сегментов сигнала Естественно, что при пороговом обнаружении возникают ошибки в оценках задержек режектируемых мешающих сигналов. От достоверности этих оценок зависит и эффективность подавления помех по боковым лепесткам ВФН в дальномерных каналах обработки.

По результатам исследований построены зависимости глубины подавления помех от количества режектируемых мешающих сигналов, которые представлены на рис. 23,а для первого варианта оценивания задержек. Параметром зависимостей установлена длина сжимаемого сегмента Зависимости эффективности подавления помех при втором варианте оценивания задержек режектируемых мешающих сигналов представлены на рис 23, б. Здесь параметром зависимостей установлен коэффициент рекурсии накопительного фильтра.

Рис 23 Эффективность режекции мешающих отражений.

Как следует из графиков, некогерентное накопление сжимаемых сегментов повышает эффективность подавления помех на 6... 9 дБ.

Аналогичные графики эффективности режекции мешающих отражений при оптимизации пик-фактора квазинепрерывного сигнала для тех же вариантов оценивания задержек помех приведены на рис. 24. Сопоставляя результаты, приведенные на рис. 23 и на рис 24, можно видеть тот выигрыш, который достигается за счет оптимизации пик-фактора квазинепрерывного сигнала Когда число режектируемых мешающих отражений достигает 12-14, то подавление помех повышается на 18 дБ

дБ р = о

48 42

а) б)

Рис. 24. Эффективность режекции мешающих отражений при оптимизации пик-фактора квазинепрерывного сигнала.

В целом представленные результаты "Указывают на достаточно высокую эффективность временной режекции мощных мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции.

В главе 7 диссертационной работы излагаются принципы технической реализации устройств формирования и обработки квазинепрерывных сигналов с большой базой в реальном масштабе времени. Анализ возможных технических решений показал на целесообразность реализации многоканальных корреляциоино-фильтровых устройств обработки сигналов по принципу построения параллельных вычислительных систем на основе автономных кластеров. Каждый кластер обработки включает устройство сжатия сегментов сигнала в заданном поддиапазоне задержек и устройство доплеровской фильтрации в анализируемой полосе частот.

Как показано в работе, сжатие сегментов сигнала в реальном времени требует значительных вычислительных ресурсов и поэтому корреляционную обработку целесообразно реализовывать на программируемых логических интегральных схемах -ПЛИС В тоже время, для реализации устройства доплеровской фильтрации в полной мере подходят цифровые сигнальные процессоры, которые имеют достаточно высокую производительность при выполнении алгоритмов БПФ.

Изложенные программно-аппаратные принципы построения автономных кластеров позволили разработать типовую архитектуру модуля формирования и обработки квазинепрерывных сигналов. Как архитектура ПЛИС, так и программное обеспечение цифровых сигнальных процессоров могут быть изменены и доработаны без изменения конструктивных решений, что создает перспективы модификации и совершенствования модулей. Предлагаемый модульный принцип построения устройств формирования и обработки сигналов позволяет наращивать диапазоны обработки сигналов по задержке и частоте.

На протяжении последних пяти лет сотрудники НИЛ ЦОС НовГУ выполнили разработку 3-х проектов устройств формирования и обработки сигналов, отличающихся техническими возможностями: УФОС-71, УФОС-81 и УФОС-85. Приведенные устройства реализованы на ПЛИС фирмы Xilinx семейства FPGA - технологии для сжатия сегментов сигналов и цифровых сигнальных процессорах фирмы Analog Devices ADSP2171, ADSP2181 и ADSP2185. В качестве иллюстрации на рис. 25 приведен внешний вид модуля УФОС-85.

Модуль УФОС-85 позволяет в реальном масштабе времени производить обработку сигналов с базами В = 105 -106 с общим числом корреляционных каналов обработки около 128 тысяч. Устройства формирования и обработки сигналов широко используются в разработках современных радиолокационных систем, выпускаемых ведущими

организациями РФ.

В главе 8 приводятся результаты натурных испытаний корабельных РЛС со сложными квазинепрерывными сигналами, и исследуется эффективность повышения помехоустойчивости при введении режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности в ближней зоне.

Разработанные модули УФОС-71 вошли в состав радиолокационной станции «Прут», которая успешно прошла Государственные испытания. Опытный образец РЛС был установлен на пограничном корабле, базирующемся на базе ФПС вблизи г. Выборга Ленинградской области. Параметры антенны и характеристики передающего тракта отвечали типовым требованиям, предъявляемым к современным РЛС Пиковая мощность передатчика испытуемой РЛС составляла 100 ватт.

Проведенные испытания продемонстрировали высокую помехоустойчивость к воздействию активных помех и скрытность излучения радиолокационного комплекса, а также достаточно высокое качество выделения малоразмерных целей при воздействии мощных мешающих отражений. Для иллюстрации на рис. 26, а и б приведены радиолокационные изображения в окрестности расположения корабля на масштабах дальности 4 и 8 миль соответственно. Можно видеть, что малоразмерные цели хорошо разрешаются и обнаруживаются на фоне отражений от островов и береговой черты Проведенные испытания позволили сделать вывод и о высококачественной селекции движущихся целей на фоне взволнованной морской поверхности.

\Ч

" \

Л4 -V

I

а) б)

Рис. 26. Радиолокационные изображения.

Для экспериментального исследования эффективности режекции мешающих отражений от морской поверхности были проведены натурные испытания макета РЛС с устройством обработки на базе модуля УФОС-85. В макете РЛС использовался твердотельный приемо-передающий модуль с пиковой мощностью излучения 25 Вт Испытательный полигон располагался на побережье Финского залива в районе Петродворца на станции РЦ СУДС «Раскат» На расстоянии 2 8 миль от РЦ СУДС «Раскат» расположен Санкт-Петербургский морской канал с интенсивным движением океанских, морских и речных судов различных типов и водоизмещения. На удалении 1.5 мили от места расположения антенны РЛС расположена Петергофская пристань, от которой в Санкт-

Рис. 25. Модуль УФОС-85.

Петербург организовано регулярное движение судов на подводных крыльях типа «Метеор», имеющих скорость до 40 узлов. Имеется возможность наблюдать движение большого количества малоразмерных плавсредств - катеров, шлюпок и надувных лодок. Это позволяет в натурных условиях производить анализ обнаружения и сопровождения целей.

В качестве объектов наблюдения выбирались стабильные точечные отражатели на морской поверхности и черта противоположного берега залива. Таким образом, условия эксперимента максимально приближены к условиям задачи обнаружения надводных объектов при различных волнениях моря.

Главной задачей экспериментов было сопоставление радиолокационного наблюдения малоразмерных целей и объектов в зависимости от устанавливаемой зоны режекции мешающих отражений и параметров квазинепрерывного сигнала Для наглядности отображения зоны режекции мешающих отражений в УФОС-85 был установлен режим режекции мешающих отражений во всех дальномерных каналах обработки, включая и каналы, принадлежащие зоне режекции.

В качестве иллюстрации на рис. 27, а и б представлены радиолокационные изображения панорамы Финского залива на шкале дальности 6 миль при умеренном волнении моря (около 3 баллов) при режекции мешающих отражений в 32 элементах разрешения по дальности соответственно при длительностях импульсов амплитудной манипуляции квазинепрерывного сигнала Лх =3 2 мк.сек. и Дх =6 4 мк.сек.

а) б)

Рис. 27 Радиолокационные изображения при режекции помех

Следует отметить, что увеличение длительности импульса амплитудной манипуляции квазииепрерывиого сигнала до Ах-6.4 мк.сек. позволило улучшить радиолокационную видимость береговых очертаний, строений Кронштадта и дамбы залива С увеличением длительности импульсов возросла и достоверность обнаружения малоразмерных целей и буйков на линии фарватера.

В результате проведенных экспериментов установлено, что для заданной длительности импульса амплитудной манипуляции квазинепрерывного сигнала существует достаточная зона режекции мешающих отражений, при которой достигается наилучшая радиолокационная наблюдаемость обнаруживаемых объектов Для пик-фактора квазинепрерывного сигнала р/ = 5 на рабочих шкалах дальности от 3 до 24 миль достаточная зона режекции содержит ^ = 24 48 элементов разрешения по дальности и наилучшие результаты достигаются при соответствующей длительности импульсов амплитудной манипуляции Ах = Мреж-А, где Д- длительность дискрета фазовой манипуляции на рабочей шкале дальности. Данные выводы хорошо согласуются с результатами имитационного моделирования, представленными в главе 5 настоящей работы.

В целом, экспериментальные исследования убедительно показали высокую эффективность режекции отражений от морской поверхности при квазинепрерывном режиме излучения сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции.

ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ И ВЫВОДЫ

Основные научно-практические результаты, полученные в работе и выдвигаемые на защиту, состоят в том, что:

1. Определены энергетические показатели квазинепрерывного режима излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции и получены выражения, характеризующие среднеквадратический уровень боковых лепестков ВФН в отдельных ее сечениях и в плоскости «задержка-частота».

2. Предложены методы синтеза фазоманипулированных квазинепрерывных сигналов с большой базой по критерию минимума боковых лепестков ФН в узкой, симметричной широкой доплеровской полосе и заданной области частотно-временной плоскости. Показано, что глубина подавления боковых лепестков ФН зависит от площади области оптимизации сигнала по задержке и частоте.

3 Предложены методы синтеза фазоманипулированных сигналов при квазинепрерывном режиме их излучения и приема, обеспечивающие на основе оценок параметров мешающих отражений минимизацию мощности помех по боковым лепесткам ВФН в корреляционных каналах обработки в заданном диапазоне обнаружения сигналов по задержке и частоте. Произведена оценка эффективности подавления помех с неизвестными и известными фазовыми сдвигами.

4. Исследованы методы синтеза двоичных последовательностей с требуемым уровнем боковых лепестков корреляционной функции. Синтезированные последовательности по своим показателям весьма близки к известным двоичным последовательностям Предложенная процедура позволяет синтезировать квазинепрерывные сигналы с необходимой характеристикой энергетической функции приема сигналов.

5. Предложены квазисогласованные методы обработки сигналов, основанные на сжатии сегментов сигнала и их доплеровской фильтрации, которые позволяют значительно сократить аппаратные затраты на реализацию корреляционно-фильтровых устройств обработки сигналов. Показано, что применение процедур нормировки и интерполяции при сжатии сегментов квазинепрерывного сигнала позволяет значительно повысить эффективность доплеровской селекции целей. Предлагаемые методы обработки сигналов характеризуются малыми потерями в отношении сигнал/шум.

6. Исследованы методы временной режекции мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения и приема фазоманипулированных сигналов с псевдослучайной структурой амплитудной манипуляции. Произведена оценка энергетических потерь в зависимости от параметров квазинепрерывного сигнала. Показано, что при оптимальной зоне режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности достигается существенное повышение помехоустойчивости квазинепрерывных РЛС.

7. Разработаны программно-аппаратные модули, которые позволяют в реальном масштабе времени реализовывать сложные алгоритмы формирования и обработки квазинепрерывных сигналов. Модули используются в промышленных радиолокационных комплексах.

СПИСОК ОСНОВНЫХ РАБОТ ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ

1 Гантмахер В.Е, Быстров Н,Е. Критерии оценки квазинепрерывного режима работы РЛС // Научно-информационный сборник «Радиооборудование кораблей», №5, - Л : ЛЭТИ, 1979, С. 7-21.

2. Гантмахер ВЕ, Быстров Н.Е. Способы улучшения характеристик работы РЛС в квазинепрерывном режиме. // Научно-информационный сборник «Радиооборудование кораблей», №5, - Л : ЛЭТИ, 1979, С. 22-26.

3 Калениченко С.П., Никандров Ю В., Быстров Н.Е Экспериментальное исследование сложных квазинепрерывных сигналов на макете корреляционной РЛС ЗхСм диапазона. // Научно-информационный сборник «Радиооборудование кораблей», №5. - Л.' ЛЭТИ, 1979, С. 39-43.

4. Гантмахер В.Е., Быстров Н.Е Синтез сложных фазоманипулированных сигналов для РЛС с хвазинепрерывным режимом работы. // Научно-информационный сборник «Радиооборудование кораблей», №6, - Л,- ЛЭТИ, 1981, С. 14-17.

5 Гантмахер В.Е., Быстров Н.Е., Калениченко СП., Кривцов И.Ю. Сравнительная оценка дискретных последовательностей развязки привмно-передающего тракта РЛС, работающего на одну антенну.//Вопросы судостроения Сер ВТ.-Вып.42,1982, С 8-22

6. Гантмахер В Е., Быстров Н.Е. Корреляционные функции троичных комбинированных последовательностей //Деп. в ВИНИТИ №114-82,1982. С. 8-12

7 Быстров Н.Е, Чеботарев Д.В. Об одном способе адаптивного Формирования последовательностей с заданной корреляционной функцией. // Деп в ВИНИТИ, №6929-83,1983. С. 14-20.

8. Быстров Н Е, Чернова И.Л. Оценка пик-фактора двоичных последовательностей с заданным расположением нулевых боковых лепестков периодической автокорреляционной функции // Деп в ВИНИТИ №8181-84, 1983. С. 47-51.

9 Быстров Н.Е., Чеботарев ДВ Алгоритм формирования квазинепрерывных сигналов для временной режекции подобных помех. // Сборник «Устройства формирования и обработки сигналов на базе устройств функциональной электроники и цифровой техники». РРТИ, 1985, С. 36-41.

10. Быстров Н Е, Чеботарев Д.В. Синтез бинарных ФМСигналов с пониженным уровнем боковых лепестков Ф Н. // Межвузовский сборник: Вопросы применения сложных сигналов. ЛЭТИ, Вып.7, Ленинград 1986, С. 21-30,

11. Быстров Н.Е, Чеботарев Д.В., Филиппов С В Ограничение уровня боковых лепестков К.Ф троичных последовательностей в заавняй области задержек. // Научно-информационный сборник: Радиооборудование кораблей ЛЭТИ, Ленинград Вып.7., 1986, С. 31-36.

12 Быстров Н.Е., Чеботарев Д.В. Фазоманипулированные сигналы с большой базой для дальностно-доплероеских РЛС.//Межвузовский сборник: Методы и средства цифровой обработки сигналов. НПИ, 1990, С 11-35.

13. Быстров Н.Е., Чеботарев Д.В. Когерентная компенсация боковых лепестков корреляционной функции сложных сигналов // Межвузовский сборник' Методы и средства цифровой обработки сигналов. НПИ, 1990, С. 16-21.

14. .Быстрое НЕ., Чернова И.Л. Оценка потенциально-достижимого уровня среднеквадратического бокового лепестка функции неопределенности для РДС с квазинепрерывным режимом работы и временной режекцией мощных мешающих отражений от подстилающей поверхности. // Сборник - Моделирование и цифровая обработка сигналов. №2 В Новгород, НовГУ 1994 С.6-13.

15. Быстров Н.Е., Чернова И.Л. Моделирование многоканальной РЛС с квазинепрерывным режимом работы и временной режекцией мощных мешающих отражений от подстилающей поверхности. // Сборник - Моделирование и цифровая обработка сигналов. №2 В. Новгород, НовГУ 1994 г. С 14-21.

16. Быстрое Н.Е., Жукова И.Н. Композиции дополнительных последовательностей с быстрой сверткой и хорошими корреляционными свойствами. // Сборник - Методы и средства цифровой обработки сигналов: №3, Таганрог: ТРТИ, 1995. С. 5-9

17. Быстрое Н.Е., Жукова И.Н., Чеботарев Д.В. Исследование цифровой модели когерентного компенсатора помех // Межвузовский сборник - Математическое моделирование и его приложения - В.Новгород: НовГУ, 1995. С. 9 -15.

18. Быстрое Н.Е., Нилов М.А., Безуглов А В., Ушенин А.Б. Построение радиолокаторов со сложными квазинепрерывными сигналами. // Радиотехника* Журнал в журнале: Радиосистемы. - 1997, № 8. - Вып. 25. С. 52-56.

19. Быстрое Н.Е., Тимофеев В.П., Жукова И.Н. Обработка квазинепрерывных сигналов в ограниченном дальностно-доплеровском диапазоне.//Пограничник содружества. - М.: ВМС ФПС, 1998г., №5, С.И-16.

20. Быстрое Н.Е., Тимофеев В.П., Жукова И.Н. PJTC с квазинепрерывным режимом излучения сложных сигналов. // Пограничник содружества. - М.: ВМС ФПС, 1999 г., №1, С. 7-12.

21. Быстрое Н.Е., Жукова И.Н., Чеботарев Д.В. Перспективы и проблемы применения квазинепрерывных сигналов в далыюстно-доплеровских РЛС. // Труды XVII научно-технической конференции ГП НИИ Приборостроения им. В.В.Тихомирова, 2002 г., С. 41-48.

22 Быстрое Н Е., Жукова И Н. Методы обработки квазинепрерывных сигналов и пути повышения эффективности доплеровской селекции. //Труды XVII научно-технической конференции ГП НИИ Приборостроения им. В.В.Тихомирова, 2002 г., С. 49-53.

23. Быстрое Н.Е., Жукова И.Н. Сегментная обработка сложных сигналов в ограниченном дальностно-доплеровском диапазоне. // Вестник НовГУ. Серия «Естественные и технические науки», 2001 г., №19, С.38-41.

24. Быстрое Н Е., Чеботарев Д.В. Последовательная процедура синтеза фазоманипулированных сигналов с большой базой. // Труды 1Х-ой международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь», 22-24 апреля 2003г, г. Воронеж, том 1, С. 133-140.

25 Быстрое НЕ, Чеботарев Д.В. Компенсационная обработка сложных сигналов с большой базой // Труды IX-ой международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь», 22-24 апреля 20Q3r, г. Воронеж, том 1, С.140-151.

26. Быстрое Н.Е., Жукова И.Н.. Приоритетная обработка амштитудио-фазоманипулированных сигналов // Вестник Новгородского государственного университета. Серия «Технические науки», 2003г., №23, С.53-57.

27. Быстрое Н.Е Синтез амплитудно-фазоманипулированных сигналов по критерию минимума среднеквадратического уровня боковых лепестков функции неопределенности в ограниченном диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты // Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003 Вып. 2. С. 3-11.

28. Быстрое Н.Е. Синтез амплитудно-фазомаинпулированиых сигналов по критерию минимума среднеквадратического уровня боковых лепестков корреляционной функции в ограниченном диапазоне задержек // Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Выл 3. С. 15-22.

29. Быстрое Н.Е., Жукова И.Н. Синтез нерегулярных импульсных последовательностей с заданным уровнем боковых лепестков корреляционной функции в ограниченном диапазоне задержек. // Труды Российского научно-технического общества радиотехники, электроники и связи имени А.С Попова. Серия Цифровая обработка сигналов и еС применение Выпуск: 6 том 2, С. 42-45. Москва. 2004 г.

30 Быстрое Н.Е, Чеботарев Д В., Реганов В.М Адаптивная временная режекция мощных мешающих отражений в РЛС со сложным квазинепрерывным сигналом II Труды 10-ой международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь», 13-15 апреля 2004 г., г Воронеж, С. 104-112

31 Быстрое Н.Е, Чеботарев Д.В., Реганов В.М.. Пропорционально нормализованный алгоритм адаптивной цифровой фильтрации сложных радиолокационных сигналов. // Известия вузов России Радиоэлектроника. 2004. Вып. 1, С. 64-73

32 Быстрое Н Е., Чеботарев Д. В Сегментная процедура синтеза амплитудно-фазоманипулированиых сигналов по критерию минимума объема функции неопределенности в фиксированной зоне частотно-временной плоскости. // Известия вузов России. Радиоэлектроника 2004 Вып. 2, С. 9-17.

33. Быстрова Н. Е,. Синтез квазинепрерывных фазоманипулированных сигналов по критерию минимума мощности помех по боковым лепесткам корреляционной функции в ограниченном диапазоне задержек. // Вестник МГТУ им. Н.Э. Баумана. Сер. Приборостроение, 2004, №2, С. 104-114.

34 Быстрое Н.Е., Жукова И.Н Минимизация потерь на приоритетную обработку амплитудно-фазоманипулировашмх сигналов // Вестник Новгородского государственного университета. Серия «Технические науки», №26,2004г, С.68-73.

35 Быстрое Н.Е, Чеботарев Д В Сложные фазомодулированные сигналы с частотной режекцией мешающих отражений. // Труды XVlII-ой научно-технической конференции НИИ Приборостроения им. В.В.Тихомирова, г. Жуковский, 16-18 февраль 2005г, стр 37-40.

36 Быстрое НЕ. Режекция мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции. // Вестник Новгородского государственного университета Серия «Технические науки», №28, 2004г, С.44-50.

37 Быстрое Н.Е. Режекция мешающйк отражений от подстилающей поверхности при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции // Вестник Новгородского государственного университета Серия «Технические науки», №30,2005г., С.31-35.

38 Гантмахер В.Е., Быстрое Н.Е., Чеботарев ДВ. Шумоподобные сигналы: анализ, синтез, обработка. СПб: Наука и техника, 2005, -400с.

39. Винокуров В И., Гантмахер В.Е., Быстрое Н Е., Калениченко С.П. Радиоприемное устройство квазинепрерывной РЛС Авторское свидетельство № 141691 (СССР), 1980

40. Винокуров В. И., Гантмахер В.Е., Быстров Н.Е., Калениченко С.П. Радиопередающее устройство квазинепрерывной РЛС Авторское свидетельство № 148030 (СССР), 1980.

41 Винокуров В. И,, Гантмахер В Е , Быстров Н Е., и др Многоканальная дальностно-доплеровская квазинепрерывная РЛС Авторское свидетельство № 156833 (СССР), 1981.

42 Быстров Н.Е., Винокуров В.И., Гантмахер В Е., Чеботарев Д.В. Радиолокационная станция с квазинепрерывным режимом работы. Авторское свидетельство №234612 (СССР), 1984г.

43. Быстров Н.Е., Винокуров В.И., Гантмахер В.Е., Чеботарев Д.В. Радиолокационная станция с квазинепрерывным режимом работы. Авторское свидетельство №255504 (СССР), 1987г.

44 Быстров Н Е., Комраков Е.В, Чеботарев Д.В, Жукова И.Н. Патент на полезную модель «Устройства для обработки сложного сигнала». RU № 34757 U1, МПК7 G01S 7/28, 2003.

45. Быстров Н.Е, Комраков Е.В., Чеботарев Д В., Реганов В.М., Савин В.М. Патент на полезную модель "Устройство для обработки сложного сигнала". RU № 44833 U1, МПК7 G01S 7/28,2005.

Изд. лиц. JIP № 020815 от 21.09.98. Подписано в печать 26.09.2005. Бумага офсетная. Формат 60x84 1/16. Гарнитура Times New Roman. Печать офсетная. Усл. печ. л 1,9. Уч.-изд. л. 2,1. Тираж 100 экз. Заказ № 98. Издательско-полиграфический центр Новгородского государственного университета им Ярослава Мудрого 173003, Великий Новгород, ул. Б. Санкт-Петербургская, 41.

Отпечатано в ИПЦ НовГУ им. Ярослава Мудрого. 173003, Великий Новгород, ул. Б. Санкт-Петербургская, 41.

119383

РНБ Русский фонд

2006-4 17468

ВВЕДЕНИЕ.

1. АНАЛИЗ КВАЗИНЕПРЕРЫВНОГО РЕЖИМА ИЗЛУЧЕНИЯ СИГНАЛОВ С ПСЕВДОСЛУЧАЙНЫМ ЗАКОНОМ АМПЛИТУДНО-ФАЗОВОЙ

МАНИПУЛЯЦИИ.

1.1. Модель обработки сигналов при квазинепрерывном режиме их излучения и приема.

1.2. Энергетические показатели квазинепрерывного режима излучения и приема сигналов.

1.3. Свойства и характеристика взаимной функции неопределенности квазинепрерывных сигналов.

1.4. Анализ ВФН составных квазинепрерывных сигналов.

1.4.1 Построение составных модулирующих последовательностей квазинепрерывных сигналов.

1.4.2 Исследования свойств и характеристик ВФН составных модулирующих последовательностей квазинепрерывных сигналов.

1.5. Оценка потерь помехоустойчивости РЛС при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов.

ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 1.

2. СИНТЕЗ АМПЛИТУДНО

ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ.

2.1. Проблемы повышения помехоустойчивости.

2.2. Формулировка задачи и критерий синтеза сигналов.

2.3. Синтез сигналов по критерию минимума боковых лепестков ФН в узкой доплеровской полосе.

2.4. Синтез сигналов по критерию минимума боковых лепестков ФН в симметричной полосе доплеровских частот.

2.5. Синтез сигналов по критерию минимума боковых, лепестков ФН в произвольной области частотно-временной плоскости.

ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 2.

3. СИНТЕЗ КВАЗИНЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ ПРИ ВОЗДЕЙСТВИИ СОСРЕДОТОЧЕННЫХ МЕШАЮЩИХ ОТРАЖЕНИЙ.

3.1. Критерий синтеза квазинепрерывных сигналов при воздействии мешающих отражений.

3.2. Синтез квазинепрерывных сигналов при воздействии мешающих отражений с неизвестными фазовыми сдвигами.

3.3. Синтез квазинепрерывных сигналов при воздействии мешающих отражений с известными фазовыми сдвигами.

ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 3.

4. СИНТЕЗ ДВОИЧНЫХ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ, ЗАДАЮЩИХ ЗАКОН АМПЛИТУДНОЙ МАНИПУЛЯЦИИ КВАЗИНЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ.

4.1. Синтез двоичных последовательностей.

4.2. Анализ спектрально-корреляционных характеристики двоичных последовательностей.

4.3. Синтез сигналов с заданным коэффициентом приёма.

ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 4.

5. МЕТОДЫ ОБРАБОТКИ КВАЗИНЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ.

5.1. Анализ корреляционно-фильтровой обработки квазинепрерывных сигналов.

5.2. Сегментная корреляционно-фильтровая обработка сигналов.

5.3. Анализ характеристик ВФН при сегментной обработке сигналов.

5.4. Исследование методов повышения эффективности доплеровской селекции целей при сегментной обработке сигналов.

5.4.1* Процедура нормировки сжатых сегментов сигнала.

5.4.2 Процедура интерполяции сжатых сегментов сигнала.

5.4.3 Оценка потерь в отношении сигнал/шум при нормировке и интерполяции.

5.5. Приоритетная корреляционно-фильтровая обработка квазинепрерывных сигналов.

5.5.1 Принцип приоритетной обработки квазинепрерывных сигналов.

5.5.2 Оценка энергетических потерь на приоритетную обработку квазинепрерывных сигналов.

5.5.3 Оптимизация квазинепрерывных сигналов при приоритетной обработке.

ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 5.

6. РЕЖЕКЦИЯ МЕШАЮЩИХ ОТРАЖЕНИЙ ПРИ КВАЗИНЕПРЕРЫВНОМ РЕЖИМЕ ИЗЛУЧЕНИЯ И ПРИЕМА СИГНАЛОВ С ПСЕВДОСЛУЧАЙНОЙ СТРУКТУРОЙ.

6.1. Алгоритм режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности.

6.2. Оценка энергетических потерь при режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности.

6.3. Анализ эффективности режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности.

6.4. Алгоритм временной режекции сосредоточенных мешающих отражений.

6.5. Анализ эффективности временной режекции сосредоточенных мешающих отражений.

ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 6.

7. ПРИНЦИПЫ ТЕХНИЧЕСКОЙ РЕАЛИЗАЦИИ УСТРОЙСТВ ФОРМИРОВАНИЯ И ОБРАБОТКИ КВАЗИНЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ.

7.1. Принципы построения устройств формирования и обработки квазинепрерывных сигналов большой длительности.

7.2. Архитектура устройств формирования и обработки сигналов.

7.3. Техническая реализация устройств формирования и обработки квазинепрерывных сигналов.

7.4. Практическое применение УФОС.

ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 7.

8. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ ИССЛЕДОВАНИЯ МЕТОДОВ ОБРАБОТКИ КВАЗИНЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ С ПСЕВДОСЛУЧАЙНОЙ АМПЛИТУДНО-ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ

8.1. Натурные испытания опытно-конструкторского образца корабельной РЛС «Прут».

8.1.1 Основные характеристики и режимы работы.

8.1.2 Основные результаты натурных испытаний.

8.2. Экспериментальные исследования повышения помехоустойчивости при режекции мешающих отражений от морской поверхности.

8.2.1 Условия проведения испытаний и характеристики макета PJIC.

8.2.2 Результаты экспериментальных исследований режекции мешающих отражений от морской поверхности.

ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 8.

Развитие современных радиолокационных систем неразрывно связано с применением сложно-модулированных зондирующих сигналов [1 - 4]. Применение сложных сигналов способствует повышению энергетического потенциала, помехоустойчивости, скрытности и электромагнитной совместимости радиолокационных систем, а также позволяет достичь выссэких показателей разрешающей способности по информативным параметрам полезных сигналов [4 - 17]. Отмеченные характеристики улучшаются с увеличением базы сложных зондирующих сигналов.

Когда возможности расширения спектра сигнала ограничены, то увеличение базы сигнала возможно лишь за счёт увеличения его длительности. Однако, при длительностях зондирующих сигналов значительно превышающих время распространения до цели и обратно, возникают проблемы, связанные с их излучением и приёмом на одну антенну [4, 7, 11, 17, 18, 19]. На решение этих проблем были ориентированы исследования, проводимые в ЛЭТИ на кафедре «Радиооборудование кораблей» под научным руководством профессора В. И. Винокурова. Им внесен существенный вклад в развитие теории и практики построения корабельных РЛС с квазинепрерывным режимом излучения и приёма сложных зондирующих сигналов большой длительности [20, 21]. Значимые научные и практические результаты по исследованию методов обработки квазинепрерывных сигналов с большой базой были получены учёными кафедры «Радиооборудование кораблей» В.И. Щербаком, С.П. Калениченко, В.Н. Поповым, М.А. Ниловым и многими другими.

Важные научно-практические результаты по исследованию квазинепрерывного режима работы РЛС были получены сотрудниками отраслевой научно-исследовательской лаборатории «Морская радиолокация» Новгородского политехнического института под научным руководством В. Е. Гантмахера. Теоретические и экспериментальные исследования квазинепрерывного режима излучения и обработки сложных сигналов проводились в тесном контакте с коллективом кафедры «Радиооборудование кораблей» ЛЭТИ.

На начальном этапе построения корабельных РЛС, зондирующий квазинепрерывный сигнал большой длительности излучался отдельными фазоманипулированными импульсами, период повторения которых был согласован с максимальной задержкой обрабатываемых сигналов. Фазовая манипуляция импульсов и большая длительность когерентно обрабатываемого квазинепрерывного сигнала обеспечивали высокие разрешающие свойства сигнала по задержке и частоте [20, 21, 22, 23].

Теоретические исследования и проводимые натурные эксперименты позволили выявить и основные недостатки такого вида квазинепрерывных сигналов. Достаточно большой период повторения импульсов ограничивает полосу однозначного измерения параметров полезных сигналов по скорости. Сильно проявляется эффект подавления слабых сигналов мощными мешающими отражениями в приёмном тракте с недостаточным динамическим диапазоном. Вследствие этого возникают проблемы обнаружения объектов в ближней зоне [23, 24, 25, 26].

Для устранения указанных недостатков сотрудниками этих коллективов был исследован квазинепрерывный режим излучения и приема фазоманипулированных сигналов большой длительности с псевдослучайной структурой амплитудной манипуляции [27, 28, 29]. Псевдослучайный закон амплитудно-фазовой манипуляции и низкий пик-фактор квазинепрерывных сигналов позволил получить новые качества когерентных РЛС. Основные технические решения квазинепрерывного режима работы РЛС защищены авторскими свидетельствами [30, 31, 32].

Малая длительность излучаемых фазоманипулированных посылок позволила преодолеть проблемы обнаружения эхо-сигналов в ближней зоне, а псевдослучайный характер их излучения - исключить «слепые» элементы дистанции. Большая длительность квазинепрерывных сигналов и псевдослучайный характер амплитудной манипуляции с низким значением пик-фактора способствовали повышению эффективности доплеровской селекции движущихся целей. При длительностях квазинепрерывных сигналов 7; = 10.50 мсек. с шириной спектра AF = 10.20 МГц их база достигает значений В = 105.106.

Детальный обзор принципов построения квазинепрерывных сигналов с большой базой и методов их обработки изложен в монографии «Морская радиолокация» под редакцией проф. В.И. Винокурова [33].

К сожалению, потенциальная чувствительность приемника квазинепрерывных PJIC в реальной обстановке ограничена воздействием мешающих отражений, которые создают в корреляционных каналах обработки помехи по боковым лепесткам взаимной функции неопределенности (ВФН) сигнала, которые ухудшают характеристики обнаружения и разрешения сигналов. Анализ спектрально-корреляционных свойств квазинепрерывных сигналов произведен в работах [27, 28, 29, 34, 35]. Однако приведённые результаты не дают полной характеристики взаимных функции неопределенности сигналов при квазинепрерывном режиме их излучения и приёма. Требуется детальный анализ свойств и характеристик ВФН в дальномерных каналах обработки в зависимости от параметров квазинепрерывных сигналов.

Повышение помехоустойчивости при воздействии пассивных отражений неразрывно связано с синтезом амплитудно-фазоманипулированных сигналов с минимальным уровнем боковых лепестков ВФН. Общие проблемы синтеза глобально оптимальных дискретных фазоманипулированных сигналов по классическим методам общеизвестны и связаны с задачей целочисленной оптимизации целевой функции [36-42].

Проблема синтеза квазинепрерывных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции усугубляется зависимостью структуры обрабатываемых квазинепрерывных сигналов от их задержки. Последнее обстоятельство приводит к необходимости минимизации боковых лепестков

ВФН во всех дальномерных каналах обработки и выполнению многомерной оптимизации квазинепрерывных сигналов, которая даже при достаточно малом числе дальномерных каналов практически не выполнима. В связи с этим очевидна актуальность исследований, связанных с поисками новых подходов к методам синтеза сигналов, позволяющих минимизировать уровень боковых лепестков ВФН в ограниченном диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты.

Повышение помехоустойчивости PJIC за счёт увеличения базы квазинепрерывных сигналов приводит к проблемам технической реализации устройств обработки сигналов в широком дальностно-доплеровском диапазоне [7, 20, 33, 43, 44]. В практических случаях, когда разрешение по дальности составляет единицы метров, а разрешение по частоте - десятки герц, число корреляционных каналов обработки превышает несколько миллионов [45, 46, 47, 48]. Поэтому требования минимизации аппаратных затрат на реализацию устройств многоканальной обработки сигналов в реальном времени приводят к необходимости поиска эффективных квазисогласованных методов обработки квазинепрерывных сигналов с большой базой в заданном диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты.

Одной из наиболее трудных и часто встречающих проблем в радиолокации является задача выделения полезных сигналов на фоне пассивных отражений, превышающих динамический диапазон приемного тракта. В этом случае применяют методы ограничения амплитуды сигналов во входной смеси обрабатываемых сигналов или временную режекцию мешающих отражений [4, 7, 11, 24, 33]. В силу этого актуальной задачей является исследование методов временной режекции мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения и приема фазоманипулированных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции.

Таким образом, исследования по теме диссертации направлены на оптимизацию сигналов и методов их обработки, повышающих тактико-технические характеристики квазинепрерывных PJIC. Актуальность работы обоснована, во-первых, незавершенностью существующих теоретических исследований, касающихся методов построения или синтеза зондирующих квазинепрерывных сигналов и, во-вторых, практической необходимостью обеспечения высокой помехоустойчивости PJIC, использующих квазинепрерывные сложные сигналы малой скважности, в условиях мощных мешающих отражений.

Целью диссертационной работы является изыскание эффективных методов синтеза и обработки фазоманипулированных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции, направленных на повышение помехоустойчивости квазинепрерывных PJIC при воздействии мешающих отражений.

Поставленная цель предполагает решение следующих задач:

1. Исследование энергетических показателей и характеристик ВФН сигналов большой длительности с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции при квазинепрерывном режиме их излучения и приема.

2. Изыскание методов синтеза амплитудно-фазоманипулированных сигналов с большой базой, ориентированных на минимизацию боковых лепестков ФН в заданной области задержек и доплеровских сдвигов частоты.

3. Поиск квазисогласованных методов обработки квазинепрерывных сигналов в ограниченном диапазоне доплеровских сдвигов частоты, позволяющих снизить аппаратные затраты на их реализацию.

4. Исследование эффективности временной режекции мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции.

5. Анализ принципов построения и технической реализации устройств формирования и обработки квазинепрерывных сигналов с большой базой.

Объектом исследований являются радиолокационные системы со сложными квазинепрерывными сигналами с псевдослучайным законом амплитудной и фазовой манипуляции.

Предметом исследований являются три направления: анализ, синтез и обработка сложных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной и фазовой манипуляции при квазинепрерывном режиме их излучения и приема.

Методы исследований. Достижение поставленной цели и решение перечисленных задач основано на использовании теории анализа дискретных сигналов и математического синтеза сложных фазоманипулированных сигналов, а также общей теории обнаружения и разрешения сигналов.

Проверка полученных теоретических результатов осуществлялась методами имитационного моделирования и экспериментального исследования на испытательных стендах и натурных испытаний опытных образцов устройств формирования и обработки сигналов.

Основные научно-теоретические результаты, полученные в работе и выдвигаемые на защиту, состоят в том, что:

1. Сформулированы энергетические показатели квазинепрерывного режима излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции. Получены среднеквадратические оценки боковых лепестков ВФН сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции при квазинепрерывном режиме их излучения и приема. Установлена взаимосвязь качественных показателей помехоустойчивости со среднестатистическими характеристиками ВФН квазинепрерывных сигналов и исследованы энергетические потери на обработку в зависимости от параметров квазинепрерывных сигналов.

2. Предложены методы синтеза амплитудно-фазоманипулированных сигналов по критерию минимума боковых лепестков ФН в ограниченной области частотно-временной плоскости. Методы синтеза сигналов не накладывают принципиальных ограничений на форму области оптимизации по задержке и частоте, в то же время площадь области оптимизации определяет предел подавления боковых лепестков ФН. Анализ процедур синтеза сигналов при согласованной обработке показал, что для области оптимизации 0,01 <а< 0.1 глубина подавления боковых лепестков ФН составляет 10.20 дБ в зависимости от пик-фактора сигнала. При квазинепрерывной обработке эффективность подавления боковых лепестков ФН значительно ниже и при области оптимизации 0,01 < а < 0.1 составляет 3-6 дБ.

3. Найдены методы синтеза фазоманипулированных квазинепрерывных сигналов, обеспечивающие минимизацию помех по боковым лепесткам ВФН в корреляционных каналах обработки при воздействии сосредоточенных мешающих отражений и исследована эффективность подавления помех с неизвестными и известными фазовыми сдвигами в зависимости от области неопределенности обнаружения сигналов. Процедура синтеза при воздействии мешающих сигналов с неизвестными фазами позволяет при области неопределённости обнаружения сигналов G < 0.03 снизить мощность помех на 15-7 дБ. Процедура синтеза сигналов при воздействии мешающих отражений с известными фазовыми сдвигами оказывается более эффективной. При области неопределённости обнаружения сигналов G < 0.01 процедура оптимизации позволяет снизить мощность помех при воздействии не более 16-ти мешающих отражений на 9-15 дБ.

4. Исследованы методы синтеза двоичных последовательностей, задающих закон амплитудной манипуляции квазинепрерывных сигналов. Показано, что, задавая необходимые параметры синтеза, можно при достаточно малых значениях пик-фактора минимизировать энергетические потери при приеме квазинепрерывных сигналов в удалённых дальномерных каналах обработки. Синтезированные последовательности по своим показателям весьма близки к оптимальным двоичным последовательностям.

5. Предложены квазисогласованные методы корреляционно-фильтровой обработки квазинепрерывных сигналов в анализируемой доплеровской полосе, основанные на процедурах сжатия сегментов сигнала и их доплеровской фильтрации. Показано, что применение процедур нормировки и интерполяции при сжатии сегментов квазинепрерывного сигнала совместно с весовой обработкой, позволяют значительно повысить эффективность доплеровской селекции целей. Предлагаемые методы характеризуются малыми потерями в отношении сигнал/шум.

6. Предложен параллельно-приоритетный метод обзора дистанции, позволяющий сократить аппаратные затрат на реализацию корреляционно-фильтровых устройств обработки квазинепрерывных сигналов. Исследованы методы построения сигналов, позволяющие минимизировать энергетические потери при приоритетной обработке.

7. Изложены методы временной режекции мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения и приёма фазоманипулированных сигналов с псевдослучайной структурой амплитудной манипуляции. При оптимальной зоне режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности достигается повышение отношения сигнал/помеха на 20-37 дБ в зависимости от параметров квазинепрерывного сигнала. Показано, что оптимизация пик-фактора квазинепрерывных сигналов в зависимости от количества сосредоточенных мешающих сигналов приводит к повышению эффективности подавления взаимных помех на 6-10 дБ. Произведена оценка энергетических потерь принимаемых полезных сигналов при режекции мешающих отражений в зависимости от параметров квазинепрерывного сигнала.

Основные научно-технические результаты, полученные в работе, позволили:

1. Установить энергетические потери при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции в зависимости от параметров сигналов коммутации приемно-передающего тракта.

2. Получить выражения, характеризующие среднеквадратический уровень боковых лепестков ВФН квазинепрерывных сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции.

3. Повысить помехоустойчивость квазинепрерывных PJIC при воздействии помех от подстилающей поверхности и сосредоточенных мешающих отражений за счет синтеза сигналов, обеспечивающих минимизацию боковых лепестков ВФН в заданном диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты.

4. Достигнуть при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов с псевдослучайной структурой амплитудной манипуляции предельно высокую доплеровскую селекцию целей, характерную для непрерывных сигналов.

5. Снизить аппаратные затраты на реализацию устройств многоканальной обработки за счет сегментной корреляционно-фильтровой обработки квазинепрерывных сигналов большой длительности.

6. Разработать программно-аппаратные модули устройств формирования и обработки сигналов, которые позволяют в реальном масштабе времени реализовывать сложные алгоритмы формирования и обработки квазинепрерывных сигналов, позволяющие достигнуть потенциальных характеристик когерентных устройств обработки сигналов.

7. Получить опытное подтверждение целесообразности применения режекции помех в ближней зоне принимаемых сигналов для повышения помехоустойчивости PJIC со сложными квазинепрерывными сигналами.

Научно-технические результаты диссертационной работы используются в разработках устройств формирования и обработки сигналов, которые внедрены в промышленные изделия:

• Радиолокационный комплекс «Прут», разработанный НИПКТИ «Радар».

• Радиолокационный комплекс «Гарпун-Бал», разработанный ФГУП ЦНИИ «Гранит» по заказу ЗЦ-25Э.

• Разработанные УФОС-71 используются в изделиях МРКП-63 для АЛЛ класса «Борей», Р-43 в разработках «Ясень», а также в изделии 5П-20К-А для комплекса «Монумент».

• Разработанные устройства УФОС-85 входят в состав изделий «МРК-50» и «МРК-66» проекта «Кодак», разрабатываемых ФГУП «Равенство» и ФГУП ЦНИИ «Гранит», соответственно.

• Устройства УФОС-81 и УФОС-85 используются в опытно-конструкторских разработках РЛС ЗАО «Транзас», г. Санкт Петербург.

Новизна предложенных принципов построения устройств формирования и обработки квазинепрерывных сигналов большой длительности подтверждена патентами на полезную модель RU № 34757 U1, МПК 7 G01S 7/28, 2003г. и RU№ 44833 U1, МПК7 G01S 7/28, 2005г.

Обоснованность и достоверность научных положений и практических результатов, выводов и рекомендаций, содержащихся в диссертации, подтверждены теоретическими доказательствами и результатами экспериментальных исследований устройств формирования и обработки сигналов в составе опытных образцов РЛС.

Диссертационная работа содержит восемь глав.

В главе 1 анализируются основные показатели энергетической функции приёма квазинепрерывных сигналов с псевдослучайной структурой амплитудной манипуляции. Показывается взаимосвязь характеристик ВФН сигналов с показателями энергетической функции приёма сигналов. Определяются среднеквадратические значения боковых лепестков ВФН сигналов при квазинепрерывном режиме приема. Устанавливаются особенности рельефа ВФН составных квазинепрерывных сигналов. На основании статистических оценок боковых лепестков ВФН выполняется анализ потерь в помехоустойчивости при квазинепрерывной обработке сигналов по сравнению с согласованной обработкой.

В главе 2 исследуются методы синтеза амплитудно-фазоманипулированных сигналов с большой базой по критерию минимума частичного объёма ФН в ограниченном дальностно-доплеровском диапазоне. Предлагаемые методы синтеза не накладывают, каких либо ограничений на размер области оптимизации сигнала по задержке и частоте. Показано, что при согласованной обработке уровень подавления боковых лепестков зависит от размера области оптимизации и базы (длины) синтезируемого сигнала. Анализируется эффективность методов синтеза при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов.

В главе 3 излагаются методы синтеза квазинепрерывных фазоманипулированных сигналов, обеспечивающие при воздействии сосредоточенных мешающих отражений минимизацию помех по боковым лепесткам ВФН в корреляционных каналах обработки в заданном диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты. Сопоставляется эффективность синтеза сигналов при воздействии сосредоточенных мешающих отражений с неизвестными и известными фазовыми сдвигами в зависимости от области неопределенности обнаружения сигналов.

В главе 4 анализируется метод синтеза двоичных последовательностей, задающих закон амплитудной манипуляции квазинепрерывных сигналов. В основе метод синтеза лежит критерий минимизации среднеквадратического отклонения боковых лепестков корреляционной функции от заданного значения в требуемом диапазоне задержек. Исследуются спектрально-корреляционные характеристики двоичных последовательностей, и показывается, что их показатели весьма близки к оптимальным двоичным последовательностям.

В главе 5 предлагаются квазисогласованные корреляционно-фильтровые методы обработки сложных сигналов большой длительности в ограниченном дальностно-доплеровском диапазоне, содержащие процедуры сжатия сегментов сигнала и их спектральной обработки. Определяются потери в отношении сигнал-шум. Исследуются пути повышения эффективности доплеровской селекции квазинепрерывных сигналов, основанные на процедурах нормировки сжатых сегментов сигнала и интерполяции. Исследуется метод приоритетной обработки сигналов в PJIC с квазинепрерывным режимом работы.

В главе 6 исследуются методы временной режекции мешающих отражений при псевдослучайной структуре зондирующего сигнала. Производится оценка энергетических потерь принимаемых полезных сигналов в зависимости от протяженности зоны режекции мешающих отражений и параметров квазинепрерывного сигнала. Устанавливается величина зоны режекции отражений от подстилающей поверхности, при которой достигается максимум в отношении сигнал/(помеха+шум). Предлагается адаптивный алгоритм временной режекции сосредоточенных мешающих отражений и исследуется его эффективность при различных параметрах квазинепрерывного сигнала в зависимости от числа мешающих отражений.

В главе 7 излагаются общие принципы программно-аппаратной реализации корреляционно-фильтровых устройств обработки квазинепрерывных сигналов с большой базой. Дается краткий, анализ эффективности применения современной элементной базы при построении устройств обработки. Завершают главу примеры практической реализации устройства обработки сигналов в PJIC с квазинепрерывным режимом работы. В главе 8 анализируются результаты натурных испытаний корабельных

PJIC, и исследуется эффективность повышения помехоустойчивости PJIC со сложными квазинепрерывными сигналами при введении режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности в ближней зоне.

В заключении обобщаются итоговые результаты, полученные в диссертационной работе. Излагаются выносимые на защиту главные научные положения. Указывается их новизна, теоретическая значимость и практическая ценность.

ВЫВОДЫ К ГЛАВЕ 8

1. Основные теоретические положения и частные расчетные оценки помех по боковым лепесткам функции неопределенности при сегментной корреляционно-фильтровой обработки фазоманипулированных квазинепрерывных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции подтверждены экспериментальными исследованиями.

2. Показано, что техническая реализация УФОС, выбранные виды сигналов и алгоритмы их обработки позволяют достичь потенциальных характеристик когерентных устройств обработки сигналов.

3. Натурные испытания опытного образца корабельной РЛС подтвердили перспективность применения квазинепрерывного режима излучения и приема фазоманипулированных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции, показали высокую эффективность реализованных в УФОС алгоритмов обработки сигналов, которые обеспечивают высокую достоверность обнаружения целей и качество селекции неподвижных объектов в сложной помеховой обстановке.

4. Преимуществом предлагаемых сложных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции является достижение высокого качества обнаружения без вариаций структуры зондирующего сигнала и алгоритмов их обработки в пределах заданного диапазона дальностей и доплеровских сдвигов частоты.

5. Высокую помехоустойчивость при воздействии пассивных помех во многих случаях невозможно реализовать без режекции мешающих отражений. Получено опытное подтверждение целесообразности применения режекции помех в ближней зоне принимаемых сигналов для повышения помехоустойчивости РЛС со сложными квазинепрерывными сигналами. Мощность помех в дальномерных каналах обработки может быть снижена на 30-40 дБ в зависимости от условий конкретных радиолокационных задач.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В диссертационной работе рассмотрены методы синтеза и обработки фазоманипулированных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции направленные на повышение помехоустойчивости радиолокационных систем при воздействии мешающих отражений.

К основным научным и практическим результатам, полученным в ходе проведенных теоретических и экспериментальных исследований, отнесено следующее:

1.Ha основе математической модели обработки сигналов при квазинепрерывном режиме их излучения и приема получены выражения, характеризующие энергетическую функцию приема эхо-сигналов, а также свойства ВФН в зависимости от параметров квазинепрерывных фазоманипулированных сигналов. Установлена взаимосвязь среднеквадратических показателей ВФН квазинепрерывных сигналов с характеристиками энергетической функции приема эхо-сигналов. Определены нижние границы боковых лепестков ВФН как в отдельных ее сечениях, так и плоскости «задержка-частота» при квазинепрерывной обработке сигналов. Показано, что они выше классических оценок при согласованной обработке и определяются коэффициентом приема сигналов в дальномерных каналах обработки. Показано, что псевдослучайный закон амплитудной манипуляции квазинепрерывных сигналов обеспечивает однозначное измерение дальности и скорости объектов в большом диапазоне задержек и в широкой доплеровской полосе частот с высоким разрешением. Относительно малые потери в помехоустойчивости свидетельствуют об эффективности применения фазоманипулированных сигналов с псевдослучайной амплитудной манипуляцией при квазинепрерывном режиме их излучения и приёма.

2. Предложены методы синтеза амплитудно-фазоманипулированных сигналов с большой базой, позволяющие минимизировать боковые лепестки

ФН в заданном диапазоне задержек и доплеровских сдвигов частоты. Предлагаемые методы синтеза сигналов не накладывают принципиальных ограничений на размеры области оптимизации по задержке и частоте. Показано, что только размер области оптимизации определяет предел снижения боковых лепестков ФН синтезированных сигналов. Для области оптимизации 0,01 < а <0.1 глубина подавления боковых лепестков ФН при согласованной обработке в зависимости от пик-фактора составляет 10.20 дБ. При квазинепрерывной обработке эффективность подавления боковых лепестков ФН значительно ниже и при области оптимизации 0,01 < а <0.1 составляет 3-6 дБ. При достаточно больших размерах области оптимизации а > 10 выигрыш составляет менее 2 дБ.

3. Исследованы методы синтеза квазинепрерывных фазоманипулированных сигналов при воздействии сосредоточенных мешающих отражений с произвольными частотно-временными сдвигами: с неизвестными и известными фазовыми сдвигами. Показано, что при воздействии мешающих отражений с неизвестными фазами глубина подавления помех в корреляционных каналах обработки зависит как от размера области неопределённости обнаружения сигналов, так и от количества мешающих отражений. Для площади оптимизации G< 0.03 достигается снижение мощности помех на 15-7 дБ при числе мешающих отражений не более 4-6. При большой области неопределённости глубина подавления помех не превосходит 3 дБ. При воздействии мешающих сигналов с известными фазами глубина подавления помех определяется размером области неопределённости обнаружения сигналов и практически не зависит от количества мешающих воздействий, сопоставимого с пик-фактором квазинепрерывных сигналов. Для площади оптимизации менее G<0.01 достигается снижение мощности мешающих отражений на 9-15 дБ при воздействии не более 16-ти сосредоточенных помех. Распределения мешающих отражений относительно области оптимизации сигналов не влияет на глубину подавления помех.

4. Предложены методы синтеза двоичных последовательностей, задающие закон амплитудной манипуляции квазинепрерывных сигналов. Анализ результатов показывает, что они по своим показателям весьма близки к оптимальным двоичным последовательностям, однако свободны от свойственных им жёстких ограничений на длину и пик-фактор. Показано, что, задавая необходимые параметры синтеза кодовой последовательности, можно при достаточно малых значениях пик-фактора минимизировать энергетические потери в удалённых дальномерных каналах обработки.

5. Предложен ряд модификаций классической корреляционно-фильтровой обработки квазинепрерывных сигналов большой длительности, позволяющих ценой незначительных энергетических потерь существенно снизить аппаратные затраты на техническую реализацию устройств обработки сигналов в ограниченном диапазоне задержек и доплеровских частот. Исследована и подтверждена эффективность применения сегментной корреляционно-фильтровой обработки квазинепрерывных сигналов. Показано, что при сегментной обработке сигналов наблюдается зависимость энергетических и среднеквадратических характеристик ВФН сигналов как от номера дальномерного, так и от номера частотного каналов обработки. В дальномерных каналах, настроенных на максимальную доплеровскую частоту, среднеквадратический уровень боковых лепестков ВФН возрастает на 4 дБ. Предложены и исследованы модифицированные методы сегментной обработки квазинепрерывных сигналов с применением процедур нормировки и интерполяции. Применение указанных процедур приводит к потерям в отношении сигнал/шум от 0.8 до 2.3 дБ в зависимости от пик-фактора квазинепрерывного сигнала, но позволяют достигнуть предельно высокую доплеровскую селекцию, характерную для непрерывных сигналов.

6. Исследована и подтверждена эффективность применения приоритетной обработки квазинепрерывных сигналов. Установлена зависимость величины энергетических потерь от параметров сигналов коммутации. Предложен метод формирования сигнала, исключающий потери при приоритетной обработке сигналов.

7. Произведен анализ эффективности временной режекции мешающих отражений для РЛС с квазинепрерывным режимом излучения и приёма фазоманипулированных сигналов с псевдослучайной структурой амплитудной манипуляции. Получена оценка энергетических потерь принимаемых полезных сигналов в зависимости от пик-фактора квазинепрерывного сигнала. Показано, что при режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности существует оптимальная зона режекции, при которой достигается максимум в отношении сигнал/(помеха+шум). При оптимальной зоне режекции мешающих отражений от подстилающей поверхности достигается повышение отношения сигнал/помеха на 20-37 дБ в зависимости от параметров квазинепрерывного сигнала. Получено простое выражение для выбора оптимального пик-фактора квазинепрерывного сигнала в зависимости от количества режектируемых колец дальности.

Предложен и исследован алгоритм режекции взаимных помех на основе текущих оценок их задержек при сегментной корреляционно-фильтровой обработке. Показано, что для повышения эффективности временной режекции сосредоточенных мешающих отражений целесообразно применять некогерентное накопление сжимаемых сегментов сигнала, которое повышает подавление помех на 6-9 дБ в случае воздействия 9-ти мешающих сигналов. Установлено, что оптимизация пик-фактора квазинепрерывных сигналов в зависимости от количества сосредоточенных мешающих сигналов приводит к повышению эффективности подавления взаимных помех более чем на 6-10 дБ.

8. Изложены принципы программно-аппаратной реализации корреляционно-фильтровых устройств обработки квазинепрерывных сигналов большой длительности. Показана целесообразность реализации многоканальных устройств обработки сигналов по методу построения параллельных вычислительных систем на основе автономных кластеров обработки. Разработаны и изготовлены модули УФОС, которые позволяют в реальном масштабе времени производить обработку квазинепрерывных сигналов с базами £ = 105 -106 с общим числом корреляционных каналов обработки К = 512x256. Разработанные устройства УФОС широко используются в промышленных радиолокационных комплексах различного назначения.

9. Проведены натурные испытания устройств формирования и обработки квазинепрерывных сигналов в составе опытного образца корабельной PJIC. Результаты испытаний показали, что реализованные в УФОС алгоритмы обработки сигналов, обеспечивают повышение достоверности обнаружения целей при воздействии мешающих отражений и высокую эффективность доплеровской селекции движущихся объектов. Получено опытное подтверждение целесообразности применения режекции помех в ближней зоне принимаемых сигналов для повышения помехоустойчивости PJIC со сложными квазинепрерывными сигналами. Мощность помех в дальномерных каналах обработки может быть снижена на 30-40 дБ в зависимости от условий конкретных радиолокационных задач.

10. Основные теоретические положения и частные расчетные оценки помех по боковым лепесткам функции неопределенности при сегментной корреляционно-фильтровой обработке фазоманипулированных квазинепрерывных сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции подтверждены экспериментальными исследованиями.

Главный результат диссертационной работы заключается в высокой эффективности и перспективности применения методов синтеза и обработки квазинепрерывных сигналов с псевдослучайным законом амплитудно-фазовой манипуляции на фоне помех различного происхождения. Обеспечивается снижение отрицательного влияния БЛ ФН сигналов на помехоустойчивость РЛС.

1. Вопросы перспективной радиолокации. Коллективная монография / Под. ред. А.В. Соколова- М.: Радиотехника, 2003г., -512с.

2. Защита радиолокационных систем от помех. Состояние и тенденции развития. // Под ред. А.И. Канащенкова и В.И. Меркулова.-М.: Радиотехника, 2003.-416 с.

3. Куприянов А.И., Сахаров А.В. Радиоэлектронные системы в информационном конфликте. М.: Вузовская книга, 2003.-528 с.

4. Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник /Ширман Я.Д., Лосев Ю.И., Минервин Н.Н., Москвитин С.В., Горшков С.А., Леховицкий Д.И., Левченко Л.С./ Под ред. Я.Д. Ширмана. -М.: ЗАО «МАКВИС», 1998.- 828 с.

5. Вакман Д.Е. Сложные сигналы и принцип неопределённости в радиолокации: М.: Сов. радио, 1965, - 304 с.

6. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. М.: Сов. радио, 1966, -678 с.

7. Слока В.К. Вопросы обработки радиолокационных сигналов. М.: Сов. ради», 1970.- 180с.

8. Ч. Кук, М. Бернфельд. Радиолокационные сигналы: Пер. с англЛТдд ред. B.C. Кельзона. -М.: Советское радио, 1971. -568с.

9. Теоретические основы радиолокации. Под ред. Ширмана Я.Д. Учебное пособие для вузов. М.: Советское радио, 1970, -560с.

10. Ширман Я.Д. Разрешение и сжатие сигналов. М.: Сов. радио. 1974, 360с.

11. Ширман Я.Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. М.: Радио и связь, 1981. -416 с.

12. Теория обнаружения./Под. ред. П.А. Бакута. -М.: Радио и связь. 1984. -440с.

13. Трифонов А.П., Шишков Ю.С. Совместное различение сигналов и оценка их параметров на фоне помех. М.: Радио и связь, 1986. -264 с.

14. Левин Б.Р. Теоретические основы статистической радиотехники. М.: Радио и связь, 1989, -656 с.

15. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами / Т.П. Тузов, В.А. Сивов, В.И. Прытков и др.; Под ред Г.И. Тузова. М.: Радио и связь, 1985,-264с.

16. Виноградов Е.М., Винокуров В.И., Харченко И.П. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств. Л., Судостроение, 1986, 246 с.

17. Современная радиолокация. Анализ, расчет и проектирование систем. Пер с англ. под ред. Ю.Б. Кобзарева. М.: Сов. радио, 1969.-704 с.

18. Справочник по радиолокации. Под ред. М. Сколника. том1. Пер. с англ. под общ. Ред. К. Н. Трофимова. М.: Сов. радио, 1976. - 456 с.

19. Радиотехнические системы. Под ред. Ю.М. Казаринова. М., -1990. -496с.

20. Винокуров В.И., Ваккер Р.А. Вопросы обработки сложных сигналов в корреляционных системах. М.: Сов. радио, 1972. -276с.

21. Вопросы скрытности и помехоустойчивости при применении в радиолокации сложных псевдошумовых сигналов. // Под ред. В.И. Винокурова-М.: Воениздат Мин. обороны СССР, 1977. -320с.

22. Калениченко С.П. Разрешающие свойства сигнала с модуляцией импульсной последовательности по фазе по псевдослучайному закону. // Изв. ЛЭТИ, 1977, вып 215, С. 25-29.

23. Калениченко С.П., Никандров Ю.В., Быстров Н.Е. Экспериментальное исследование сложных квазинепрерывных сигналов на макете корреляционной РЛС Зх-см. диапазона. // Научно-информационный сборник №5. Л.: ЛЭТИ, 1979. С. 21-29.

24. Калениченко С.П., Никандров Ю.В. Характеристики обнаружения целей судовых РЛС со сложными сигналами при линейной и нелинейной обработке в приёмнике. // Изв. ЛЭТИ, 1981, вып. 289. С. 11-19.

25. Калениченко С.П. Анализ алгоритмов обнаружения сложномодулированных сигналов, отражённых от целей и морской поверхности. // Проблемы радиолокации протяжённых объектов. Свердловск. Уральский политехи, ин-т., 1983, С. 73-79.

26. Винокуров В.И., Калениченко С.П. Свойства псевдослучайных троичных последовательностей. // Научн. инф. сб.«Радиооборудование кораблей», №4, 1976.С. 17-21.

27. Гантмахер В.Е., Быстров Н.Е. Синтез сложных фазоманипулированных сигналов для РЛС с квазинепрерывным режимом работы. // Научн. инф. сб. «Радиооборудование кораблей», №6, 1981. С. 21-27.

28. Гантмахер В.Е. Применение дискретных модулирующих последовательностей в морских РЛС. // Вопросы судостроения. Сер. ВТ. -1982. -Вып.42. -с.22-40.

29. Винокуров В. И., Гантмахер В.Е., Быстров Н.Е., Калениченко С.П. Радиоприёмное устройство квазинепрерывной РЛС. А.с. № 141691 (СССР),1980.

30. Винокуров В. И., Гантмахер В.Е., Быстров Н.Е., Калениченко С.П. Радиопередающее устройство квазинепрерывной РЛС. А.с. № 148030 (СССР), 1980.

31. Винокуров В. И., Гантмахер В. Е., Быстров Н.Е., и др. Многоканальная дальностно-доплеровская квазинепрерывная РЛС. А.с. № 156833 (СССР),1981.

32. Морская радиолокация.//Под ред. В.И. Винокурова. Л.Судостроение, 1986-256 с.

33. Гантмахер В.Е., Быстров Н.Е. Корреляционные функции троичных комбинированных последовательностей. // Новгородский политехи, ин-т. -Новгород, 1982.-8с- Деп. в ВИНИТИ №114-82 от 08.01.82.

34. Гантмахер В.Е., Филиппов С.В. Оптимальные значения импульсной автокорреляционной функции одного класса троичных последовательностей. //Новгородский политехи, ин-т. -Новгород, 1989. -12с. -Деп. в ВИНИТИ №5157-В89 от 02.08.89.

35. Варакин JI.E. Теория сложных сигналов. -М.: Сов. радио, 1970, -376 с.

36. Амиантов И.Н. Избранные вопросы статистической теории связи. -М.: Сов. Радио, 1971,-416 с.

37. Вакман Д.Е., Седлецкий P.M. Вопросы синтеза радиолокационных сигналов. М., «Сов. Радио», 1973, -312 с.

38. Кошевой В.М., Свердлик М.Б. Синтез пары сигнал-фильтр при дополнительных ограничениях. // Радиотехника и электроника.-1976,Т.21, №6, С. 1227-1234.

39. Ипатов В.П., Казаринов Ю.М., Корниевский В.И. Синтез сигналов и фильтров в задачах разрешения. // Зарубежная радиоэлектроника.-1980.-№2. С.37-58.

40. Свердлик М.Б. Оптимальные дискретные сигналы: М.: Сов. радио, 1975,-200с.

41. Ипатов В.П. Периодические дискретные сигналы с оптимальными корреляционными свойствами. -М.: Радио и связь. 1992, 152 с.

42. Тузов Г.И. Статистическая теория приёма сложных сигналов. -М:, 1977. -400с.

43. Чердынцев В.А. Проектирование радиотехнических систем со сложными сигналами. -Мн.: Высшая школа, 1979. -192с.

44. Построение радиолокаторов со сложными квазинепрерывными сигналами. Нилов М.А., Безуглов А.В., Быстров Н.Е., Ушенин А.Б. // Радиотехника, № 8, 1997 г., в журнале Радиосистемы, вып. 25, С.52-56.

45. Ушенин А.Б., Реганов В.М. Реализация устройства формирования и обработки сложно-кодированных сигналов с большой базой. //Электронные компоненты, 1998, № 5, С. 17-19.

46. Тимофеев В.П., Быстров Н.Е., Жукова И.Н. Обработка квазинепрерывных сигналов в ограниченном дальностно-доплеровском диапазоне. // Пограничник содружества. М.: ВМС ФПС, 1998г., №5, С.11-16.

47. Тимофеев В.П., Быстров Н.Е., Жукова И.Н. РЛС с квазинепрерывным режимом излучения сложных сигналов. // Пограничник содружества. М.: ВМС ФПС, 1999г., №1, С. 7-12.

48. Гантмахер В.Е., Быстров Н.Е., Калениченко С.П., Кривцов И.Ю. Сравнительная оценка дискретных последовательностей развязки приёмно-передающего тракта РЛС, работающего на одну антенну. // Вопросы судостроения. Сер. ВТ.-Вып.42, 1982, С. 8-22.

49. Винокуров В.И., Гантмахер В.Е. Дискретно-кодированные последовательности. Ростов-на-Дону. -1990. -288с.

50. Быстров Н.Е. Квазинепрерывный режим работы радиолокационных станций обнаружения и навигации со сложными фазоманипулированными сигналами. Дисс. канд. техн. наук. - ЛЭТИ, 1982.

51. Жукова И.Н. Эффективные методы обработки квазинепрерывных сигналов и способы их реализации. Дисс. канд. техн. наук. -НовГУ, 1999.

52. Минимальный уровень боковых лепестков периодического дискретного сигнала в широкой конечной доплеровской полосе / В.П. Ипатов, В.И. Корниевский, В.Д. Платонов, И.М. Самойлов // Радиотехника и электроника 1984.-Т.29, №2. С.235-241.

53. Границы боковых лепестков периодических дискретных сигналов в широкой доплеровской полосе / В.П. Ипатов, В.И. Корниевский, В.Д. Платонов, И.М. Самойлов // Радиотехника и электроника.-1984.-Т.29, №2. С.228-234.

54. Гантмахер В.Е. Алгоритмы синтеза двоичных последовательностей со свойством "не более X совпадений". // Вестник Нов.ГУ. Сер. "Естественные науки". В. Новгород. 1995, №3. С. 9-14.

55. Пелехатый М.И. О последовательностях квадратичных вычетов с наилучшими автокорреляционными свойствами. // Радиотехника и электроника. -1971. -Т.16, №5. С. 788-796.

56. Пелехатый М.И., Голубев Е.А. Автокорреляционные свойства некоторых типов двоичных последовательностей. // Проблемы передачи информации. -1972. -Т.8, №1.

57. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации /В.Б. Пестряков, В.П. Афанасьев, B.JI. Гурвиц и др.; Под ред. В .Б. Пестрякова. М.: 1973. -424с.

58. Фрэнке Р. Теория сигналов. М.: Сов. радио, 1974. - 344с.

59. Варакин JI.E. Теория систем сигналов. М.: 1978. -304с.

60. Варакин JI.E. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: 1985. -384с.

61. Холл М. Комбинаторика. -М.: 1970. -375с.

62. Гилл А. Линейные последовательностные машины. -М.: 1975. -384с.

63. Ипатов В.П. Троичные последовательности с идеальными периодическими автокорреляционными свойствами. // Радиотехника и электроника. -1979. -Т24, №10. С.2053-2057.

64. Ипатов В.П. К теории троичных последовательностей с идеальными периодическими автокорреляционными свойствами. // Радиотехника и электроника. 1980. - Т.25, № 4, С. 723-727.

65. Ипатов В.П., Платонов В.Д. Импульсные автокорреляционные свойства одного из классов троичных последовательностей. //Радиотехника и электроника. -1982. -Т.27, №6. С.1223-1224.

66. Ипатов В.П., Платонов В.Д., Самойлов И.М. Новый класс троичных последовательностей с идеальными периодическими автокорреляционными свойствами. // Изв. Вузов СССР, Сер. Математика.-1983, -№3. С.47-50.

67. Гантмахер В.Е. Об одном классе троичных квазиортогональных псевдослучайных последовательностей. // Вычислительные устройства для формирования и обработки случайных и псевдослучайных сигналов: Межвуз.сб.-Л., 1985. С.45-51.

68. Гантмахер В.Е., Чернова И.Л. Троичные последовательности, конкурентоспособные последовательностям Баркера. // Проектирование PC. Новгород, 1986. - Деп. в ВИНИТИ №644-В87 от 31.01.87.

69. Гантмахер В.Е., Чернова И.Л. Троичные импульсные последовательности. // Ред. журн. "Радиотехника", -М., 1989. -176с. -Деп. в ИНФОРМСВЯЗЬ 19.05.89, №1515 -св 89.

70. Гантмахер В.Е., Чернова И.Л. Троичные импульсные последовательности. //Радиотехника. -1991. -№11. С.31-33.

71. Быстров Н.Е. Синтез амплитудно-фазоманипулированных сигналов по критерию минимума среднеквадратического уровня боковых лепестковкорреляционной функции в ограниченном диапазоне задержек. // Изв. вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 3. С. 15-22.

72. Чеботарёв Д.В. Адаптация структуры и мощности квазинепрерывных фазоманипулированных сигналов РЛС к радиолокационной обстановке. -Дисс. канд. техн. наук. ЛЭТИ, 1986.

73. Быстров Н.Е., Жукова И.Н. Методы обработки квазинепрерывных сигналов и пути повышения эффективности доплеровской селекции. // Научн. инф. сб. № 17 научно-технической конференции НИИ Приборостроения им. В. В. Тихомирова, Жуковский, 2002, С. 49-58.

74. Быстров Н.Е., Жукова И.Н. Сегментная обработка сложных сигналов в ограниченном дальностно-доплеровском диапазоне. // Вестник НовГУ им. Ярослава Мудрого, № 19, В. Новгород, 2001, С.38-41.

75. Быстров Н.Е., Жукова И.Н. Приоритетная обработка амплитудно-фазоманипулированных сигналов. // Вестник НовГУ им. Ярослава Мудрого, № 23, В. Новгород, 2003, С.52-57.

76. Быстров Н.Е., Жукова И.Н. Минимизация потерь на приоритетную обработку амппитудно-фазоманипулированных сигналов. // Вестник Новгородского государственного университета. Серия «Технические науки», №26,2004г., С.68-73.

77. Рабинер JI.P., Голд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. Пер. с англ. под ред. Ю.И.Александрова. М.: Мир, 1978.- 848 с.

78. Цифровая обработка сигналов. Справочник /Л.М.Гольденберг, Б.Д.Матюшкин, М.Н.Поляк. -М.: Радио и связь, 1985.- 312 с.

79. Блейхут Р. Быстрые алгоритмы цифровой обработки сигналов. Пер. с англ. М.: Мир. 1989. - 448 с.

80. Цифровая обработка сигналов/ А.Б. Сергеенко. СПб.: Питер, 2003, -608с.

81. Айфичер Э.С., Джервис Б.У. Цифровая обработка сигналов: практический подход, 2-е издание. : Пер. с англ. М.: Издательский дом «Вильяме», 2004, - 992с.

82. Комраков Е.В., Быстров Н.Е., Чеботарев Д.В., Жукова И.Н. Патент на полезную модель устройства обработки RU № 34757 U1, МПК 7 G01S 7/28, 2003.

83. Чернова И.Л. Повышение помехоустойчивости многоканальной РЛС со сложными амппитудно-фазоманипулированными сигналами и временнойрежекцией мощных мешающих отражений от подстилающей поверхности. -Диссертация канд. техн. наук. Новгород: НПИ, 1988.

84. Быстров Н.Е. Режекция мешающих отражений при квазинепрерывном режиме излучения и приема сигналов с псевдослучайным законом амплитудной манипуляции. // Вестник Новгородского государственного университета. Серия «Технические науки», №28, 2004г., С.44-50.

85. Чеботарев Д.В., Быстров Н.Е., Реганов В.М. Пропорционально нормализованный алгоритм адаптивной цифровой фильтрации сложных радиолокационных сигналов. // Известия ВУЗов России серия «Радиоэлектроника», 2004, Вып. 1. С.64-72.

86. Maurice W. Long. Radar Reflectivity of Land and Sea. Third Edition. Artech House Inc. 2001. -265c.

87. Гантмахер B.E., Быстров H.E., Чеботарев Д.В. Шумоподобные сигналы. Анализ, синтез, обработка -СПб.: Наука и техника, 2005, -400с.

88. Дж. Фрир. Построение вычислительных систем на базе перспективных микропроцессоров: Пер. с англ. М.: Мир, 1990. -413 с.

89. Стешенко В., Шипулин С., Храпов В. Тенденции и перспективы развития ПЛИС и их применение при проектировании аппаратуры ЦОС // Компоненты и технологии, август 2000 г.

90. Стешенко В. ПЛИС фирмы ALTERA: проектирование устройств обработки сигналов М.: «Додека», 2000.

91. Руководство пользователя по сигнальным процессорам семейства ADSP-21xx./ Пер. с англ. О.В. Луневой; Под ред. А.Д. Викторова; Санкт-Петербургский электротехнический университет.- Санкт-Петербург, 1977. -520с.

92. С. Марков. Цифровые сигнальные процессоры. Книга 1. М.: фмрма МИКРОАРТ; 1997. 144с.

93. Digital Signal Processing Applications Using the ADSP-2100 Family, Vol. 1, // Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1992.

94. Sanquini Anne, Riding the New Wave of FPGA System-on-Chip // Xcell journal, issue 39, Spring 2001.

95. Дайанфен Зао, Цифровые приёмники узкополосных сигналов на ПЛИС // Electronic Engineering, февраль 1999 г.

96. Andraka R. Modulation and Demodulation Techniques for FPGA // DesingCon2000,2000.

97. Gentile Ken. Improving FSDR with Phase Dithering. // A Technical Tutorial on Digital Signal Synthesis, Analog Devices, Inc, 1999.

98. Goldberg B.-G. Code division multiplexing by frequency shifteg biphase modulated M-sequences //IEEE Trans.-1981,-V.AES-17, №2.-P.303-304.

99. Hogenauer E.B. An Economical Class of Digital Filters for Decimation and Interpolation. // IEEE Transactions on acoustic, speech and signal processing, vol. ADSP-29, No. 2, april 1981, p. 155-161