автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.13, диссертация на тему:Разработка и реализация алгоритма функционирования модема коротковолновой радиосвязи на цифровом процессоре обработки сигналов с фиксированной точкой

На правах рукописи

Шаптала Василий Сергеевич

РАЗРАБОТКА И РЕАЛИЗАЦИЯ АЛГОРИТМА ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ МОДЕМА КОРОТКОВОЛНОВОЙ РАДИОСВЯЗИ НА ЦИФРОВОМ ПРОЦЕССОРЕ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ С ФИКСИРОВАННОЙ ТОЧКОЙ

Специальность 05.12.13 Системы, сети и устройства телекоммуникаций

Автореферат диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Санкт-Петербург 2003

Работа выполнена в Санкт-Петербургском государственном университете телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича.

Научный руководитель: д.т.н., профессор А. А. Ланнэ

Официальные оппоненты:

д.т.н., профессор Р. Р. Биккенин

к.т.н., старший научный сотрудник М. И. Макаров

Ведущее предприятие:

ФГУП НПО «Импульс», Санкт-Петербург

Защита диссертации состоится « /¿¿1Л1. г. в за-

седании диссертационного совета К 219.004.01 /гри Санкт-Петербургском государственном университете телекоммуникаций им. проф. М. А. Бонч-Бруевича по адресу: 191065, Санкт-Петербург, наб. р. Мойки, 61.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке Санкт-Петербургского государственного университета телекоммуникаций им. проф. М. А. Бонч-Бруевича.

Отзыв на автореферат в двух экземплярах, заверенных печатью учреждения, просим направлять по вышеуказанному адресу на имя ученого секретаря диссертационного совета.

Автореферат разослан « ¿Р/М^Л^Л^Ъ г.

Ученый секрета] к.т.н., доцент

йертйционного совета У В. X. Харитонов

Ч

А

1

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы диссертации. В настоящее время значительно возрос интерес производителей средств связи к радиосистемам коротковолнового (КВ) диапазона. Особенно важно данное направление для силовых министерств и ведомств: МО РФ, ФСБ, МЧС и др.

Радиосвязь в КВ диапазоне позволяет предоставить мобильным абонентам цифровые каналы (ЦК) при использовании оборудования с небольшими массогабаритными и энергетическими характеристиками. В отличие от радиорелейных и спутниковых сетей связи, которые служат альтернативным вариантом для обеспечения связи мобильным абонентам, КВ радиосвязь не требует использования ретрансляторов (наземного и космического базирования).

К недостаткам КВ радиосвязи следует отнести низкую пропускную способность (2400 - 4800 бит/с) ЦК, реализуемых современными отечественными и зарубежными модемами КВ радиосвязи (МКВР).

Данная работа направлена на создание высокоскоростного МКВР. В работе обосновывается выбор параллельного (многочастотного) алгоритма передачи сигналов. Также особенностью работы является выбор в качестве платформы для реализации МКВР цифрового процессора обработки сигналов (ЦПОС) с фиксированной точкой (ФТ). Обычно для решения подобных задач используются ЦПОС с плавающей точкой (ПТ), позволяющие получить более высокую точность представления сигнала параллельного МКВР, обладающего большим динамическим диапазоном (Д Д). Выбор ЦПОС с ФТ обусловлен производством отечественной промышленностью только таких типов ЦПОС, разрешенных для использования в силовых министерствах и ведомствах.

Данные аргументы позволяют считать актуальными исследования и разработки в области построения МКВР, реализованных на базе ЦПОС с ФТ, которые по своим характеристикам (помехоустойчивость, скорость передачи информации и т.п.) не уступают характеристикам МКВР, реализованным на базе ЦПОС с ПТ.

Объектом исследования является параллельный МКВР.

Предметом исследования является алгоритм функционирования параллельного МКВР, реализованный на ЦПОС с ФТ.

Целью данной работы является разработка в арифметике с ФТ алгоритма функционирования МКВР.

Научной задачей, решаемой в настоящей работе, является разработка и оптимизация алгоритма функционирования МКВР, реализуемого на ЦПОС с ФТ.

Методы исследования. При решении научной задачи использованы

положения теории цифровой обработки сигналов (ЦОС), теории помехоустойчивого кодирования и теории случайных процессов.

Научная значимость работы:

1. Предложен алгоритм быстрой синхронизации МКВР.

2. Разработан способ реализации треллис-кодирования (ТК) на ЦПОС с ФТ.

3. Предложена методика понижения вычислительной сложности алгоритма функционирования МКВР.

4. Разработана методика повышения вычислительной точности алгоритма функционирования МКВР на ЦПОС с ФТ.

Практическая значимость работы:

1. Разработан алгоритм функционирования МКВР в арифметике с

ФТ.

2. Реализован МКВР на платформе ЦПОС ТМ8320С50.

Апробация результатов работы. Основные научные и практические результаты работы и отдельные ее аспекты докладывались и обсуждались на шести научно-технических конференциях: 4 МНТК Цифровая обработка сигналов и ее применение (Москва, 2002); 4 МНТК Техника и технология связи (Алма-Ата, 2002); 5 МНТК Цифровая обработка сигналов и ее применение (Москва, 2003); 55 НТК студентов, аспирантов и молодых специалистов СПбГУТ им. проф. М. А. Бонч-Бруевича (СПб,

2001); 54 НТК профессорско-преподавательского состава, научных сотрудников и аспирантов СПбГУТ им. проф. М. А. Бонч-Бруевича (СПб,

2002); 58 НТК, посвященной Дню радио и 300-летию Санкт-Петербурга (СПб, 2003).

Реализация результатов. Основные результаты диссертации реализованы в НПО «Импульс» (г. Санкт-Петербург), НПФ «СИАЛ» (г. Санкт-Петербург, акт о реализации от 12 мая 2003 г.).

Научные труды. Основные научные результаты исследований опубликованы в 3 статьях, 7 тезисах докладов, 2 отчетах о научно-исследовательских работах. Общее количество трудов по теме диссертационных исследований -12.

Основные положения, выносимые на защиту:

1. Алгоритм формирования и приема сигналов в параллельном МКВР.

2. Методика понижения вычислительной сложности алгоритма функционирования МКВР.

3. Методика повышения вычислительной точности алгоритма функционирования МКВР.

Структура и объем диссертации. Диссертационная работа состоит

из введения, четырех разделов, заключения, списка использованных источников и приложений. Изложена на 133 страницах машинописного текста, содержит 39 рисунков и 14 таблиц.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обоснована аюгуальность темы, сформулирована цель и основные задачи исследования, показана научная новизна и практическая ценность работы, приведены основные положения, выносимые на защигу.

В первом разделе рассмотрены особенности распространения волн КВ диапазона и подходы к моделированию аналогового КВ радиоканала (на основании международных рекомендаций ГГО-К Р.520-2 и 1Ти-К К1487).

Рассмотрены основные международные стандарты и рекомендации в области цифровой КВ радиосвязи. Приведен обзор характеристик МКВР отечественных и зарубежных производителей.

Выбрана система сигналов для разрабатываемого МКВР. В качестве способа модуляции для МКВР была выбрана относительно фазовая модуляция (ОФМ). Выбор объясняется следующими обстоятельствами. Во-первых, ОФМ обладает высокой помехоустойчивостью к искажениям амплитуды сигнала. А, во-вторых, применение ОФМ упрощает демодулиро-вание сигнала (не требует, в отличие от фазовой модуляции (ФМ), когерентного приема).

При проектировании МКВР на практике выделяются два основных направления. Первое связано с частотным разнесением передаваемой информации - это параллельные модемы. Второе связано с временным разнесением — это последовательные модемы. Выбор в пользу параллельного модема сделан по следующим причинам:

1. Посылка параллельного модема, занимая часть полосы пропускания, имеет большую длительность, что увеличивает помехоустойчивость к быстрым замираниям сигнала.

2. Параллельные модемы менее чувствительны к межсимвольным искажениям, вызванным интерференцией лучей при многолучевом распространении радиоволн.

3. Параллельные модемы менее чувствительны к неравномерности группового времени прохождения (ГВП).

В качестве платформы для МКВР был выбран ТМ5320С50 (ЦПОС с ФТ и с 16-разрядной арифметикой), поскольку аналог этого процессора собираются производить в России, и он будет отвечать условиям военной приемки.

Сформулирована задача на разработку среднескоростного МКВР.

Во втором разделе рассмотрен алгоритм формирования и приема сигнала в параллельном МКВР (рис. 1 и рис. 2 соответственно).

Рис. 1. Структурная схема передатчика МКВР: СКР - скремблер; ПрБС - преобразователь бит в символы; "ПС - кодер ТК; КГр - кодер Грея; ЦАП - цифро-аналоговый преобразователь.

Входной поток бит скремблируется и поступает на вход блока ПрБС. Сформированные символы кодируются КГр или ТК. По закодированным символам определяются начальные фазы (и, при необходимости, амплтуды), по которым модулятор формирует групповой сигнал. Затем цифровой групповой модулированный сигнал преобразуется в аналоговый и поступает на вход КВ радиостанции. Модулятор реализует Ь -кратную ОФМ, где Ь е {1,2,3}, а для достижения скорости 9600 ЬгЬ^ используется относительно амплитудно-фазовая модуляция (ОАФМ-4).

Скорость, биг/с M L

1200 30 ОФМ-1

2400 30 ОФМ-2

3600 45 ОФМ-2

30 ОФМ-3

4800 60 ОФМ-2

40 ОФМ-3

7200 60 ОФМ-3

9600 60 ОАФМ-4

Скорость передачи информации, в нашем случае, определяется 3-мя переменными: длительностью посылки - Ts ; числом подканалов - M ; кратностью модуляции - L. Выбор длительности посылки накладывает ограничения на количество используемых подканалов. Если выбрать Ts =25 мс, из которых 5 мс составляет защитный интервал, то на один подканал потребуется полоса шириной 50 Гц. Исходя из этого, частоты несущих fm желательно выбирать кратными 50 Гц. Поскольку работаем в канале тональной частоты (КТЧ), то имеется возможность организации до 60 подканалов в МКВР. Для получения скоростей кратных 1200 bit/s рекомендуется использовать следующие значения M и L (см. таблицу).

Рис. 2. Структурная схема приемника МКВР: ДСКР - дескремблер;

ПрСБ - преобразователь символов в бжгы; ТДк - декодер ТК;

ДкГр - декодер Грея; КЧС - компенсация частотного смещения;

ФАС - формирование аналитического сигнала;

АЦП - аналого-цифровой преобразователь.

Аналого-цифровой преобразователь переводит аналоговый сигнал в цифровой. Затем формируется аналитический сигнал (АС), который поступает на вход блока компенсации частотного смещения (ЧС). В этом блоке осуществляется перенос спектра исходного цифрового сигнала на частоту смещения. В ОФМ/ОАФМ демодуляторе рассчитываются амплитудный и фазовый спектры сигнала. По принятым разностям фаз и по амплитуде формируются принятые символы, которые поступают в ДкГр или в ТДк. Декодированные символы преобразуются в битовый поток блоком ПрСБ.

Блок статистической обработки решает задачи синхронизации. В МКВР используется синхронизация по информационному сигналу предложенная Хвостуновым Ю. С. Рассматриваются последовательные участки сигнала длительности Т5. Кадру с номером к соответствует матрица

{срщ,(к)\, т = 0,А/-1, р = 0,19 (сртр{к) - фаза, измеренная в т-ом частотном подканале при смещении окна анализа на р -временных интервалов от начала ¿-ого кадра). Величина интервала смещения А7'=1.25 мс, что соответствует 5 комплексным отсчетам.

От матрицы \$тр{к)) перейдем к матрице:

Ы^ЬМ*-1))-

А от матрицы \к<ртр (£)} образуем матрицу:

(!)

где - ближайшая эталонная фаза к {Аф^^)}.

Для решения задач блока статистической обработки используются величины, определяемые по формуле (1).

Определим математическое ожидание и дисперсию величины {Д2Фт/,(^)} по соответствующим формулам:

р) = ^XfjA^^),

где АГ - число кадров, на которых производится усреднение.

В качестве целевой функции (ЦлФ) выберем значение дисперсии, усредненное по частотным подканалам (рис. 3):

R{f,p)=^^m,p). (2)

При R(f, р) - min р указывает на те положения окна спектрального анализа, в которых значение разности фаз наиболее близко к разрешенному (свойство 1). Минимальное значение R(f,p) (при фиксированной помехосигнальной ситуации в канале) тем меньше, чем сдвиг несущей частоты ближе к реально существующему в канале (свойство 2). На первом свойстве R(f,p) основана тактовая синхронизация, а на втором -синхронизация по несущей (данные для блока КЧС).

Рис. 3. Типовой график ЦлФ при фиксированном частотном сдвиге

Совместное использование некоторого ансамбля сигналов и помехо-исправляющего кода требует их согласования между собой таким образом, чтобы похожим сообщениям соответствовали похожие сигналы и наоборот. Как правило, степень схожести сообщений устанавливает метрика Хэмминга, а степень схожести сигналов - метрика Евклида. Решение этой задачи приводит к возникновению сигнально-кодовой конструкции (СКК) и существенно зависит от характера искажений, вносимых каналом.

Cook S.C., Gill М.С. и Gils Т.С. [Cook S.C., Gill М.С., Gils T.C. A high-speed parallel-tone modem // HF radio systems and techniques, - 7 July 1994] предложили СКК для каналов с замираниями (каналы с группированием ошибок). Они основываются на использовании сверточного кода и ОФМ (такие коды принято называть - ТК). Рассматриваемый тип канала обусловил выбор специальным образом синтезируемой метрики.

При декодировании по алгоритму Витерби в качестве метрики используется: 8

^ЛО-МО-ъМк!2. (з)

где 5 - номер точки на фазовой плоскости (0,1, ...,3 для ОФМ-2 и 0,1, ...,7дляОФМ-3),

т - номер частотного подканала, 1 - номер посылки,

гт (/) - значение спектра соответствующее частотному подканалу т в 7-й посылке,

. х1 - одна из эталонных точек сигнального созвездия. Для борьбы с группированием ошибок реализована схема переме-шивателя (рис. 4), где N - количество кодеков.

Вход

~ТК0~

р) ТК1 ^

ТДкО

Vi

i»]!

L»|TK N-l I—j -í

Рис. 4. Схема иеремешивателя

Оптимизацию алгоритма работы МКВР проведем в два этапа. На первом этапе в алгоритме функционирования МКВР выделим те блоки, которые требуют для своей реализации большого количества арифметических операций, и произведем оптимизацию этих блоков по вычислительной сложности. На втором этапе выделим те блоки, на реализацию которых существенное значение оказывает арифметика с ФТ, и произведем оптимизацию этих блоков по повышению вычислительной точности.

На первом этапе произведем минимизацию вычислительной сложности двух алгоритмов: алгоритма формирования аналитического сигнала (АФАС) и алгоритма вычисления спектра (ABC). Уменьшение времени, требуемого на выполнение других операции в МКВР, тоже является важной задачей, поскольку и алгоритм формирования группового сигнала в модуляторе, и алгоритм декодирования Витерби также требуют большого количества вычислительных ресурсов. Но оптимизация этих алгоритмов ведется на уровне их реализации на языке ассемблера (правильного использования внутренней памяти ЦПОС, максимально полного использования вспомогательных регистров и т.п.).

На втором этапе произведем оптимизацию по повышению вычислительной точности следующих операций: формирование АС; КЧС; вычисление спектра, поскольку именно эти операции вносят наибольший шум при их реализации в арифметике с ФТ.

В третьем разделе рассмотрено снижение вычислительной сложно-

ста алгоритма функционирования МКВР.

Задача получения сигнала с одной боковой полосой частот (ОБПЧ) является важной задачей обработки сигналов. В нашем случае она применяется для того, чтобы при смещении сигнала по частоте не произошло наложение боковых полос спектра сигнала. Эта задача может решаться различными путями. При реализации алгоритмов обработки сигнала на ЦПОС удобно использовать метод, основанный на преобразовании Гильберта (рис. 5).

*уМ

ф).

-N/1

ФПГ н{х)

Рис. 5. Схема получения аналитического сигнала (АС) N - порядок цифрового фильтра (ЦФ) (число элементов задержки)

Фильтр преобразователя Гильберта (ФПГ) реализован в виде нерекурсивного ЦФ (НЦФ). Как правило, в качестве ЦФ для ФПГ выбирается КИХ-фильтр 3 типа {И -четное, коэффициенты антисимметричные). Если полоса пропускания этого фильтра не меньше, чем полоса сигнала, то этот фильтр, включенный по схеме рис. 5, будет обеспечивать пару преобразованных по Гильберту сигналов у0(п) и у](и).

Рассчитав передаточную функцию (ПФ) фильтра, можно получить высокую степень подавления второй боковой полосы в АС, но порядок получившегося фильтра может оказаться слишком высоким.

Для уменьшения вычислительных затрат можно воспользоваться свойством, основанным на обобщенной лемме Бернштейна. Из леммы следует, что при задании симметричных требований к ФПГ в ходе решения аппроксимационной задачи, половина коэффициентов будет равна нулю, что позволит уменьшить вычислительную сложность АФАС.

В работе доказано, на основании обобщенной леммы Бернштейна, обнуление половины коэффициентов в ПФ ЦФ при синтезе НЦФ 1-го и 3-го типов с симметричными характеристиками. Доказано, что при синтезе НЦФ 2-го и 4-го типов, невозможно обнуление коэффициентов ПФ.

Идея симметрирования состоит в ужесточении требований, благодаря чему аппроксимационная задача становится симметричной. В свою очередь, в симметричных аппроксимационных задачах половина коэффициентов может бьгть обращена в ноль.

Итак, если ПФ ФПГ имеет вид Н(г) = }г{г)г~' и N кратно 4, то при решении аппроксимационной задачи обнуляются четные коэффици-

енты ПФ, а если N не кратно 4, то нечетные и ПФ ФПГ будет иметь вид (4) или (5) соответственно:

^о(г)=1Г=0/2^(2/ += ^ЕИГ^ +1у2', (4) = • (5)

Видно, что ЦФ работает на повышенной частоте дискретизации, поэтому схему на рис. 5 можно преобразовать и тогда ПФ ЦФ, соответственно для (4) и (5), преобразуется:

(7)

Окончательно, схема получения АС (рис. 6) будет иметь вид: а) для (6) и б) для (7).

Т|->[+2}-»| -

<4

12 У

12

Л(и)

12

ФПГ й^г)

а) б)

Риг. 6. Схема получения АС с децимацией на входе

Уо(п)

л(и)

Блок ОФМ/ОАФМ демодулятора работает с АС на частоте дискретизации 4 кГц. Его задачей является вычисление фазового и амплитудного спектра во всех частотных подканалах. По разнице спектров фаз детектируется ОФМ, а амплитудный спектр определяет 4-й бит при использовании ОАФМ-4. Для определения спектра на частотах кратных 50 Гц необходимо вычислять 80-точечное дискретное преобразование Фурье (ДПФ) от комплексной последовательности.

Спектральный анализ занимает одно из важнейших мест в ЦОС. Существует много вариантов быстрого вычисления ДПФ (БПФ - быстрое преобразование Фурье). Алгоритмы Винограда являются самыми быстрыми алгоритмами вычисления спектра, но при большом количестве числа отсчетов их реализация и отладка существенно усложняются. Поэтому выгодно реализовывать вычисление спектра, объединяя результаты БПФ на небольшое количество точек.

Это, с одной стороны, позволит добиться высокого быстродействия, а с другой стороны, значительно уменьшит время, отводимое на отладку программы.

Комплексную последовательность х(п\п- 0,1,...,79 разобьем на две последовательности а(п) и ¿(и) длиной 40 каждая по правилу:

а(п) = х(2и),

¿(и) = х(2п + \),п = ОД..., 39. Вьшолним 2 комплексных БПФ над я(я) и ¿(я):

М»)}.

Над одноименными выходами вьшолним операцию бабочка:

(9)

Х{к)=А{к)+В{к)йГ%

80'

(10)

Х(40+k)=Á(k)-B(kyv¿0, w^=e~j2n"m, к = ОД...,39.

Последовательность Х(к) это спектр последовательности х(п).

Вычисление FFT40 проведем с использованием алгоритмов Винограда на 5 и на 8 точек. Сначала, над перегруппированной входной последовательностью, выполняется 8 FFTS, а затем над одноименными выходами FFT5 выполняется 5 FFTS и, после обратной перегруппировки, получаем спектр входной последовательности. tMIPS

40.............................TMS320C50-

30 20 101200 2400 3600 4800 7200 9600 1200 2400 2400 2400

ТК1/2 ТК1/2 ТК2/3 ТК1/2 V42

Рис. 7. Вычислительные затраты алгоритма МКВР в разных режимах работы (a, b - до и после оптимизации АФАС и ABC MIPS - миллион инструкций в секунду)

На рис. 7 показана вычислительная сложность алгоритма функционирования МКВР.

В четвертом разделе приведен обзор основных характеристик отечественных и зарубежных ЦПОС. Сделана оценка основных реализационных и эксплуатационных характеристик МКВР.

Произведена оценка алгоритмических шумов, вызванных реализацией алгоритма работы МКВР на ЦПОС с ФТ. Теоретический учет шумов, вызванных реализацией алгоритма на ЦПОС с ФТ, является сложной задачей, которая гораздо быстрее и проще решается практически - моде-

лированием.

Для анализа шумов написана на языке «С» модель функционирования МКВР в арифметике с ПТ (32-разрядная). Рабочая программа МКВР была написана на ассемблере ЦПОС ТМ8320С50 (сигнальный процессор с ФТ и с 16-разрядной арифметикой). Обе программы подготовлены таким образом, что оцениваются только шумы, вызванные погрешностями результатов промежуточных и конечных вычислений.

Шумы цифровой цепи (рис. 8) определяются программной реализацией блоков. При моделировании одни и те же сигналы обрабатывались обеими программными реализациями МКВР и в точках А, В, С производилось оценивание шума. Расчет отношения сигнал/алгоритмический шум производился по формуле:

Ч^Ю^'/рД (11)

где Рт1 - энергия сигнала , я"* - сигнал в модели с ФТ, Регг - энергия сигнала 5еп. = я"1 - , сигнал в МОдели с ПТ.

Уровень тестовых сигналов выбирался разным, потому что в КВ радиоканале присутствуют замирания сигнала, которые приводят к изменению уровня сигнала в больших пределах. Если сигнал на входе модема после АЦП занимает не всю разрядную сетку, а только часть, то это тоже приведет к увеличению \|/.

Рис. 8. Точки оценивания шума в приемной части МКВР (точка О - точка ввода тестового сигнала)

Моделировались три способа программной реализации МКВР:

1. Блок формирования аналитического сигнала построен на нерекурсивном ЦФ. Значения экспоненты, необходимые для работы блока КЧС, считаются при помощи рекурсии. При операциях умножения и деления используется усечение.

2. В способе 1 рекуррентная процедура вычисления значений экспоненты заменена табличным способом.

3. В способах 1 и 2 используется округление вместо усечения при операциях умножения и деления.

По результатам анализа построены трафики (рис. 9).

90 70 50 30 10

1|/,с1В Точка А

90 70 50 30 10

\jz.dB Точка В

90 70 50 30 10

1фг,<1В Точка С

7 10 13 16

7 10 13 16

7 10 13 16

Рис. 9. Зависимость отношения сигнал/алгоритмический шум от способа программной реализации и уровня входного сигнала (1,2,3 - номера способов реализации, д - число разрядов, занимаемых сигналом)

Г»с£пд гж(е = 22

Б*)!!, 11В

Рис. 10. Помехоустойчивость МКВР в канале со средними замираниями (ФТ - сплошная линия; ПТ - штриховая линия)

10 вк-ВЕЙ^'

|=*<1!П5гЛе = 90

= 2-Й»-

—4—ТЛМОО

Рис. 11. Помехоустойчивость МКВР в канале с сильными замираниями (ФТ - сплошная линия; ПТ - штриховая линия)

Оценка эффективности разработанного МКВР проводилась на модели КВ канала в соответствии с рекомендацией ГШ-К. Р.520-2 «Использо-

вание имитатора КВ радиоканала». Реализации МКВР испытывались в течение времени, затрачиваемого на передачу 10б бит. Сравнивались две программные реализации МКВР (рис. 10, 11): на ЦПОС с ПТ и 3-й способ программной реализации МКВР на ЦПОС с ФТ. В МКВР на ЦПОС с ФТ используется 256 кодеков, а в МКВР на ЦПОС с ПТ - 128 (см. рис. 4).

В заключении приведены основные результаты, полученные в диссертационной работе.

1: Реализован алгоритм синхронизации МКВР по информационному сигналу.

2. Разработана реализация ТК с глубиной кодирования 1/2 и 2/3.

3. На базе ФПГ с симметричными характеристиками разработана схема формирования АС с децимацией сигнала на входе. Экономия вычислительных ресурсов, при использовании этой схемы, составляет N¡4 - единичных элементов линии задержки; N/2 - умножителей и сумматоров (N -порядокФПГ).

4. Синтезирован алгоритм БПФ на 80 комплексных точек. Этот алгоритм позволил уменьшить в 1,5 раза число операций сложения и умножения по сравнению с БПФ на 80 точек с прореживанием по времени.

5. Понижение вычислительной сложности алгоритма функционирования МКВР позволило на ЦПОС TMS320C50: реализовать скорость передачи 2400 bit/s с ТК и организовать работу протокола V42 совместно с ТК; реализовать параллельную синхронизацию по информационному сигналу (одновременный перебор 10 частотных смещений позволил уложиться в требования по скорости синхронизации в основных режимах работы).

6. Проведен сравнительный анализ двух программных реализаций МКВР: в арифметике с ПТ (32 разряда, модель на языке «С») и в арифметике с ФТ (16 разрядов, программная реализация алгоритма работы МКВР на ассемблере ЦПОС TMS320C50). Оптимизация программной реализации МКВР позволила уменьшить уровень алгоритмических шумов на 16 дБ.

7. Реализован МКВР на ЦПОС TMS320C50. Разработанный МКВР был сравнен с МКВР на ЦПОС с ПТ, реализованным в Центре ЦОС. МКВР на ЦПОС с ФТ в ряде режимов превосходит, а в ряде режимов незначительно уступает МКВР на ЦПОС с ПТ.

15129 -t

СПИСОК ОПУБЛИКОВАННЫХ РАБОТ -°°

ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ 15о 2.9

1. Шаптала B.C. Сравнительный анализ способов формировав*»! огибающей в параллельном модеме KB радиоканала //55 НТК студентов, аспирантов и молодых специалистов: тез. докл. / СПбГУТ, СПб, 2001.

2. Шаптала B.C. Оценка возможностей уменьшения пик-факгора сигнала на выходе параллельного модема // 54 НТК профессорско-преподавательского состава, научных сотрудников и аспирантов: тез. докл. / СПбГУТ, СПб, 2002.

3. Шаптала B.C., Елизаров В.В., Кондруцкий A.B., Путилин А.Н. Реализация KB модема на ЦПОС TMS320C50 // 4 МНТК Цифровая обработка сигналов и ее применение: тез. докл. М., 2002.

4. Шаптала B.C., Ланнэ A.A. Синтез преобразователей Гильберта // 4 МНТК Техника и технология связи: тез. докл. Алма-Ата, 2002.

5. Шаптала B.C., Ланнэ A.A. Синтез преобразователей Гильберта // Цифровая обработка сигналов. 2002. № 2.

6. Шаптала B.C., Ланнэ A.A. Нерекурсивные цифровые фильтры с симметричными характеристиками // 5 МНТК Цифровая обработка сигналов и ее применение: тез. докл. М., 2003.

7. Шаптала B.C. Сравнительный анализ реализаций KB модема на сигнальных процессорах с фиксированной и плавающей точкой // Цифровая обработка сигналов. 2003. № 2.

8. Шаптала B.C., Ланнэ A.A. Нерекурсивные цифровые фильтры с симметричными характеристиками // Радиотехника. 2003. № 4.

9. Шаптала B.C. Реализация 80-точечного быстрого преобразования Фурье на процессоре TMS320C50 // 58 НТК, посвященной Дню радио и 300-летию Санкт-Петербурга: тез. докл. СПб, 2003.

10. Шаптала B.C., Семенов Д.А., Юдаков Д.А. Разработка лабораторных работ на цифровом процессоре обработки сигналов TMS320C54xx // 58 НТК, посвященной Дню радио и 300-летию Санкт-Петербурга: тез. докл. СПб, 2003.

Подписано к печати Л

Объем 1 печ. л. Тираж 100 экз. Зак. У о

Тип. СПбГУТ, 191186 СПб, наб. р. Мойки, 61

Содержание.

Перечень условных обозначений.

Введение.

1. Обзор реализаций МКВР.

1.1. Канал KB радиосвязи.

1.1.1. Особенности распространения радиоволн в KB диапазоне.

1.1.2. Методы моделирования канала KB радиосвязи. Модель Ваттерсона

1.1.3. Международные рекомендации, регламентирующие методы моделирования канала KB радиосвязи.

1.2. Основные зарубежные стандарты и рекомендации в области цифровой KB радиосвязи.

1.2.1. Федеральные стандарты США.

1.2.2. Стандарты Министерства обороны США.

1.2.3. Рекомендации ITU-R.

1.3. Характеристики МКВР.

1.3.1. Обзор зарубежных модемов.

1.3.2. Обзор отечественных модемов.

1.4. Постановка задачи исследования.

1.4.1. Обоснование выбора системы сигналов МКВР.

1.4.2. Требования, предъявляемые к МКВР.

1.4.3. Обоснование выбора ЦПОС для реализации МКВР.

1.4.4. Сложности реализации МКВР и пути их решения.

1.4.5. Формулировка задачи на разработку МКВР.

Выводы по первой главе.

2. Алгоритм формирования и приема сигналов в параллельном МКВР.

2.1. Обобщенный алгоритм функционирования передатчика МКВР.

2.2. Обобщенный алгоритм функционирования приемника МКВР.

2.2.1. Формирование АС и компенсация ЧС.

2.2.2. Спектральный анализ.

2.2.3. Статистическая обработка.

2.3. Обобщенный алгоритм помехоустойчивого кодирования.

2.4. Скремблирование информации в МКВР.

2.5. Оценка эффективности функционирования МКВР. Эксплуатационная и реализационная эффективность.

2.6. Постановка задачи оптимизации алгоритма функционирования МКВР на ЦПОС с ФТ.

2.6.1. Декомпозиция задачи оптимизации алгоритма реализации МКВР

2.6.2. Постановка задачи понижения вычислительной сложности алгоритма функционирования МКВР.

2.6.3. Постановка задачи повышения вычислительной точности алгоритма функционирования МКВР.

Выводы по второй главе.

3. Понижение вычислительной сложности алгоритма функционирования МКВР Ш на ЦПОС с ФТ.

3.1. Классификация задач оптимизации АФАС и ABC.

3.2. Задача оптимизации АФАС.

3.2.1. Требования к ФПГ.

3.2.2. Расчет ФПГ с симметричными характеристиками.

3.2.3. Децимация сигнала в АФАС.

3.2.4. Анализ вычислительной сложности АФАС.

3.2.5. Реализация блока компенсации частотного смещения в МКВР.

3.3. Задача оптимизации ABC.

3.3.1. Алгоритм работы блока спектрального анализа.

3.3.2. Алгоритм вычисления 80-точечного БПФ.

3.3.3. Скользящий Фурье анализ.

3.3.4. Масштабирование сигнала при расчете спектра.

3.3.5. Сравнительный анализ вычислительной сложности ABC различными путями.

3.4. Оценка вычислительной сложности алгоритма функционирования МКВР

Выводы по третьей главе.

4. Предложения по практической реализации алгоритма МКВР на ЦПОС.

4.1. Обзор ЦПОС отечественных и зарубежных производителей.

4.1.1. Texas Instruments.

4.1.2. Analog Devices Inc (ADI).

4.1.3. Motorola.

4.1.4. Отечественные производители.

4.2. Повышение вычислительной точности алгоритма функционирования МКВР.

4.3. Оценка реализационных и эксплуатационных характеристик предлагаемого МКВР.

4.3.1. Модель KB канала.

4.3.2. Оценка эффективности предлагаемого МКВР.

4.3.3. Оценка затрат на производство МКВР.

Выводы по четвертой главе.

За долгое время существования коротковолновой (KB) радиосвязи неоднократно высказывалось мнение, что другие виды связи превзойдут и даже вытеснят ее. Действительно, развитие волоконно-оптических систем передачи (ВОСП), позволяющих передавать огромные объемы информации при больших длинах регенерационных участков (сети SDH), делает эффективным применение этой технологии на магистральных линиях связи. Совершенствование радиорелейных линий (PPJI) связи и их сопряжение с сетями SDH позволяют увеличить надежность магистральных сетей. Проблема связи с малонаселенными территориями в труднопроходимой местности решается с помощью спутниковых систем связи. По этой причине удельный вес KB радиосвязи, в общем объеме передаваемой информации, становится незначительным.

Однако вопрос о ликвидации KB радиосвязи не ставится. В настоящее время значительно возрос интерес производителей средств связи к радиосистемам KB диапазона. Особенно важно данное направление для силовых министерств и ведомств: МО РФ, ФСБ, МЧС и др.

Радиосвязь в KB диапазоне позволяет предоставить мобильным абонентам цифровые каналы при использовании оборудования с небольшими массогабаритными и энергетическими характеристиками. В отличие от PPJT и спутниковых сетей связи, которые служат альтернативным вариантом для обеспечения связи мобильным абонентам, KB радиосвязь не требует использования ретрансляторов (наземного и космического базирования).

Экономичность KB радиосвязи, по сравнению с PPJ1 и спутниковой радиосвязью, объясняется тем, что PPJI и спутниковая связь экономичны только при одновременной организации нескольких сотен или тысяч телефонных каналов. В этом случае оказывается сравнительно небольшой стоимость одного телефонного канала, определенная как результат деления общих капитальных и эксплуатационных расходов, затраченных на систему связи, на число каналов. Поэтому в тех случаях, когда большого количества каналов не требуется, эффективно использовать KB радиосвязь. Это, в первую очередь, организация связи с труднодоступными регионами (например, горные и лесные массивы, тайга, Арктика); с геологическими партиями, с экспедициями при чрезвычайных ситуациях; в военных и силовых структурах и т.п.

К недостаткам KB радиосвязи следует отнести низкую пропускную способность (2400 - 4800 бит/с) цифровых каналов, реализуемых современными отечественными и зарубежными модемами KB радиосвязи (МКВР).

Увеличение объема передаваемых данных, ужесточение требований к достоверности передаваемой информации, уменьшение свободного частотного ресурса заставляет использовать каналы, ранее считавшиеся непригодными для своевременной и помехоустойчивой передачи данных. Использование модемов работающих в KB радиоканале представляет собой один из способов решения этой проблемы.

Сложный характер распространения радиоволн в KB канале вызывает необходимость использования сложных алгоритмов обработки сигнала в МКВР. Особый интерес представляет разработка сигнально-кодовых конструкций (СКК) согласующих работу кодера с модулятором и декодера с демодулятором. Применение эффективной СКК может существенно поднять помехоустойчивость модема.

Наше время характеризуется стремительным проникновением цифровой обработки сигналов (ЦОС) в области передачи, приема и обработки информации. Аппаратура передачи данных, телевидение, измерительная техника, радиовещание, высококачественное воспроизведение аудио и видео информации — это далеко не полный перечень, где применение ЦОС обеспечивает принципиально новое качество.

Развитие ЦОС неразрывно связано с совершенствованием элементной базы, позволяющей выполнять алгоритмы, требующие большой вычислительной мощности, например: фильтрация, вычисление дискретного преобразования Фурье (ДПФ) и т.п. Вышеперечисленные алгоритмы могут быть эффективно реализованы на цифровых процессорах обработки сигналов (ЦПОС), называемых также сигнальными процессорами. Доминирующее положение ЦПОС в задачах ЦОС объясняется тем, что в них удалось совместить собственно ЦОС (обеспечивая высокую производительность и многофункциональность) с возможностью организовать разнообразный и удобный интерфейс для управления устройствами.

Данная работа направлена на создание высокоскоростного МКВР. В работе обосновывается выбор параллельного (многочастотного) алгоритма передачи сигналов. Также особенностью работы является выбор в качестве платформы для реализации МКВР ЦПОС с фиксированной точкой (ФТ). Обычно для решения подобных задач используются ЦПОС с плавающей точкой (ПТ), позволяющие получить более высокую точность представления сигнала параллельного МКВР, обладающего большим динамическим диапазоном (ДД).

Выбор ЦПОС с ФТ обусловлен производством отечественной промышленностью только таких типов ЦПОС, разрешенных для использования в силовых министерствах и ведомствах, а обработка сигнала с большим ДД в арифметике с ФТ представляет собой сложную задачу. Это вызвано следующим обстоятельством. При реализации алгоритма на ЦПОС возникают алгоритмические шумы: шум округления, шум усечения, шум переполнения и т.д. Уровень этих шумов определяется разрядностью процессора. При уменьшении амплитуды обрабатываемого сигнала отношение (сигнал)/(алгоритмический шум), в арифметике с ФТ, будет уменьшаться, что приведет к снижению помехоустойчивости модема.

Таким образом, тема и научная задача диссертационной работы, состоящая в разработке и оптимизации алгоритма функционирования МКВР, реализуемого на ЦПОС с ФТ представляется актуальной.

Практическая значимость работы:

1. Разработан алгоритм функционирования МКВР в арифметике с ФТ.

2. Реализован МКВР на платформе ЦПОС TMS320C50.

Научная значимость работы:

1. Предложен алгоритм быстрой синхронизации МКВР.

2. Разработан способ реализации треллис-кодирования (ТК) на ЦПОС с

ФТ.

3. Предложена методика понижения вычислительной сложности алгоритма функционирования МКВР.

4. Разработана методика повышения вычислительной точности алгоритма функционирования МКВР на ЦПОС с ФТ.

Основными положениями, выносимыми на защиту, являются:

1. Алгоритм формирования и приема сигналов в параллельном МКВР.

2. Методика понижения вычислительной сложности алгоритма функционирования МКВР.

3. Методика повышения вычислительной точности алгоритма функционирования МКВР.

Диссертационная работа включает введение, четыре раздела, заключение и приложения.

Выводы по четвертой главе

1. Произведен обзор ЦПОС зарубежных и отечественных производителей. По его итогам видно, что подавляющее большинство сигнальных процессоров производится западными фирмами. Отечественные предприятия воспроизводят аналоги зарубежных ЦПОС, обладающие невысоким быстродействием.

2. Проведен сравнительный анализ двух программных реализаций алгоритма МКВР:

- в арифметике с ПТ (модель на языке «С»);

- в арифметике с ФТ (программа МКВР на языке ассемблера ЦПОС TMS320C50).

Моделированием получена зависимость собственного алгоритмического шума МКВР от уровня входного сигнала и способа программной реализации. Отказ от рекуррентного вычисления экспоненты для компенсации частотного смещения и применение округления при операциях умножения и сложения позволило существенно увеличить отношение сигнал/алгоритмический шум, а, следовательно, и помехоустойчивость МКВР.

3. Произведена оценка основных реализационных и эксплуатационных характеристик МКВР. Разработанный МКВР незначительно уступает модему, реализованному на ЦПОС с ПТ, по помехоустойчивости в основных режимах работы.

Заключение

Ниже приведены основные результаты, полученные в диссертационной работе.

1. Проведен анализ рынка KB радиосвязи, который показал, что подавляющее количество модемов представлено зарубежными фирмами, а отечественные МКВР не реализуют потребности в передаче информации по KB радиоканалу с необходимой скоростью и качеством. Это свидетельствует о том, что разработка и реализация алгоритмов МКВР на ЦПОС с ФТ является актуальной задачей.

2. Реализован алгоритм синхронизации МКВР по информационному сигналу.

3. Разработана реализация ТК с глубиной кодирования 1/2 и 2/3.

4. Произведена декомпозиция задачи оптимизации алгоритма МКВР на ЦПОС с ФТ. На первом этапе оптимизируем алгоритм функционирования МКВР по уменьшению вычислительной сложности. На втором этапе по повышению вычислительной точности.

5. Рассмотрены этапы синтеза НЦФ с симметричными характеристиками. Доказано, на основании обобщенной леммы Бернштейна, обнуление половины коэффициентов в ПФ ЦФ при синтезе НЦФ 1-го и 3-го типов с симметричными характеристиками. Доказано, что при синтезе НЦФ 2-го и 4-го типов обнуление коэффициентов ПФ не происходит.

6. На базе ФПГ с симметричными характеристиками разработана схема формирования АС с децимацией сигнала на входе. Экономия вычислительных ресурсов, при использовании этой схемы, составляет N/4 - единичных элементов линии задержки; N/2 - умножителей; N/2 - сумматоров (N -порядок ФПГ).

7. Рассмотрены алгоритмы Винограда на 5 и на 8 точек. На их основе синтезирован алгоритм БПФ на 80 комплексных точек. Этот алгоритм позволил уменьшить в 1,5 раза число операций сложения и умножения по сравнению с БПФ на 80 точек с прореживанием по времени.

8. Понижение вычислительной сложности алгоритма функционирования

МКВР позволило на ЦПОС TMS320C50:

- реализовать скорость передачи 2400 бит/с с ТК на скорость R = 1 / 2 и организовать работу протокола V42 совместно с ТК.

- уложится в требования по времени установления синхронизации (2 с) для большинства режимов работы модема (кроме режимов использующих ОФМ-3).

9. Проведен обзор рынка производителей ЦПОС. На основании обзора можно сделать вывод, что отечественных ЦПОС альтернативных по характеристикам зарубежным, не существует.

10. Проведен сравнительный анализ двух программных реализаций МКВР: в арифметике с ПТ (32 разряда, модель на языке «С») и в арифметике с ФТ (16 разрядов, программная реализация алгоритма работы МКВР на ассемблере ЦПОС TMS320C50). Получена зависимость собственного алгоритмического шума МКВР от способа программной реализации и уровня входного сигнала. Оптимизация программной реализации МКВР позволила уменьшить уровень алгоритмических шумов на 16 дБ.

11. Реализован МКВР на ЦПОС TMS320C50. Его основные технические характеристики приведены в прил. 4. Разработанный МКВР был сравнен с МКВР на ЦПОС с ПТ, реализованным в Центре ЦОС. МКВР на ЦПОС с ФТ в ряде режимов превосходит, а в ряде режимов незначительно уступает МКВР на ЦПОСсПТ.

Таким образом, на основании данного заключения, можно считать: поставленная научная задача - выполнена, цель работы - достигнута.

Далее рассмотрены возможные перспективы развития данного направления исследований, важные для прикладного использования МКВР.

1. Создание эффективных методов автоматического установления соединения. Для чего необходимо разработать эффективные меры по тестированию KB канала. По результатам тестирования канала необходимо определить его основные параметры: отношение сигнал/шум, вид замираний сигнала, дальность и т.д. По определенным параметрам надо определить, какой режим работы выбрать (кратность модуляции, вид помехоустойчивого кодирования и т.д.).

2. Реализация сетевого протокола - АХ.25.

1. Cook S.C., Gill М.С., Gill T.C. A high-speed parallel-tone modem// HF radio systems and techniques, 7 July 1994.

2. FED-STD-1045A, HF Radio Automatic Link Establishment, 1993.

3. FED-STD-1046, HF Radio Automatic Networking, 2000.

4. FED-STD-1047, HF Radio Automatic Store-and-Forward, 2001.

5. FED-STD-1048, HF Radio Automatic Networking to Multiple-media,2001.

6. FED-STD-1052, HF Radio Modems, 1996.

7. Forrer Jolian B. A Low-Cost HF Channel Simulator for Testing and Evaluating HF Digital Systems. KC7WW.

8. ITU-R Recommendation F. 455-2, Improved transmission system for HF radiotelephone circuits, 1992.

9. ITU-R Recommendation F. 520-2, Use of high frequency ionospheric channel simulators, 1992.

10. ITU-R Recommendation F.1487, Testing of hf modems with bandwidths of up to about 12 khz using ionospheric channel simulators (2000),ccir hf ionospheric channel simulator, XIII Plenary Assembly, CCIR, vol. Ill, Report No. 549.

11. McClellan J.H., Parks T.W. A Unified Approach to the Design of Optimum FIR Linear-Phase Digital Filters. IEEE Trans on C.T. 1973, v. ct-20, №6, p.267-701.

12. MIL-STD-188-110B, Interoperability and performance standards for data modems, 2000.

13. MIL-STD-188-14IB, Interoperability and performance standards for medium and high frequency radio sistems, 1999.

14. Proakis John G. Digital communications. McGraw-Hill, New York, 2000.

15. Schlegel C., Costello D.J. Bandwidth efficient coding for fading channels// IEEE J. Select, Areas Commun., vol. 7, no. 9, pp. 1356-1368, 1989.

16. Ungerboeck G. Channel coding with multilevel/phase signals// IEEE Trans. Inf. Theory, vol. IT-12, no. 1, pp. 55-67, 1982.

17. User's Guide, Filter Design Toolbox for Use with Matlab. Version 2, the MATH WORKS, 2000.- 18. Аппаратура передачи дискретной информации МС-5, под ред. А. М. Заездного и Ю. Б. Окунева. М.: Связь, 1970.

18. Ахиезер Н.И. Лекции по теории аппроксимации. М.: Наука, 1965.

19. Блейхут Р. Быстрые алгоритмы цифровой обработки сигналов: Пер. с англ. М.: Мир, 1989.

20. Блейхут Р. Теория и практика кодов контролирующих ошибки: Пер. с англ. М.: Мир, 1986.

21. Богнер Р., Константинидис А. Введение в цифровую фильтрацию: Пер. с англ./ Под ред. Л.И.Филиппова. М.: Мир, 1986.

22. Вайдьянатхан П.П. Цифровые фильтры, блоки фильтров и полифазные фильтры с многочастотной дискретизацией: Методический обзор. ТИИЭР, 1990, т. 78, №3, стр. 77-120.

23. Витерби А.Д., Омура Дж.К. Принципы цифровой связи и кодирования: Пер. с англ./ Под ред. К.Ш. Зигангирова. М.: Радио и связь, 1982.

24. Галкин А.В., Лапин А.Н., Самойлов А.Г. Моделирование каналов систем связи. М.: Связь, 1979.

25. Головин О.В. Декаметровая радиосвязь. М.: Радио и связь, 1990.

26. Гольденберг Л.М., Матюшкин Б.Д., Поляк М.Н. Цифровая обработка сигналов. Справочник. -М.: Радио и Связь, 1985.

27. Куприянов М.С., Матюшкин Б.Д. Цифровая обработка сигналов: процессоры, алгоритмы, средства проектирования. СПб Политехника, 1998.

28. Лагутенко О.И. Современные модемы. М.: Эко-Трендз, 2002.

29. Ланнэ А.А. Синтез нерекурсивных цифровых фильтров с симметричными характеристиками. Радиоэлектроника, 1995, т. 38, №3-4, стр.38-60.

30. Ланнэ А.А., Нажди К., Семенов О.Б. Цифровые широкополосные фазовращатели и преобразователи Гильберта сопоставительный анализ. Радиоэлектроника, 1996, №5, стр.12-24.

31. Ланнэ А.А., Улахович Д.А. Многокритериальная оптимизация. — ВАС,1984.

32. Мартынов Н.Н., Иванов А.П. MATLAB 5.Х. вычисления, визуализация, программирование. М.: КУДИЦ-ОБРАЗ, 2002.

33. Модем МД-028, Техническое описание ХД2.081.028 ТО, 1984.

34. Немировский М.С. Цифровая передача информации в радиосвязи. — М.: Связь, 1980.

35. Прокис Дж. Цифровая связь. Пер. с англ./Под ред. Д.Д. Кловского. -М.:Радио и связь, 2000.

36. Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. -М.: Мир, 1978.

37. Скляр Б., Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение, 2-е издание.: Пер. с англ. М.: Издательский дом «Вильяме», 2003.

38. Таланов А.О. Описание к пакету программ FD2. Центр ЦОС ГУТ, СПб, 1998.

39. Хемминг Р. В. Цифровые фильтры: Пер. с англ./ Под ред. А.М.Трахтмана. М.: Сов. радио, 1980.

40. Цифровой процессор обработки сигналов TMS32010 и его применение/ Под ред. А.А. Ланнэ. Л.: ВАС, 1990.

41. Черепкова Е.Л., Чернышев О.В. Распространение радиоволн: Учебник для вузов связи. М.: Радио и связь, 1984.

42. Шаптала B.C. Сравнительный анализ способов формирования огибающей в параллельном модеме KB радиоканала //55 НТК студентов, аспирантов и молодых специалистов: тез. докл. / СПбГУТ, СПб, 2001.

43. Шаптала B.C. Оценка возможностей уменьшения пик-фактора сигнала на выходе параллельного модема // 54 НТК профессорско-преподавательского состава, научных сотрудников и аспирантов: тез. докл. / СПбГУТ, СПб, 2002.

44. Шаптала B.C., Елизаров В.В., Кондруцкий А.В., Путилин А.Н. Реализация KB модема на ЦПОС TMS320C50 // 4 МНТК Цифровая обработка сигналов и ее применение: тез. докл. М., 2002.

45. Шаптала B.C., Ланнэ А.А. Синтез преобразователей Гильберта // 4 МНТК Техника и технология связи: тез. докл. Алма-Ата, 2002.

46. Шаптала B.C., Ланнэ А.А. Синтез преобразователей Гильберта // Цифровая обработка сигналов. 2002. № 2.

47. Шаптала B.C., Ланнэ А.А. Нерекурсивные цифровые фильтры с симметричными характеристиками // 5 МНТК Цифровая обработка сигналов и ее применение: тез. докл. М., 2003.

48. Шаптала B.C. Сравнительный анализ реализаций KB модема на сигнальных процессорах с фиксированной и плавающей точкой // Цифровая обработка сигналов. 2003. № 2.

49. Шаптала B.C., Ланнэ А.А. Нерекурсивные цифровые фильтры с симметричными характеристиками // Радиотехника. 2003. № 4.

50. Шаптала B.C. Реализация 80-точечного быстрого преобразования Фурье на процессоре TMS320C50 // 58 НТК, посвященной Дню радио и 300-летию Санкт-Петербурга: тез. докл. СПб, 2003.

51. Шаптала B.C., Семенов Д.А., Юдаков Д.А. Разработка лабораторных работ на цифровом процессоре обработки сигналов TMS320C54xx // 58 НТК, посвященной Дню радио и 300-летию Санкт-Петербурга: тез. докл. СПб, 2003.