автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.07, диссертация на тему:Разработка многопозиционных волноводных фазовращателей с P-I-N-диодами для фазированных антенных решеток

11-6 3206

На правах рукописи

БОНДАРЕНКО Антон Леонидович

РАЗРАБОТКА МНОГОПОЗИЦИОННЫХ ВОЛНОВОДНЫХ ФАЗОВРАЩАТЕЛЕЙ С Р-1-И-ДИОДАМИ для ФАЗИРОВАННЫХ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Саратов 2011

Работа выполнена в Федеральном государственном бюджетном образовательном учреждении высшего профессионального образования «Саратовский государственный технический университет имени Гагарина Ю.А.»

Научный руководитель:

доктор технических наук, профессор, Сивяков Борис Константинович

Официальные оппоненты:

Заслуженный деятель науки РФ, доктор технических наук, профессор Мещанов Валерий Петрович

доктор технических наук, профессор Комаров Вячеслав Вячеславович

Ведущая организация: ЗАО «НПЦ «Алмаз-Фазотрон», г. Саратов

Защита состоится «26» декабря 2011 г. в 13 час. 00 мин. на заседании диссертационного совета Д 212.242.01 при ФГБОУ ВПО «Саратовский государственный технический университет имени Гагарина Ю.А.» по адресу: г. Саратов, ул. Политехническая, д.77, корп. 1, ауд. 414.

С диссертацией можно ознакомиться в научно-технической библиотеке ФГБОУ ВПО «Саратовский государственный технический университет имени Гагарина Ю.А.».

Автореферат разослан ноября 2011 г.

Автореферат размещен на сайте ФГБОУ ВПО «Саратовский государственный технический университет имени Гагарина Ю.А.». www.sstu.ru « » ноября 2011 г.

Ученый секретарь диссертационного совета

Димитрюк А.А.

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы. Волноводные фазовращатели на р-ьп-диодах применяются в фазированных антенных решетках (ФАР) радиолокационных станций, а также в качестве фазовых модуляторов в приемных и передающих трактах радиоэлектронной аппаратуры.

Управление фазами позволяет радару с ФАР формировать необходимую диаграмму направленности антенны; изменять направление луча неподвижной антенны и, таким образом, осуществляя быстрое сканирование -качание луча, управлять в определённых пределах формой диаграммы направленности - изменять ширину луча, интенсивность боковых лепестков и т.п.

Эти свойства ФАР, а также возможность применять для управления ФАР современные средства автоматики и вычислительной электроники обусловили их перспективность и широкое использование в радиолокации, радиосвязи, радионавигации, радиоастрономии и т.д. ФАР, содержащие большое число управляемых элементов, входят в состав различных наземных (стационарных и подвижных), корабельных, авиационных и космических радиоустройств. Ведутся интенсивные разработки в направлении дальнейшего развития теории и техники ФАР и расширения области их применения.

Одним из важных преимуществ решётки является возможность быстрого обзора пространства за счёт качания луча антенны электрическими методами (электрического сканирования).

Особенно актуальным является использование многопозиционных фазовращателей в качестве управляемых устройств ФАР. Многопозиционные фазовращатели обеспечивают создание ряда дискретных фазовых сдвигов по всему раскрыву и значительную скорость изменения этих сдвигов при сравнительно небольших потерях мощности. Анализ технических параметров фазовращателей, достигнутых на сегодняшний день, показывает, что основными тенденциями их развития являются: уменьшения массо-габаритных показателей; расширение полосы рабочих частот; точность установки фазы; повышение мощности входного высокочастотного сигнала; улучшения качества согласования; повышение быстродействия; увеличение динамического диапазона установки фазы. Бывают активные и пассивные ФАР. В них, соответственно, и применяются многопозиционные проходные и отражательные фазовращатели.

Большой вклад в развитие дискретно-коммутируемых фазовращателей внесли Лебедев И.В., Сесторецкий Б.В., Уотсон Д., Хижа Г.С. и другие. Также свой вклад в развитие волноводных фазовращателей с пленарными петлями связи с р-1-п-диодами внесли Сивяков Б.К. и Пазухина Т.Г.

На сегодняшний день стоит задача уменьшения поперечных размеров волноводных фазовращателей и увеличение количества дискретов

сдвигов фаз, так как это способствует большей плотности размещения модулей ФАР при тех же размерах полотна антенной решетки.

С момента появления волноводных фазовращателей на р-1-п-диодах и по настоящее время постоянно идет процесс совершенствования приборов, стимулом к которому выступают все возрастающие требования со стороны радиотехнических и радиолокационных систем, в которых они применяются, а также постоянная конкуренция с ферритовыми фазовращателями, которые обладают низкими вносимыми потерями, плавным изменением фазового сдвига и небольшой стоимостью. Преимуществами фазовращателей на р-1-п-диодах по сравнению с ферритовыми являются меньший вес, температурная стабильность фазы, низкая потребляемая мощность и реализуемость практически во всех типах линий передачи.

Таким образом, создание волноводных фазовращателей на р-ьп-диодах является актуальной проблемой и требует дальнейшего обобщения и систематизации концептуальных принципов построения, а также обусловливает необходимость разработки новых адекватных методов анализа и синтеза.

Цель диссертационной работы. Разработка фазовращателей проходного и отражательного типов на основе волноводов сложного сечения на р-ьп-диодах с пленарными петлями связи, обладающих расширенной полосой рабочих частот, уменьшенными габаритами.

Создание основ теории фазовращателей с пленарными петлями связи, включающей метод анализа, математические модели, методы расчета элементов фазовращателей и их компьютерное моделирование.

Исследование влияния конструктивных параметров на выходные электрические характеристики фазовращателей.

Для достижения поставленной цели в работе решались следующие основные задачи:

• создание фазовращателей на основе волноводов П-образного поперечного сечения

• обоснование и разработка обобщенной концепции построения многопозиционных волноводных фазовращателей отражательного и проходного типа с пленарными петлями связи;

• выбор метода анализа, разработка математических моделей;

• развитие теории расчета с помощью САПР;

• анализ влияния различных конструктивных факторов на электрические характеристики фазовращателей;

• анализ электромагнитных волн в отражательном фазовращателе на прямоугольном волноводе с продольными диэлектрическими пластинами параллельных узкой стенке.

Методы исследования.

Решение перечисленных выше задач выполнено с применением: теории СВЧ цепей с сосредоточенными и распределенными параметрами; теории электромагнитного поля; метода декомпозиции и методов оптими-

зации; численного решения алгебраических уравнений. Кроме того, в работе используется численное моделирование с использованием современных САПР.

Научная новизна:

1. Разработана методика моделирования волноводных фазовращателей с планарными петлями связи и рч-п-диодами на П-образном волноводе.

2. Предложены новые конструкции фазовращателей проходного и отражательного типов на волноводах П-образного сечения с р-Ьп-диодами и планарными петлями связи.

3. Спроектирован дискретный проходной фазовращатель на 16 положений фазы на основе волновода П-образного поперечного сечения с планарными петлями связи и рм-п-диодами.

4. Получены аналитические выражения, позволяющие определить постоянные распространения и волновые сопротивления волн в отражательном фазовращателе на прямоугольном волноводе с числом до трех продольных диэлектрических пластин.

Практическая значимость.

Предложены конструкции фазовращателей на волноводах П-образного сечения на р-ьп-диодах с планарными петлями связи. Разработанные методики проектирования фазовращателей с планарными петлями связи позволяют осуществлять анализ и оптимизацию электрических характеристик и параметров, в результате чего повышается качество, сокращаются сроки и стоимость проектирования. Применение волновода П-образного сечения позволяет уменьшить габариты фазовращателя.

Апробация работы. Основные положения и результаты диссертационной работы докладывались на международных и всероссийских конференциях: «Актуальные проблемы электронного приборостроения» (АПЭП-2008, Саратов, 2008); «Инновационные технологии в управлении, образовании, промышленности» («АСТИНТЕХ - 2009», Астрахань, 2009); «Инновации и актуальные проблемы техники и технологий» (Саратов, 2009); «Математические методы в технике и технологиях» (ММТТ- 23, Саратов, 2010).

Достоверность и обоснование результатов.

Достоверность основных положений и выводов подтверждена результатами аналогичных теоретических и экспериментальных исследований, законами и принципами электродинамики, корректным применением методов теории СВЧ цепей с сосредоточенными и распределенными элементами, обоснованностью упрощающих допущений, а также применением современных вычислительных средств и там где это возможно сравнением с экспериментом.

Реализация результатов.

Результаты работы использованы при проведении работ в ОАО «КБ «Кунцево», г. Москва. По материалам работы подана заявка на изобрете-

ние «Дискретный проходной фазовращатель» №2011130712/20(045347) от 21.07.2011.

Публикации. По материалам диссертации опубликовано 9 работ, из них 2 работы - в рекомендуемом ВАК РФ издании. Содержание диссертации также отражено в 2 научно-исследовательских работах (информ. карта №2201055982 и регистр, карта № 1201156820).

Научно-исследовательский раздел диссертационной работы выполнялся в соответствии с федеральной программой «Участник молодежного научно-инновационного конкурса» («У.М.Н.И.К.»).

Структура и объем диссертационной работы. Диссертация общим объемом 110 страниц состоит из введения, трех глав, заключения и содержит 56 рисунков, 2 таблицы, список использованной литературы из 95 наименований.

Личный вклад автора состоит в разработке методики проектирования и исследовании многодискретного проходного фазовращателя на волноводе с П-образным поперечным сечением, а также в выводе дисперсионного уравнения прямоугольного волновода с тремя продольно расположенными диэлектрическими пластинами.

Основные результаты и положения, выносимые на защиту:

1. Предложены фазовращатели проходного и отражательного типов на волноводе П-образного сечения с рм-п-диодами и планарными петлями связи, отличающиеся уменьшенными поперечными габаритными рахмерами и расширенной полосой рабочих частот.

2. Развиты методики расчета фазовращателей на П-образном волноводе, позволяющие проводить его проектирование, анализ и оптимизацию.

3. Проведен анализ влияния продольных диэлектрических пластин в прямоугольном волноводе в количестве до трех на характеристики отражательного волноводного фазовращателя с планарными петлями связи и р-ь п-диодами, позволивший определить частотные свойства, установить взаимосвязь электрических и конструктивных параметров фазовращателя.

4. Увеличение числа продольных диэлектрических пластин в прямоугольном волноводе приводит к тому, что высшие типы волн появляются раньше, что приводит к сужению рабочей полосы частот фазовращателя.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении показана актуальность работы, сформулированы цель и задачи исследований, научная новизна основных результатов, обосновано практическое значение работы, характеризуются методы исследования, представлены положения, выносимые на защиту, приведены сведения об апробации работы, публикациях и структуре диссертации.

Первая глава работы посвящена аналитическому обзору литературы по проблеме построения волноводных фазовращателей на рч-п-диодах.

Рассмотрены известные в настоящее время схемотехнические решения и методы расчета. Приведены технические характеристики и указаны применения фазовращателей на p-i-n-диодах.

Анализ САПР СВЧ показал, что расчет волноводных фазовращателей с p-i-n-диодами целесообразно проводить в несколько этапов. Произвольное устройство СВЧ можно рассматривать как структуру, имеющую внешние входы и выходы в виде волноводов, т.е. представить в виде многополюсника или системы многополюсников. Затем, проводя независимый анализ этих автономных многополюсников численными или аналитическими методами, находится их отклик на внешнее воздействие.

При возбуждении СВЧ устройства со стороны линии передачи внутри него возникает сложное электромагнитное поле, которое может быть найдено путем решения соответствующей электродинамической задачи или определено экспериментально. СВЧ устройство, рассматриваемое как многополюсник, представляет собой «черный ящик», свойства которого описываются матрицами рассеивания, проводимости или сопротивления.

Пассивная часть фазовращателя, а именно диэлектрические пластины с нанесенными на них петлями связи в волноводе, представляется в виде многополюсника. Тогда его свойства можно описать квадратной матрицей. Параметры матрицы находят, решая трехмерную электродинамическую задачу в программах электродинамического моделирования типа Ап-soft HFSS.

В качестве источника возбуждения применен волноводный порт (Wave Port). На концах петель связи располагаются внутренние дискретные порты (Lump Port). Эти порты используются при объединении пассивных волноводных структур и дискретных активных элементов, в данном случае p-i-n-диодов. Объединение выполняется в программах схемотехнического моделирования, использующих узловое представление и соединение в виде проводов, например, программы Ansoft Designer или Microwave Office, транслируя в них рассчитанные S-параметры многопортовой структуры и затем создавая в ее среде полную схему топологической модели фазовращателя

Таким образом, наиболее строгим методом с использованием современных программных средств решается задача адекватного топологического моделирования многопозиционных фазовращателей.

Приведены и рассмотрены различные модели p-i-n-диодов в виде эквивалентных схем, применяемые в программах схемотехнического проектирования. В зависимости от типа проектирования устройства применяют наиболее подходящую модель, которая могла бы наиболее точно описывать расчитываемые параметры. В настоящее время наиболее полной и адекватной в линейном режиме работы является модель Каверли, которая достаточно полно описывает свойства реального диода.

Изменяя геометрию сечений, можно существенным образом влиять на их внутренние и внешние электродинамические характеристики.

Волноводные П-образные и Н-образные элементы СВЧ тракта обладают большей широкополосностью одномодового режима и меньшими ширинами по сравнению с прямоугольным волноводом. Благодаря меньшей ширине излучатели можно ставить в ограниченных местом полотнах ФАР.

В результате анализа литературы и технических реализаций фазовращателей на р-1-п-диодах, определены основные тенденции их дальнейшего развития. При этом особенно актуальными являются следующие направления: уменьшение ширины волноводов фазовращателей, расширение полосы рабочих частот, повышение уровня мощности входного сигнала. Показано, что решение этих проблем можно обеспечить не только за счет применения новых материалов и новой элементной базы, но и за счет все еще не исчерпанных до конца теоретических и конструктивно-технологических факторов.

Во второй главе рассматриваются вопросы проектирования проходных и отражательных фазовращателей с рм-п-диодами и пленарными петлями связи на волноводах П-образного сечения. Применение планарной петли связи позволяет расширить рабочий диапазон частот фазовращателя. Конструкция многопозиционного отражательного фазовращателя с пленарными петлями на П-волноводе показана на рис. I.

Рис. 1. Многопозиционный отражательный фазовращатель с пленарными петлями связи (1 - волновод; 2 - диэлектрическая пластина;

3 - петля связи; 4 - управляющий электрод; 5 - р-1-п-диоды)

Фазовращатель представляет собой закороченный отрезок волновода, в котором вблизи от закоротки установлен ряд диэлектрических пластин параллельно узким стенкам волновода. На каждой диэлектрической пластине имеется выполненная методом печатного монтажа петля связи. К концам каждой петли связи подсоединены рм-п-диоды Таким образом, петля связи, р-ьп-диоды и закоротка образуют замкнутый контур.

Управляющий электрод, предназначенный для подачи управляющего напряжения на рм-п-диоды, присоединяется к средней точке петли. В силу симметричности конструкции относительно Н-плоскости волновода суммарная составляющая наведенных СВЧ токов на управляющем электроде близка к нулю.

о

В исследуемом многопозиционном фазовращателе, изображенном на рис.1, можно выделить ряд двухпозиционных фазовращателей. Следует отметить, что двухпозиционные фазовращатели являются базовыми элементами многопозиционного фазовращателя функционально и конструктивно, так как они выполнены в виде отдельных модулей, каждый из которых можно удалять из прибора и добавлять в него без нарушения целостности остальных модулей и без ограничения на функциональные свойства.

Проведем качественный анализ процессов в таком фазовращателе на П- волноводе, основываясь на результатах работ для прямоугольного волновода Сивякова Б.К и Пазухиной Т.Г. Планарная петля вместе с включенными диодами образуют контур, который пронизывают силовые линии магнитного поля, что позволяет рассматривать закороченный отрезок волновода и петлю как трансформатор, преобразующий волноводную волну в волну," распространяющуюся по боковым горизонтальным участкам петли к диодам, причем эти участки можно рассматривать как отрезки планарной линии. Следовательно, в волноводе с петлей связи распространяются не одна, а две волны: волноводная волна, структура которой сходна с волной Ню и Т-волна в планарной линии, причем электромагнитная энергия на участке с петлей связи переносится Т-волной к p-i-n диодам и обратно.

С учетом вышеизложенного эквивалентная схема фазовращателя будет иметь вид, показанный на рис.2.

пп

IUI L'-J --LI Ej.ül POflT Jlfí 1-rv^' А Л 4-о-l'*|—--о DJ

P-l tc-xi 1.........--1 " 4 -rb 1С

! - LS ns

гада „ „ .„f^!^,

s1.;, «-и ciui _.._

CP

а б

Рис. 2. Эквивалентная схема отражательного фазовращателя (а) и линейная модель p-i-n-диода (б), Ls - индуктивность вывода p-i-n-диода, Rs - прямое сопротивление

потерь, Rj- сопротивление базы p-i-n-диода, С, - емкость базы p-i-n-диода.

Ср - емкость корпуса

На рис. 2, а обозначены: PORT Р=1 - П-волновод, TLIN ID=TL1 - П-волновод, частично заполненный диэлектриком, XFMR ID=XF1 - идеальный трансформатор с соотношением витков 1: n, TLIN ID=TL2, TLIN ID=TL3 - пленарные линии передачи, IND ID=L1, IND ID=L2 - сосредоточенные индуктивности, PIN ID=D1, PIN ID=D1 - p-i-n-диоды.

Индуктивности Lj и L2 в схеме ифают роль настроечных элементов, и в реальной конструкции это может быть индуктивность вывода p-i-n-диода или, если длины вывода недостаточно, вводится дополнительная индуктивность как элемент топологии. Так как фазовращатели обычно работают в линейном режиме, для p-i-n-диода выбрана линейная модель, представленная на рис. 2, б.

Представленная эквивалентная схема позволяет составить качественное представление о влиянии различных элементов конструкции фазовращателя на его характеристики.

Конструктивно волноводный фазовращатель проходного типа представляет собой отрезок П-волновода, внутри которого установлен ряд реактивных элементов (РЭ) с рм-п-диодами. Три варианта конструкции РЭ проходного типа с пленарной петлей связи показаны на рис. 3.

А=А

ШШШ2

У////////////Ш///ШМ ^////////Л

777777777^

ь-к.

\

2'Л

У///7//////,

'¿Л

Д-А_

У//////////Л

I

Ь///7//////Л

Рис. 3. РЭ проходного типа с симметричной (а), несимметричной (б) и двойной симметричной (в) пленарными петлями связи

При несимметричной конструкции (рис.3, б) один конец петли нагружен р-1-п-диодом, а другой остается разомкнутым. Электрическая длина ненагруженного конца петли связи (считая по средней линии петли) примерно равна 90°. Несмотря на то, что конструкция реактивного элемента является несимметричной, излучение СВЧ мощности через управляющий электрод будет минимальным, так как он присоединен к точке с нулевым напряжением.

Существенным преимуществом несимметричной петли связи является то, что она позволяет использовать только один р-ьп-диод, что дает снижение тока управления и повышение надежности. Указанный фактор является немаловажным в многопозиционных фазовращателях с большим

количеством РЭ. Там, где нужен больший уровень допустимой СВЧ мощности, используется обычная симметричная петля связи с двумя p-i-n-диодами (рис.3, а).

Базовым элементом проходного фазовращателя является элементарная фазосдвигающая ячейка. Такая ячейка фазовращателя представляет собой две реактивности, разделенные отрезком линии передачи. Каждая реактивность может принимать два значения в зависимости от полярности напряжения, приложенного к p-i-n-диодам.

Обычно элементарные фазосдвигающие ячейки используются для получения фазовых сдвигов до 45°. Для получения больших значений фазового сдвига, например, 90° или 180°, необходимы большие реактивности, при этом полоса частот резко сужается из-за увеличения коэффициента отражения и снижения точности установки фазы. Поэтому для получения больших фазовых сдвигов используют метод каскадного соединения нескольких элементарных ячеек.

Для удвоения реактивной проводимости применяются симметричные двойные планарные петли связи. Конструкция реактивного элемента с симметричной двойной планарной петлей связи представлена на рис.3, в.

Двойная планарная петля связи представляет собой две одинаковые петли связи, выполненные на противоположных сторонах диэлектрической подложки. Петли связи соединены на концах при помощи металлических перемычек. РЭ с двойной петлей связи обеспечивает фазовый сдвиг примерно вдвое больший, чем реактивный элемент с одной петлей. Указанный эффект объясняется тем, что двойная петля связи имеет две поверхности, пронизываемые магнитным потоком, и потокосцепление у такой петли должно быть два раза больше, чем у одиночной петли связи.

Эквивалентные схемы РЭ с несимметричной, симметричной односторонней и двухсторонней пленарными петлями связи представлены на рис. 4.

На рис. 4 волновые сопротивления входного и выходного портов Р=1, Р=2, а также отрезков линии передачи TL1 и TL2 равны волновому сопротивлению П-волновода. Также как и в эквивалентной схеме отражательного фазовращателя, имеются следующие элементы: трансформаторы XF1 и XF2, отрезки планарной линии передачи TL3 - TL6, сосредоточенные индуктивности LI, L4 и p-i-n-диоды Dl, D2. Кроме указанных элементов, в схеме с несимметричной петлей связи имеется разомкнутый отрезок планарной линии передачи TL3, который является эквивалентом ненагружен-ного плеча планарной петли связи. Длина отрезка TL3 приближается к четверти длины волны, а его волновое сопротивление в общем случае может отличаться от волнового сопротивления отрезка TL4.

ни >-»<1

ПЛР-—Kh^L

в

Рис.4. Эквивалентные схемы РЭ с несимметричной (а), симметричной односторонней (б) и двухсторонней (в) планарными петлями связи

Фазовращатели, обеспечивающие малые фазовые сдвиги: 5,6°, 11,25°, 22,5° и 45°, строят по схеме элементарной фазосдвигающей ячейки. Фазовращатели с фазовыми сдвигами 90° и 180° образуют каскадным соединением 45°-х элементарных ячеек и представляют собой фазовращатели типа нагруженной линии.

Элементарная ячейка фазовращателя проходного типа состоит из отрезка линии передачи с волновым сопротивлением Z<) и электрической длиной 8, на концах которого включены две переменные полные проводимости Y. Каждая из переменных полных проводимостей состоит из цепи, содержащей p-i-n диод. В соответствии с тем или иным смещением диодов переменная проводимость принимает два значения Y| и Yi, обусловливающие дифференциальный сдвиг фазы передаваемой волны.

В фазовращателях типа нагруженной линии имеются два вида проводимостей: У и 2Y. Они реализуются соответственно двумя видами РЭ: с односторонней (рис.4, б) и с двухсторонней симметричной петлей связи (рис.4, в).

Параметры элементов эквивалентных схем фазовращателей на П-волноводе могут быть определены аналогично параметрам схем на прямоугольном волноводе.

Более точные результаты могут быть получены в результате электродинамического моделирования фазовращателей. В связи с большой трудоемкостью и обилием конструктивных параметров электродинамического моделирования целесообразно, чтобы ему предшествовало схемотехническое рассмотрение на основе эквивалентных схем, которое позволяет определить основные параметры и обладает большей физической наглядностью в плане влияния различных элементов на характеристики фазовращателей.

Расчет волноводной структуры был произведен в программе Ansoft HFSS (рис.5). На входе и выходе волновода стоят волноводные порты (Wave'Port). На конце каждой петли связи располагается поверхность с заданными параметрами индуктивности или емкости (Lumped RLC). Такая поверхность будет отражать основные характеристики p-i-n-диода 2А517А в зависимости от того, в каком состоянии находится диод. Соответственно, когда p-i-n-диод закрыт у него преобладает емкость (С = 0,15 пФ), когда открыт - индуктивность выводов (L = 1,9 нГн). Для петель задана поверхность с конечной проводимостью (Finite Conductivity).

Рис.5. Структурная модель элементарной ячейки проходного фазовращателя

в программе HFSS

Каждая элементарная ячейка может быть либо включена, либо выключена. Управление состоянием ячейки осуществляется p-i-n-диодами. Диоды в одной ячейке одновременно либо закрыты, либо открыты.

Планарная петля связи представляет собой несимметричную конструкцию, у которой один конец нагружен p-i-n-диодом, а другой остается разомкнутым. Для определения фазового сдвига необходимо знать фазы коэффициентов передачи S|2 = S:i в двух состояниях элементарной ячейки. Тогда фаза прошедшей волны определяется как разность фаз S:2 выключенного и включенных состояний.

Проведенное моделирование ячейки, с двухсторонней и односторонней петлей связи, показало, что добавление второй петли связи на обратную сторону пластины вызывает увеличение фазового сдвига (рис 6, а и 6,6). Расчет проведен при индуктивности выводов p-i-n-диодов, соответственно при 1,9 нГн и 25,9 нГн.

Ч у.] У.: ',.1 У.5 Ч.и V." ^ Ч:> К!

Частота, ГГц

В

Рис.6. ФЧХ элементарной ячейки фазовращателя: односторонняя (а), двусторонняя петля (б); и проходного фазовращателя на 16 положений фазы (в)

Был проведен расчет многодискретного фазовращателя на 16 положений фаз. Конструкция состоит из ряда последовательно включенных элементарных ячеек. На стыке двух ячеек, из теории четырехполюсников известно, что реактивность имеет удвоенное значение. Поэтому на стыке диэлектрическая пластина должна иметь двухстороннюю несимметричную петлю связи. ФЧХ такого фазовращателя представлена на рис. 6, в.

По вышеизложенной методике было проведено моделирование отражательного фазовращателя, результаты которого приведены на рис.7.

Частота. ГГц

9 9.1 9,: 9.5 9.-1 9.5 9.6 9,7 9.Б 9.9 10 10,1 10,2 10.3 10,4 10.5

О

I-

Г-15 1 -60

* -90 К-105 1-120 ¿•135 •150 -165 -160 ■195 -210

[ТнГн] " ! " ' 1 " I .

Рис.7. ФЧХ отражательного фазовращателя для трех значений индуктивности выводов рч-п-диода при емкости закрытого рч-п-диода 0,7 пФ

П-образный волновод имеет внешние размеры сечения 15x15 мм. Диэлектрическая пластина с нанесенной петлей связи расположена в центре волновода.

Как видно из рис. 7, ровный участок ФЧХ, наблюдается при уменьшении индуктивности выводов рм-п-диодов, смещаясь в область высоких частот рабочего диапазона. Также фазовый сдвиг уменьшается при уменьшении индуктивности и составляет, соответственно - 60°, -70° -90°.

В третьей главе проводится анализ электромагнитных волн в прямоугольном волноводе с продольными диэлектрическими пластинами, как основного элемента отражательного фазовращателя на прямоугольном волноводе.

Базовым компонентом антенны с электрическим управлением диаграммой направленности является управляемый фазовращатель. В ФАР с пассивной антенной решеткой получили применение фазовращатели отражательного типа, выполненные на отрезке прямоугольного волновода с пленарными петлями связи и р-1-п-диодами (рис.8), которые образуют отражательную поверхность антенны.

фланец

Рис. 8. Отражательный волноводный фазовращатель с р-ьп-диодами

Одним из важных элементов такого фазовращателя является прямоугольный волновод с диэлектрическими пластинами, на которых располагаются петли. Нахождение электрических параметров такого волновода является одной из основных задач при проектирование фазовращателя. В настоящее время известны результаты, полученные для случая одной пластины, однако реальные фазовращатели, в зависимости от конструкции, содержат две или три диэлектрические пластины.

Рассмотрим бесконечный волновод сечением ахЬ. При этом будем считать, что распространение волн в рассматриваемом волноводе происходит вдоль продольной оси г. Общая схема расположения диэлектрических пластин показана на рис.9. Волновод оказывается разделенным на 7 областей, из которых области II, IV и VI заполнены диэлектриком. Волновод с двумя или одной диэлектрическими пластинами можно рассматривать как-частный случай общего представления.

Для электродинамического анализа волновода с частичным диэлектрическим заполнением применим метод дисперсионного уравнения. Приравнивая тангенциальные составляющие электрического и магнитного полей на границах раздела сред и исключая из полученных уравнений постоянные коэффициенты, получим дисперсионное уравнение для случая волн, не имеющих вариаций поля по координате у, в связи с тем, что Ь « а:

Рис. 9. Прямоугольный волновод с диэлектрическими пластинами

4-4=о,

4 к

где д; и а'6 выражаются последовательно через

К, = + ]+-у'ПА};

К = А^8УГС12 А'^гЛ'ег^, ;

< = А^+у'хгЛ'хУо^У

Ус Те

аналогично д" и а" выражаются последовательно через а;, а'ш

4 = -^ + ^'о^ + ^П^з - Го'/з^ :

ус =^еск2 -к2 ~ поперечное волновое число в области, занятой диэлектрической пластиной; уа = -К~ - поперечное волновое число в области, свободной от диэлектрика; eLo и ес, относительные значения диэлектрической проницаемостей свободного пространства и области заполненного диэлектриком; к - постоянная распространения в свободном пространстве; К - постоянная распространения в частично заполненном волноводе.

Решая полученное трансцендентное уравнение в системе MathCad в полосе частот, получим постоянную распространения К. Основную сложность при численном решении представляет выбор начального приближения. Для отделения действительных корней приходилось определять интервал смены знака левой части дисперсионного уравнения.

Основным типом волны в прямоугольном волноводе при а>Ь является волна Н|0, для которой Х.кр= 2а, а ближайшими высшими типами - волны Н2(), Ноь Нм. Для выбранного волновода с размерами 90x10 мм для волны низшего типа Нш критическая частота составит 1,65 ГГц, а для ближайшего высшего типа Hjd- 3,3 ГГц.

Для случая одной пластины, расположенной в центре волновода получим зависимость постоянной распространения от частоты, изображенную на рис. 10,а. Как видно из рис. 10, а, второй корень уравнения появляется на частоте f = 3,3 ГГц, т.е. с этой частоты начинается распространяться высший тип волн, а именно волна Н2о с критической длинной а = 90 мм.

Для случая двух пластин решение дисперсионного уравнения при расположении одной пластины в центре волновода (d2 = 44,5 мм), а второй на расстоянии di = 14,5 мм от узкой стенки показано на рис.10, б, на расстоянии d> = 29,5 мм - на рис. 10, в. При отдалении левой пластины от центральной предельная частота одноволнового режима уменьшается, т.е. раньше появляется высший тип колебания.

В случае, когда две пластины расположены соответственно на расстоянии d| = 14,5 мм и di= 29,5 мм от узкой стенки волновода - рис. 10, г.

Для случая трех пластин, когда координаты пластин соответственно равны d| = 14,5 мм, d2 = 29,5 мм, d3 = 44,5 мм имеем рис. 10, д.

Следовательно увеличение количества диэлектрических пластин в волноводе приводит к возбуждению широкого спектра высших типов волн (в частности, рис. 10,д), существенно влияющих на характеристики ФАР. Наличие высших типов волн обуславливает существенные искажения фазового распределения в раскрыве ФАР, а следовательно, ее диаграммы направленности и согласование при сканировании, что нежелательно.

Как установлено в результате проведенного анализа в прямоугольном волноводе с диэлектрическим пластинами начинают эффективно возбуждаться волна Н2(1. что приводит к резкому рассогласованию излучателей и провалу в диаграмме направленности.

2.1 1.6

-К1 - -К2

а

—1| — к: —м и ггц

Д

Рис. 10. Зависимости постоянных распространения волн распространяющихся в диапазоне 2-4 ГГц для случаев, когда пластины расположены: а) сП = 44,5 мм; б) с11 = 14,5 мм, (12 =44,5 мм; в) с!| = 29,5 мм, с)2 = 44,5 мм; г) с1| = 14,5 мм, й2 = 29,5 мм; д) <}| = 14,5 мм, (¡2 = 29,5 мм с1э = 44,5 мм

Предложенная методика анализа и результаты позволяют выбрать размеры волновода и диэлектрических пластин таким образом, чтобы не наблюдалось возбуждения высших типов волн в рабочем диапазоне частот фазовращателя.

Для расчета эквивалентного волнового сопротивления волновода с диэлектрическими пластинами определим поток мощности, переносимой волной Н]0.

р =

ЬпК

120тс-к

[{вт у0х)2¿х + собусх + А2 Б1п усх)2(1х+ |(Л3 собу0х+ Л4 вт уах)2(1х+

о </, О, -и,

+ соеу0лг + Л8 Уодг^^лг-н |(А,соеусдг + А10 Ь1пусх)2<1х +

'*! О. I/,

+ Я2 ^¡п2 у0[а0 -х\с1х ,

где

А, = А'1соъуес11 -соб/оС/,; Л2 = А'гсовусе1, ■ собуас11; А3 =А',со%усОх сся^О,; Л = К соэ усБ[ ■ сое /оО,; А5 = л; сое • сое ; Л, = ^ сое усАг • соз у0<12;

=со$ус02 соэу0О2 Л8 =созусО, со$у0й2 А, =соьус(1г соьу0<1ъ А10 = сов усе1, со Я

'С У V Уе

А,

1 +—1ВГА-'8Го<1,

\ Ус

+ Л

+л

'8Гс1>1'8Го0г +

А

Г с)

1ег01>2-—¡вгЛ

Ус

. I ^С >1 I Ус

_ Л, а^Р, + Д05И1уеР3

УУ"

Волновое сопротивление 2а гДе V - напряжение, вычисляемое

как линейный интеграл от максимальной напряженности электрического поля в волноводе:

о

Для нахождения максимального значения напряженности электрического поля в поперечном сечении волновода Еу продифференцируем по х выражения для Еу и приравняем его нулю.

В результате получим следующие выражения для координаты максимума в каждой области:

I (п

1 ага!^ + Л71

Га-Ус V л21-3 >

; к

где 1 = 2 ...6; п = 0, 1,2, ....

Выбирается то значение хтах, которое лежит в своей области. Далее вычисляя Р, Еу тох и V получим численное значение волнового сопротивления Ъ\.

На рис. 11 представлены распределения напряженности электрического поля Еу для четырех частот, рассчитанные по выше изложенной методике, в случае трех пластин.

ЕГВ

• ■ 1 ........, , , ,

........"Ч ...11 1 ✓ 1 • II

-1 ■ 3 ■ 1 • ! / ! \ \ V ' ; ;

; / ::::'■ ■ X ■

/ ' > . 1 1 1 ...... : : N —;---\ ||>| Р» ^ ч

5 К' 1? ?'1 ?? -1 :> -1? 5'.1 > ом со "0 у.-4

-•-мггц .......:.?ггц --:.5ггц -:.тгв

Рис. 11. Распределение напряженности электрического поля в поперечном сечении ахЬ волновода

Видно, что с ростом частоты напряженность электрического поля уменьшается, а ее максимум смещен из центра волновода в область расположения диэлектрических пластин. Также на всех кривых имеются характерные изломы в местах расположения диэлектрических пластин.

Рассчитанная дисперсионная характеристика волновода с диэлектрическими пластинами, при изменении частоты приведены на рис.11 для

ВОЛНЫ Нц|.

Рис. 12. Зависимость фазовой скорости волны Нщ от частоты а) с!| = 14,5 мм, а2 = 29,5 мм, = 44,5 мм; б) [1, = 14,5 мм, сЬ = 44,5 мм; в) с)| = 29,5 мм, <12 = 44,5 мм

Фазовая скорость для случая, когда ё) = 14,5 мм и с12 = 29,5 мм полностью совпадает с кривой на рис. 12, б.

г0.С1м

-в-о -*гп -Щ-г

Рис. 13. Зависимость волнового сопротивления от частоты для случаев, когда пластины расположены: а) <1| = 29,5, мм с12 = 44,5 мм; б) ф = 14,5 мм, с12 = 44,5 мм; в) ф = 14,5 мм, <12 = 29,5 мм; г) а, = 14,5 мм, с12 = 29,5 мм, с1з = 44,5 мм.

Кривые из рис. 13, а, б для случаев, когда одна пластина расположена в центре, имеют одинаковый характер, отличающиеся, только тем, что при расположеной второй пластины ближе к стенке волновода имеет большее значение волнового сопротивления. Для случая без центральной пластины, то есть при расположении двух пластин поочередно на равном растоянии друг от друга и от стенки волновода в левой части (рис.13, в) имеем несколько иной характер дисперсионной характеристики. В начале на низких частотах от 2 до 2.2 ГГц волновые сопротивления полностью совпадают и на частоте, примерно равной 2,7 ГГц происходит пересечение, в силу стремительного возрастания волнового сопротивления на высоких частотах для случая в. Для общего случая трех пластин на протяжении начального участка в 0,2 ГГц идет резкий спад волнового сопротивления, после чего характеристика имеет меньший угол наклона.

Основные результаты н выводы.

1. Предложены конструкции и методики моделирования фазовращателей отражательного и проходного типов на П-волноводах с несколькими типами пленарных петель связи.

2. Проведено электродинамическое моделирование фазовращателя на 16 положений фазы, которое показало, что фазочастотные характеристики имеют относительно слабую дисперсию в полосе частот с дискретом в 22,5°.

3. Систематизированы модели р-1-п-диодов в виде эквивалентных схем, применяемые в программах схемотехнического проектирования.

4. Разработана методика расчета отражательного фазовращателя на прямоугольном волноводе с тремя диэлектрическими пластинами, позволяющая определить постоянную распространения, фазовую скорость волны, волновое сопротивление прямоугольного волновода.

5. Проведен анализ электромагнитных волн в отражательном фазовращателе на прямоугольном волноводе с продольными диэлектрическими пластинами, который показал, что с увеличением числа диэлектрических пластин поле приобретает сложный характер, наблюдается появление высших типов волн, что приводит к ограничению рабочей полосы частот фазовращателя.

6. Установлено влияние геометрических размеров планарной петли связи и положение диэлектрической пластнны на фазочастотную характеристику фазовращателя отражательного типа, которое проявляется в том что чем ближе пластина к узкой стенки волновода и меньше размеры петли, тем меньше фазовый сдвиг.

7. Установлено, что для достижения большей широкополосности фазовращателя петля связи должна быть однородна по всей ширине.

Результаты диссертации опубликованы в следующих работах: В изданиях, рекомендованных ВАК РФ

1. Бондаренко А.Л. Анализ электромагнитных волн в прямоугольном волноводе с продольными диэлектрическими пластинами / А.Л. Бондаренко, Б.К. Сивяков // Вестник Саратовского государственного технического университета. 2011. №1 (54) Вып. 3. С. 52-60.

2. Бондаренко А.Л. Фазовращатели на волноводах сложного сечения с планарными петлями связи и рм-п-диодами / А.Л. Бондаренко // Вестник Саратовского государственного технического университета. 2011. №3 (57) Вып. 1. С.61-70.

В других изданиях

3. Бондаренко А.Л. Алгоритм и программа решения дисперсионного уравнения для прямоугольного волновода с диэлектрической пластиной / А.Л. Бондаренко, Т.Г. Пазухина, И.Б. Яковлева // Техническая электродинамика и электроника: сб. науч. тр. Саратов: СГТУ, 2007. С.63-66.

4. Бондаренко А.Л. Вывод дисперсионного уравнения для волновода с двумя диэлектрическими пластинами / А.Л. Бондаренко, И.Б. Яковлева// Актуальные проблемы электронного приборостроения: Междунар. науч,-техн. конф. Саратов: СГТУ, 2008. С273-278.

5. Бондаренко А.Л. Многопозиционный волноводный фазовращатель отражательного типа с планарными петлями связи и р-1-п диодами /

А.Л. Бондаренко, Б.К. Сивяков // Инновационные технологии в управлении, образовании, промышленности: Междунар. науч.-техн. конф. Астрахань: Астрахан. ун-т, 2009. С. 231-234.

6. Бондаренко А.Л. Волноводный фазовращатель отражательного типа с планарными петлями связи и р-ьп диодами / А.Л. Бондаренко, Б.К. Сивяков // Инновации и актуальные проблемы техники и технологий: Всерос. науч.-практ. конф. Саратов: СГТУ, 2009. С. 266-268.

7. Бондаренко А.Л. Математическое моделирование характеристик волноводного фазовращателя отражательного типа / А.Л. Бондаренко, Б.К. Сивяков, И.Б. Яковлева // Техническая электродинамика и электроника: сб. науч. тр. Саратов: СГТУ, 2010. С. 91-94.

8. Бондаренко А.Л. Модели рм-п-диодов / А.Л. Бондаренко, Б.К. Сивяков // Техническая электродинамика и электроника: сб. науч. тр. Саратов: СГТУ, 2010. С. 82-90.

9. Бондаренко А.Л. Анализ электромагнитных волн в прямоугольном волноводе с тремя диэлектрическими пластинами / А.Л. Бондаренко, Б.К. Сивяков // Математические методы в технике и технологиях: Междунар. науч. конф. Саратов: СГТУ, 2010. С. 169-171.

1-2572 9

/ОЮ

2011248876

Подписано в печать 22.11.11 Формат 60x84 I/16

Бум. офсет. Усл. печ. л. 1,0 Уч.-изд. л. 1,0

Тираж 100 экз. Заказ 307 Бесплатно

Саратовский государственный технический университет им. Гагарина 10.А.

410054, Саратов, Политехническая ул., 77 Отпечатано и Издательстве СГТУ. 410054, Саратов, Политехническая ул., 77 Тел.: 24-95-70; 99-87-39, e-mail: ¡zdat@sstu.ru

2011248876