автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.13, диссертация на тему:Разработка и исследование двухсигнального метода и фазозадающих средств для измерения комплексных параметров устройств СВЧ трактов телекоммуникационных систем

РГ6

-з г

На правах рукописи КАЛМЫКОВ Анатолий Иванович

РАЗРАБОТКА И ИССЛЕДОВАНИЕ ДВУХСИГНАЛЬНОГО МЕТОДА И ФАЗОЗАДАЮЩИХ СРЕДСТВ ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ КОМПЛЕКСНЫХ ПАРАМЕТРОВ УСТРОЙСТВ СВЧ ТРАКТОВ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ СИСТЕМ

Специальности: 05.12,13 - Системы и устройства радиотехники и связи.

05.12.21 - Радиотехнические системы специального назначения, включая технику СВЧ, и технологию их производства.

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени доктора технических наук

Новосибирск - 1997 г.

Работа выполнена в Сибирской государственной академии телекоммуникаций и информатики (г. Новосибирск)

НАУЧНЫЙ КОНСУЛЬТАНТ: Доктор технических наук, профессор

Петров В.П.

ОФИЦИАЛЬНЫЕ ОППОНЕНТЫ: Доктор технических наук, профессор

Миценко И.Д.

Доктор технических наук, профессор

Майстренко В.А.

Доктор технических наук, профессор

Воронин М.Я.

ВЕДУЩАЯ ОРГАНИЗАЦИЯ:

Сибирский государственный научно-исследовательский институт метрологии, г. Новосибирск. »

ЗАЩИТА СОСТОИТСЯ {$ 1997 г. в 4-0 — на заседании

Регионального совета Д 118.07.01 в Сибирской государственной академии телекоммуникаций и информатики по адресу: 630102, г. Новосибирск, ул. Кирова, 86.

С диссертацией можно ознакомиться в научной библиотеке Сибирской государственной академии телекоммуникаций и информатики (630102, г. Новосибирск, ул. Кирова, 26).

Автореферат разослан "_

1997 г.

Ученый секретарь диссертационного Совета Член-корр. МАИ, профессор Б.И. Крук

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

АКТУАЛЬНОСТЬ ТЕМЫ. Проблема повышения качества и количества передаваемой информации по телекоммуникационным системам, как несоответствие между желаемым и действительным, существует и будет существовать в дельнейшем. Ее решение требует затраты больших сил и средств на создание новых и улучшение существующих систем связи. Известно, что пропускная способность рабочих стволов зависит не только от основных показателей - полосы пропускания и эквивалентной мощности, но и от линейности амплитудно-частотных и фазо-частотных характеристик, группового времени прохождения сигналов в полосе высокой частоты ствола, отношения сигнал/эхо, зависящих от степени согласования волновых сопротивлений устройств СВЧ трактов. Эти параметры влияют на взаимные помехи между сигналами, на достоверность приема сигналов и, тем самым, на энергетические потери, обусловленные прохождением сигналов через неидеальный тракт. Одним из параметров, влияющих на неидеальность тракта, является коэффициент отражения в полосе пропускания канала. Интенсивное освоение спутниковых систем связи в конце семидесятых и начале восьмидесятых годов привело к освоению новых частотных диапазонов, не имеющих метрологического обеспечения измерений. В связи с этим особую роль приобретает задача по разработке методов, позволяющих создавать средства измерения Б-параметров не только для рабочих мест, но и способных обеспечить высшее поверочное звено на уровне рабочего эталона. Решение поставленных метрологических проблем путем разработки измерителей полных сопротивлений традиционными методами, с применением образцовых измерительных датчиков СВЧ и векторных измерителей, ограничивается технологией изготовления датчиков, погрешностью измерения амплитудно-фазовых соотношений сигналов, стоимостью измерительной аппаратуры. Решение поставленной выше задачи возможно с использованием многополюсного метода построения анализаторов цепей, основанного на измерении нескольких скалярных величин, представляющих собой комбинацию падающих и отраженных волн специальными датчиками. Однако при этом производится измерение трех или четырех скалярных величин в различных нелинейных измерительных каналах, что существенно увеличивает погрешность измерения. Известные методы не позволяют измерять малые коэффициенты отражения, так как погрешность измерения становится соизмеримой с измеряемой величиной.

Широкое применение фазозадающих и фазоизмерительных средств в технике связи, при недостаточном метрологическом обеспечении измерений в диапазоне СВЧ, требует комплексного решения проблемы разработки образцовых фазозадающих средств измерений и методов их калибровки, воспроизведения или передачи единицы величины фазового сдвига от эталонных низкочастотных фазозадающих средств измерений.

Наиболее перспективным решением указанных выше задач является двухсигнальный метод измерения Б-параметров с применением фазоза-дающих средств.

С учетом вышеизложенного научно-техническая проблема диссертации формулируется как проблема разработки и исследования двухсигнального метода и фазозадающих устройств для измерения комплексных параметров устройств СВЧ трактов телекоммуникационных систем.

ЦЕЛЬ И ЗАДАЧИ РАБОТЫ. Целью данной работы является разработка и исследование измерителей полного сопротивления и фазозадающих средств для обеспечения потребностей техники связи в получении достоверной измерительной информации.

Поставленная проблема требует решения следующих задач:

- разработки основных теоретических положений для проектирования высокоточных двухсигнальных измерителей, обеспечивающих метрологические характеристики на уровне образцовых средств измерения;

- разработки и исследования методов построения двухфазных генераторов, обеспечивающих метрологические характеристики на уровне рабочих эталонов;

- разработки и исследования математических моделей фазовращателей, получение аналитических соотношений, определяющих влияние параметров измерительных устройств на коэффициент передачи;

- разработки и исследования способов калибровок фазовращающих устройств и мер фазы без применения образцовых фазовых средств;

- исследования методов минимизации погрешностей измерения, обусловленных несовершенством измерительных каналов и методов калибровок.

МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ. При решении поставленных задач использованы теория СВЧ цепей, теория измерений, методы моделирования процессов измерений и обработки измерительной информации с применением теории вероятности и математической статистики. В расчетах применялась современная вычислительная техника.

НАУЧНАЯ НОВИЗНА. Научная новизна результатов диссертационной работы состоит в следующем.

1. Разработана математическая модель двухсигнального измерителя комплексного коэффициента отражения. В основу модели положены относительные фазовые изменения сигналов, с помощью которых моделируется многополюсный измеритель. Такое математически обоснованное решение позволяет алгоритмизировать измерительный процесс, создает возможность измерения малых коэффициентов отражения, определения группового времени прохождения сигналов и повышает точность измерения. Внедрение разработанной теории в инженерную практику позволяет решать задачи по метрологическому обеспечению существующих и разрабатываемых устройств СВЧ и трактов телекоммуникационных систем.

2. В рамках существующих моделей частотных преобразований разработаны методы передачи размера единицы фазового сдвига от высокочастотных калибраторов в область СВЧ и воспроизведения фазового сдвига преобразованием разности частот в ограниченном интервале времени. Использование этих методов позволяет создавать фа-зозадающие измерительные системы, способные задавать значения фазовых сдвигов близких по точности к высокочастотным калибраторам фазы.

3. Разработаны модели измерителей с различными калибровочными системами. Применение двухфазных СВЧ генераторов дало возможность упростить алгоритмы расчета измеряемых параметров в ряде случаев приближенными методами. Высокая точность измерения коэффициента отражения позволила разработать алгоритмы расчета коэффициентов передачи. Установлены критерии зависимости погрешностей измерения и их минимизации от алгоритмов калибровок и обработки результатов измерения.

4. Предложены способы получения калиброванных фазовых сдвигов на СВЧ через амплитудные соотношения сигналов, позволившие разработать ряд новых моделей средств измерения фазы. Разработаны алгоритмы определения коэффициентов передачи пассивных фазовращателей, устанавливающие их аналитическую зависимость от функций поправок.

ПРАКТИЧЕСКОЕ ЗНАЧЕНИЕ работы заключается в развитии методов измерения, проектирования, разработки, создания и внедрения рабочих эталонов, методик калибровки, обладающих повышенным быстродействием и эффективностью:

-рабочие эталоны в диапазоне [1-18 ГГц] для метрологического обеспечения мер полного сопротивления, коэффициента передачи, измерения группового времени прохождения сигналов с коррекцией погрешностей измерения и управления работой от ПЭВМ, реализующие технические характеристики на уровне зарубежных образцов аналогичного типа;

- двухфазные генераторы предназначены для поверки фазоизмери-тельной аппаратуры, для рабочих эталонов полного сопротивления и имеют технические характеристики на уровне лучших зарубежных образцов аналогичного назначения, управляемые ПЭВМ;

- способы построения измерителей Б-параметров на основе предложенного двухсигнального метода с применением двух квазикогерентных сигналов, имеющих простые методы калибровки и реализации, высокую точность измерения управляемые ПЭВМ;

- внедрение результатов теоретических и экспериментальных исследований, методов калибровки анализаторов цепей в разработанные рабочие эталоны, методики экспериментального определения погрешностей без применения образцовых средств измерения, реализующие технические ха-

рактеристики, достаточные для обеспечения верхнего поверочного звена и не уступающие лучшим зарубежным аналогам.

РЕАЛИЗАЦИЯ РЕЗУЛЬТАТОВ РАБОТЫ. Теоретические положения и аналитические зависимости, программы для моделирования, калибровок и измерений на ЭВМ использовались при разработке рабочих эталонов. При непосредственном участии соискателя созданы и внедрены на предприятиях Госстандарта, министерства связи и других ведомств следующие приборы:

- двухфазный генератор с использованием смещенных частот используется для контроля воспроизведения угла сдвига фаз во вторичном эталоне У ВТ 6-80, г. Новосибирск;

- калибратор фазового сдвига используется в рабочем эталоне, разработанном по теме "Радий-4"; для НИИР г. Москва;

- рабочий эталон для аттестации коаксиальных мер полного сопротивления разработан по теме "Радий-3"; для НИИР г. Москва;

- рабочий эталон для аттестации мер полного сопротивления разработан по теме "Радий-5"; для НИИР г. Москва;

- рабочий эталон для аттестации мер полного сопротивления и передачи по теме "Радий-6"; для НИИР г. Москва;

- установка 1-го класса для измерения параметров фильтров разработана по теме "Радон"; для министерства связи;

- полуавтоматический измерит ель параметров активного модуля преобразования частоты М45121, разработанный по теме "ГОЛ"; для НЭВЗ г. Новосибирск;

- метод калибровки круговых фазовращателей используется для самопроверки встроенных в аппаратуру фазовращателей;

- квадратурный фазовращатель используется для контроля воспроизведения угла фазы во вторичном эталоне УВТ 6-80. СНИИМ г. Новосибирск.

АПРОБАЦИЯ РАБОТ. Основные результаты диссертационной работы докладывались на 3 Международных, 17 Всесоюзных или Республиканских научно-технических конференциях и семинарах.

Результаты работы обсуждались на научных семинарах Новосибирского электротехнического института связи, Сибирского государственного научно-исследовательского института метрологии, Краснодарского НИИ радиоизмерительных приборов, ОКБ НЭВЗ г. Новосибирск, НИИ радио г. Москва.

ПУБЛИКАЦИИ. По теме диссертации опубликовано 39 печатных работ и получено 11 авторских свидетельств. Результаты исследований и разработок изложены в отчетах о научно-исследовательских и опытно-конструкторских работах и описаниях на разработанные образцовые измерительные установки.

СТРУКТУРА И ОБЪЕМ РАБОТЫ. Диссертация состоит из введения, семи глав, заключения, списка литературы. Основной материал из

ложен на 284 страницах машинописного текста, включает в себя 67 страниц иллюстраций и таблиц. Библиография содержит 184 наименования. В приложениях приведены документы о внедрении и использовании результатов исследования.

ОСНОВНЫЕ ПОЛОЖЕНИЯ, ВЫНОСИМЫЕ НА ЗАЩИТУ:

1. Основы теории измерения комплексных коэффициентов отражения двухсигнальным методом с представлением измеряемой информации в виде дробно-линейной функции, обеспечивающим возможность корректного

' метрологического анализа результатов измерений, включая измерения малых отражений и группового времени похождения сигналов.

2. Обоснование создания активных фазозадающих устройств и метрологического обеспечения измерений на СВЧ методом передачи размера единицы фазового сдвига от высокочастотных калибраторов, суммарно-разностным методом, методом воспроизведения фазового сдвига преобразованием разности частот в ограниченном интервале времени.

3. Алгоритмы калибровок двухсигнальных измерителей, установленные критерии к калибровочным мерам, фазовым и амплитудным соотношениям сигналов, аналитические соотношения для минимизации погрешностей измерения.

4. Аналитические соотношения для определения параметров пассивных фазозадающих средств, включая методы без применения образцовых фазовых средств измерения.

5. Принципы построения средств метрологического обеспечения измерений комплексных параметров устройств СВЧ и трактов телекоммуникационных систем.

ОСНОВНОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ.

Во введении обоснована актуальность темы, представлен анализ современного состояния вопроса, сформулированы цель и задачи исследований, определены научная новизна и практическая ценность полученных результатов, выделены положения, выносимые на защиту.

1. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АНАЛИЗАТОРОВ ЦЕПЕЙ

Известно, что любую измерительную систему, предназначенную для измерения комплексного коэффициента отражения (ККО) можно представить в виде некоторого многополюсного устройства со входами для подключения генераторов, индикаторов и измеряемого двухполюсника рис. 1.

Рассмотрена математическая модель измерителя, устанавливающая функциональную связь между измеряемыми индикаторами, комплексными величинами и ^-параметрами 2?г-полюсника, рассогласованиями тракта, амплитудами генераторов и измеряемой нагрузкой

Ы=((5,Г,й,Гп), (1.1)

где Г, Пп~ комплексные параметры датчика, нагрузок датчика и измеряемой нагрузки;

0.1 - комплексные амплитуды генераторов;

¡ц - амплитуды волн нагруженного многополюсника.

Рис. 1

Показано как по измеренным значениям определяются значения измеряемой величины £„. Критерием различия методов измерения ККО является набор способов решения уравнений (1.1) относительно Г„ при различных ограничениях. Обобщенная математическая модель измерителя

Ь - у--а

£ 1 + сгн -к

(1.2)

где Да; £ _ эквивалентные параметры, определяемые через определители матрицы [£> ] нагруженного датчика В&к,пп,кк .

А(к =■

&пп

П

¿Спп

йпп

Результат измерения определяется из соотношений А+ВГ„ _ И-А

N =:

/ + СГ„

или

в-мс

(1.3)

где & = ¡¿/в,-

Таким образом можно измерить коэффициент отражения, используя векторный измеритель и калиброванный датчик СВЧ. Точность измерения при идеальном определении комплексных постоянных А> й, ограничена погрешностями векторного измерителя и калибровочных мер. Калибровка датчиков в процессе измерения, в отличие от применения калиброванных датчиков СВЧ типа измерительных мостов, измерительных линий и других устройств, позволило" исключить барьер на пути повышения точности измерения комплексного коэффициента отражения и передачи.

Показано, что большинство анализаторов цепей проектируется с применением калиброванных датчиков СВЧ, когда ^ - 0.1к£н ~ 0, а в качестве индикаторов используются векторные измерители.

Исследования показали, что барьером на пути повышения точности измерения комплексных параметров 2-я-полюсных устройств являются технологические проблемы, возникающие при изготовлении измерительных датчиков и построении векторных измерителей. В результате анализа и исследования измерителей коэффициента отражения с восьмиполюсны-ми, десятиполюсными и двенадцатиполюсными датчиками, показано как из нормированных или ненормированных значений мощности формируется система нелинейных уравнений с несколькими неизвестными. После определения постоянных коэффициентов производится расчет измеряемого коэффициента отражения.

Из-за нелинейности измерительных уравнений, представляющих собой окружности, возникает неоднозначность их решения. Для исключения неоднозначности вводится еще один измерительный полюс. В этом случае формируется система из трех уравнений с тремя неизвестными

ац х + а^у + ai3 z = ац, (1.4)

. 2

где 1 = 1,2, 3; х = Гн; у = Гн cos <рг; z = Гн sin <рг, <рг - фаза коэффициента отражения; а^ ~ коэффициенты определяемые при калибровке.

Для анализаторов с частично определенными четырехзондовыми датчиками, в которых отсутствуют отражения от зондов и известно расстояние между ними, уравнения имеют вид

P¡ = P0ki[l + N?+2Ncos{q>N + 2l3¿¡)], (1.5)

где Р0 - мощность падающей волны; k¡ - коэффициент передачи секций; t¿ - расстояние между зондами; N - комплексная величина определяемая из решения системы уравнений; /3 - постоянная передачи фазы.

В отличие от традиционных методов, когда измерительный алгоритм должен быть реализован аналоговым аппаратным путем, в предлагаемом подходе к проектированию измерительный алгоритм, определяемый уравнением (1.2), является свойством измерительной системы, справедливым для любых датчиков, которые отличаются только значениями коэффициентов A, R, Q.

Использование частично определенного измерительного датчика, позволяет упростить процесс калибровки и измерения, т.к. требуется меньшее количество калибровочных нагрузок.

Рассмотрена математическая модель двухсигнального измерителя ККО с несколькими источниками сигналов на базе датчика, состоящего из двух каскадносоединенных шестиполюсников.

Из математической модели следует, что постоянные коэффициенты моделируемого измерительного датчика зависят от амплитуд сигналов, следовательно, изменением амплитудных соотношений сигналов можно регулировать амплитуду отраженного от нагрузки сигнала.

Уравнение для определения мощности аналогично уравнению стоячей волны в измерительной линии. Условный коэффициент отражения Ы оп-

8

ределяется из системы уравнений, получающихся при измерении ряда мощностей, зависимых от амплитудно-фазовых соотношений сигналов в каналах.

2. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ДВУХСИГНАЛЬНЫХ АНАЛИЗАТОРОВ ЦЕПЕЙ

Получена аналитическая зависимость сигнала на выходе индикатора

Ь = а

1 +

(2.1)

где а и К ~ комплексные функции, пропорциональные отношению сигналов, параметрам датчика и £п.

При двухсигнальном методе стоячая волна может смещаться во времени, т.к. является функцией отношения комплексных амплитуд квазикогерентных сигналов.

Предложена математическая модель двухсигнального измерителя на базе двухфазного генератора. При условии квадратичное™ характеристики детектора

А&Ё1 Гн

Рг=9

1 + СГь

-и.

А+В2Гн и, •

А&ёцГ» Ц;

(2.2)

При дискретном изменении фазового сдвига между сигналами создается эффект смещения стоячей волны относительно плоскости токосъемного устройства. Для определения условного коэффициента отражения ¿£ используется линеаризованная система уравнений, аналогичная (1.5). При обработке измерительной информации, с целью минимизации погрешностей измерения, использован метод наименьших квадратов

^5^=^(г + а{х + Ь{у-Рг)2 = тт (2.3)

1=/ I—/

Модуль и фаза условного коэффициента отражения определяются через переменные 12; х; у, комплексные коэффициенты щ,

Установлено что, при выбранном методе обработки результатов измерений, наиболее оптимальным является фазовый сдвиг между сигналами А(р- л/8. Коэффициенты, характеризующие имитируемые полюса, остаются постоянными при постоянстве амплитудных соотношениях сигналов. Расчеты, результаты моделирования и экспериментальных исследований показали, что погрешности измерения составили 1% по модулю и 1° по фазе.

Исследования двухсигнального анализатора цепей с применением калиброванного фазовращателя, когда фазовый сдвиг между сигналами задается с известным значением, показали, что могут использоваться несколько алгоритмов обработки измерительной информации. Были рассмотрены методы решения систем линеаризованных уравнений с нормиро-

ванием и без нормирования по мощности. Получено, что оптимальный фазовый сдвиг между сигналами, при нормировании по одной мощности составляет Л(р = (90° ч- 140°), при попарном нормировании Л(р - 90° ■ п, где « = 1,2,3. Получающаяся при этом система уравнений имеет вид

__ Р, _ /+Я2+2Лгсо5(рд, , ап~Т~ 1 +м2-2 N со* <р~' Р2

О 24 ----5->

Р4 1+ N + 2Ы ятфх где определяется согласно (1.3), а комплексные параметры датчика А, В_, С. определяются при калибровке.

В результате исследования алгоритма измерения ККО двухсигналь-ным методом, при моделировании многополюсности некалиброванными по амплитуде и фазе сигналами, получено, что уравнения нормированных мощностей имеют вид

«»-й-+ , (2.5)

где д\ - скалярная постоянная величина полюсов независимая от Гн; Д, -комплексная постоянная г-го полюса; В^ - комплексная постоянная общая для всех полюсов. При моделировании двенадцатиполюсного измерителя перед измерением Гп необходимо определить четыре комплексных и три скалярных коэффициента для чего требуется 11 измерительных уравнений. Преимущество моделируемого двухсигнальным методом двенадцатиполюсного измерителя заключается в простоте физической реализации, не требующей специально разработанных устройств.

Автором предложен способ построения измерителя ККО, когда на измерительный датчик подаются два сигнала поочередно и вместе. Полученных трех измерительных уравнений достаточно для определения модуля и фазы условного ККО. Возникающую неопределенность фазы ± ж можно исключить, если ввести дополнительно еще одно измерение мощности при включении, в один из каналов беспотерьного удлинителя с электрической длиной равной ± 90°. В этом случае

а а'з1

(ры = агсЬд±-гг-, (2.7)

а21 (а

где а21, а2/, а31 - нормированные мощности.

Исследован предложенный динамический метод измерения ККО, основанный на использовании двух смещенных по частоте сигналов. Скорость движения стоячей волны в измерительном датчике определяется

разностной частотой и представляет физический аналог фазовращателя у которого фаза, за время t, изменяется на заданную величину

При постоянстве в интервале интегрирования, получается линейная зависимость угла сдвига от времени. Импульсная мощность, измеряемая в моменты времени ^

3 = (2.8)

где А ~ комплексная постоянная.

Для определения комплексного коэффициента Ы. производится измерение необходимого количества мощностей при фазовых сдвигах между сигналами, определяемых через время и разностную частоту. В качестве источников сигналов могут применяться синтезаторы частоты с синхронизацией от одного опорного генератора. Установлено, что при моделировании две-надцатиполюсного измерителя, измерительные уравнения аналогичны системе уравнений (2.4), а погрешность задания сдвигов фаз, кратных 90°, при использовании стандартов частоты с нестабильностью 10~'2 • (0, составляет ± 0,05°, в то время как у пассивных фазовращателей она находится в преде-

I 4 О

лах ± 1 .

Алгоритм калибровки аналогичен алгоритмам калибровок измерителей с активными и пассивными фазовращателями.

Исследование измерения комплексного коэффициента передачи выполнено для взаимных и невзаимных четырехполюсников. В результате анализа метода измерения взаимных четырехполюсников методом Дешана, с использованием одноканальной измерительной системы, получены расчетные соотношения для определения 5-параметров четырехполюсников. Выполненное математическое моделирование, с целью определения погрешности измерения 5-параметров, показало, что погрешность измерения Би соизмерима с погрешностью измерения ККО.

Использование свойств симметрии четырехполюсников | | = позволяет существенно повысить точность измерения | 2-22 1> которая становится соизмеримой с погрешностью измерения | 2.и I- Т.к. переходное ослабление | Б12 | и его фаза определяются через Ци и погрешность их измерения зависит от точности измерения. Применение алгоритма, использующего свойство симметрии, существенно уменьшило погрешность измерения. С целью определения погрешности измерения 5-параметров четырехполюсников было выполнено математическое моделирование измерения 5,2 методом Монте-Карло с размером выборки 300 псевдослучайных величин. В качестве независимых параметров использовались | I, I !> | 1, (ра. В результате моделирования получено, что погрешность измерения соизмерима с погрешностью калибровочной нагрузки, погрешность измерения 5,^ составляет 0,2 дБ при ослаблении 10 дБ, если ЙГ^ = 0,1% и 0,1 дБ при ослаблении в 3 дБ, если йТ* = 1%.

Рассмотрено измерение коэффициента передачи взаимных четырехполюсников двухканальной измерительной системой без предварительного подключения измерительных датчиков между собой. Для определения параметров ¡[12 ■ 2-21 необходимо каждым датчиком, при включенном; четырехполюснике, измерить не менее трех коэффициентов отражения, при различных фазовых соотношениях сигналов в каналах. В результате решения системы уравнений вида

= + (2.9)

где Г/ и Г'2- измеренные коэффициенты отражения, соответствующие г соотношению сигналов в каналах, определяются произведения коэффициентов передачи

& • = г! ■ I/ - г/ % - £/ %+(2.10)

где А,; й:»' Л ~ алгебраические дополнения и определитель, получаемые из системы уравнений (2.9).

При моделировании результатов измерения на ЭВМ установлено, что на погрешность измерения существенно влияют задаваемые амплитудно-фазовые соотношения между сигналами в каналах. Минимальная погрешность измерения получается, когда фазовые сдвиги между сигналами кратны 120°. При измерении больших ослаблений, с целью повышения чувствительности, необходимо, при изменении фазовых соотношений, регулировать амплитуду одного из сигналов.

Погрешность измерения из-за рассогласования измеряемого четырехполюсника при обработке информации исключается, а коэффициенты отражения определяются как

А А

Показано, что если датчики предварительно подключить между собой и произвести измерение их коэффициентов отражения, то достаточно двух изменений фазовых соотношений в каналах. Такой алгоритм измерения позволяет определять коэффициенты передачи невзаимных устройств. Из полученных соотношений следует, что

[г; -Г'2){ги-г22) £; _£;

§.21- Г-Г ' §12=~г Г ' (2.12)

¿-/У ~1—22 1_22 ~L.11

где Г1и Г22 ~ коэффициенты

отражения датчиков, ЩГ_\! И2 коэффициенты отражений четырехполюсника, измеренные датчиками при двух положениях фазовращателей.

При двухсигнальном методе, когда многополюсность датчиков моделируется фазовыми соотношениями сигналов в каждом из измерительных

каналов, алгоритм измерения упрощается, так как производится четыре измерения каждым датчиком, по два измерения до и после включения измеряемого четырехполюсника. Коэффициенты передачи определяются как

, (2-13)

- £.2 - Г.2

где Г) и Г'2- коэффициенты отражения датчиков при соответствующих положениях фазовращателей датчиков; Г.2$ >' С.2" ~ коэффициенты отражения четырехполюсника при тех же положениях фазовращателей.

Таким образом, при двухсигнальном методе отпадает необходимость в дополнительных амплитудно-фазовых устройствах, т.к. их функции выполняются имитаторами датчиков. Погрешность измерения соизмерима с погрешностью измерения ККО.

Одной из проблем, возникающих при измерениях ККО, является измерение малых коэффициентов отражения от прецизионных устройств при исследовании их параметров. Из математической модели (2.2) следует, что при определенных условиях, когда параметр А2 = 0, коэффициент отражения зависит от отношения амплитуд сигналов, подаваемых раздельно, на исследуемый двухполюсник. Это условие можно выполнить, используя высоконаправленный ответвитель. В результате исследования был предложен способ измерения малых коэффициентов отражения. Его алгоритм измерения основан на том, что перед калибровкой измерителя, амплитуды сигналов, при включенном аттенюаторе, устанавливаются в необходимых для калибровки соотношениях. После определения параметров датчика и подключения измеряемой нагрузки ослабление аттенюатора уменьшается на необходимую величину и определяется условный коэффициент отражения. Измеряемый ККО двухполюсника, согласно (1.3), определяется как

г « (2 14)

где К ~ известное значение коэффициента передачи аттенюатора.

Например, изменение отношения сигналов на 10 дБ, уменьшает погрешность измерения более чем на порядок, как это следует из (2.14).

Анализ предложенного динамического метода измерения ККО двух-сигнальным методом показал, что, т.к. при измерении комплексного коэффициента передачи двухсигнальным методом, когда через измеряемый четырехполюсник с разных сторон подаются смещенные по частоте сигналы, можно измерить групповое время прохождения сигнала, используя неодинаковость постоянных передачи. Был предложен и исследован способ измерения ГВП, представляющий собой динамический измеритель ККО. Калибровка датчиков может производиться любым, из рассмотренных в работе, методом. Поскольку измерение мощностей с датчиков происходит

(2.15)

только в моменты прихода синхроимпульсов, смещение фазы между сигналами регулируется временем поступления синхроимпульсов относительно периода разностной частоты. Время запаздывания определяется из выражения

Р/Ы ~ РлМ

СО/ - (02

В процессе измерения производится определение всех параметров матрицы рассеяния, поэтому погрешность из-за рассогласования исключается. Исследование алгоритмов измерения ¿-параметров многополюсников свидетельствует о больших потенциальных возможностях предлагаемого метода и высокой точности измерения.

3. ИССЛЕДОВАНИЕ МЕТОДОВ КАЛИБРОВКИ ДВУХСИГНАЛЬНЫХ ИЗМЕРИТЕЛЕЙ КОМПЛЕКСНОГО КОЭФФИЦИЕНТА ОТРАЖЕНИЯ

В результате проведенного анализа структур восьмнполюсных устройств, формируемых из направленных ответвителей, зондовых секций, двойных волноводных тройников, определена наиболее оптимальная модель. Показано, что регулирование отношения амплитуд сигналов уменьшает динамический диапазон измеряемых мощностей, приводит к повышению точности измерения нагрузок с Гн близких к нулю.

Установлена зависимость погрешности измерения модуля условного коэффициента отражения | Ц | от нелинейности характеристики индикатора при случайной погрешности измерения мощности, приведены графики изменения погрешности, полученные методом статистического моделирования. Минимальная погрешность соответствует интервалу ¡Я | = 0,3 - 0,4. Увеличение | N. | приводит к увеличению погрешности из-за неквадратич-ности детектора, уменьшение - к росту погрешности из-за амплитудно-фазовых шумов.

Получены формулы для оценки погрешности измерения, когда можно пренебречь одним из параметров А или <2. Рассмотрены алгоритмы калибровки и измерения приближенными методами. В качестве калибровочных мер рассматривались короткозамкнутая нагрузка, четвертьволновый отрезок, согласованная нагрузка с Ксти - 1,1 - 1,2. Установлено, что наиболее оптимальными мерами при приближенных калибровках являются методы с применением нагрузок с Ксти > 1,2 и четвертьволновым отрезком. Например, когда £ £н » 0 получается система из трех уравнений

Ы.1 = А + £ Пн1

= а + (з.1)

Ыз = А + В. Енз ■

Если СГН ф 0, А = 0, то

Ыз + N. £ 1Н2 = £ (3.2)

Для определения неизвестных в системах уравнений (3.1) и (3.2) использовались два метода калибровки:

- измерение неизвестной нагрузки и измерение известной без четвертьволнового отрезка и с отрезком;

- измерение неизвестной нагрузки с отрезком и без отрезка и измерение известной нагрузки.

Получены аналитические зависимости для определения методических погрешностей и погрешностей обусловленных: индикаторными приборами, | вспомогательными средствами измерений и погрешностью образцовых мер. ' В результате исследований погрешности измерения численными методами на ЭВМ получено, что погрешность измерения условного коэффициента отражения составляет по модулю | АМ | = 0,01 и фазе А(рм - ± 1° при погрешностях образцовой меры и отрезка | А£ | = 0,01, (рг = 3°.

Показано, что если СГН = 0, то, при алгоритме с двумя калибровками и одним измерением, погрешности измерения модуля и фазы минимальны, когда модуль калибровочной нагрузки меньше 0,2. При обратном алгоритме, с двумя измерениями и одной калибровкой, погрешность измерения уменьшается с ростом модуля коэффициента отражения калибровочной нагрузки при | £к | > 0,3. При пренебрежении параметром А погрешность измерения достигает минимального значения, когда модули калибровочной и измеряемой нагрузок соизмеримы.

Проведены исследования алгоритмов измерения и калибровки с целью максимального исключения методической погрешности и минимизации погрешностей измерения, обусловленных калибровочными устройствами, вспомогательными средствами измерений и индикаторным прибором. В качестве математической модели исследовалось уравнение для определения ККО нагрузки, полученное при решении системы измерительных уравнений

г +гн1гн2{к2-к/){к4-кз)_

-н4 Г^Кг-К^-КЛ+ГЛХз-К^-К^ '

где £ш - ККО измеряемой нагрузки;

£н1, £иЬ £и) - ККО калибровочных нагрузок;

Ы.1, Кг, Ы.}, ¿¿4 ~ вычисленные или измеренные условные ККО.

Рассмотрены варианты когда £н1, £н2, Гю ~ известные ККО, £н4 - измеряемый ККО; Ен1, £н2 - известные ККО, £н3, £н4 - измеряемые ККО, подключаемые с волноводным отрезком и без него; Г,„ - известный; Г,а, £нз> ~ измеряемая нагрузка, подключаемая непосредственно и через

меры волнового сопротивления; Гн, = Гн3; £,а = £хх; £н3 = Г0 0, £н4 -измеряемая нагрузка.

Получено, что среднеквадратическая погрешность измерения для последнего варианта имеет вид

= а1{1 + ГН + Г^ + акз(гн + Г7Н + Г0)2 +

+ <т?(г„ + Г» + + + ГпГ0 + §Г0 + 6Г,.,)" + (3.4)

где 0"0, сг^, акз - среднеквадратические погрешности калибровочных мер; Г0, Гкз, Гхх, ср о2, с3, а4 - СКП измерителя мощности при подключении Го, Гкз, Гхх.

Приведен график зависимости отношений СКП модуля измеряемого коэффициента отражения и эталонной меры при калибровке с волновод-ным отрезком. Получены аналитические соотношения для определения погрешности измерения модуля ККО при различных длинах волноводных мер кратных А,/3 и 1/4.

В диссертации приведены полученные графики зависимости погрешности измерения коэффициента отражения в зависимости от погрешностей образцовых мер, рис. 3.1, 3.2.

6К%

л<рч 8"

64" 2"

Г-=0,1

0,33

ч—I—1—1—I—

г

1 11к

ДГК = 0,01, Афк = 3 Рис. 3.1

ДГК = 0, Д<рк = 3 Рис. 3.2

Моделирование производилось на ЭВМ. Результаты исследования показали, что погрешность измерения ККО минимальна, если фазы коэффициентов отражения калибровочных нагрузок кратны <р = (90 -ь 140)°, а погрешность мер по фазе меньше чем по модулю при | Г | -> 1. Наиболее оптимальными являются калибровки по короткому замыканию, холостому ходу и согласованной нагрузке, либо по подвижному короткозамыкателю.

Исследовались два алгоритма определения условных коэффициентов отражения N. В первом алгоритме амплитудно-фазовые соотношения между сигналами были известными, во втором - неизвестными. В качестве ка-

либровочной меры использовался подвижный короткозамыкатель. Условные коэффициенты отражения определялись через отношения мощностей.

(1 - aiK) = [а.к cos А<рк - cos A9i) ■ х + ^ ^

+[ajK cos А(рк - cos • у

где х = (2N/11 + N2)) ■ eos у = (2N/( 1 + N2)) ■ sin (ры.

Для определения неизвестных х и у достаточно двух уравнений.

uik ~ |г->' 9V = arctg-; N = ^± ^ -1; С = ,jx2 + if .

При моделировании зависимости погрешности измерения К от погрешности фазовых сдвигов между сигналами получено, что она минимальна при А(р - 90° и попарном нормировании мощностей Pi/P¿ Р2/Р4. Для контроля погрешности калибровки предложено производить нормирование фазы коэффициента отражения подвижного короткозамыкателя. Проверка погрешности измерения производится алгоритмически при измерении ККО короткозамыкателя.

Общее количество измеренных мощностей — 20, 16 используются при калибровке. Достоинством метода является то, что для всех полюсов коэффициенты Á, Ej П. одинаковые.

При втором алгоритме, когда амплитудно-фазовые соотношения между сигналами неизвестны, оптимальным при моделировании является две-надцатиполюсный измеритель. Общее количество постоянных коэффициентов, определяемых при калибровке, И, из них три скалярных ди д2, д3 и четыре комплексных Щ, R¿, В3. Для получения избыточной информации рекомендовано использовать 4 калиброванных нагрузки.

После нормирования мощностей составляются три системы уравнений, по четыре уравнения в каждой системе

ан ~ Ри/Po¡> ~ P?i/Pou a3i ~ Рц/Р<>1 а12 ~ Ри/Ро2>' а22 ~ Р22/Р02' Щ'2 ~ РЗз/Р02 at3 ~ Р 1з/Роз< а2з ~ Р23/Роз>' азз ~ Рзз/Р03

О-14 ~ Р и/Р04' а24 ~ Р34/Р0Ф а34 ~ Р34/Р04•

Уравнения имеют вид

ссц(1 + В0} + 2B0cos %cos <pHÍ - 2В0 sin %sin <рн1) -= 1 + Bu + 2Bi cos (pt cos <pni - 2B,sin (pfsin (pHi, (3.6)

где До = B0 cos % + ]B0sin tp0, Гн = 1e'"H\ i = 1,2,3.

Рассмотрен алгоритм определения комплексных коэффициентов Д,; В./, fig в следующей последовательности:

1. В каждой системе из трех уравнений определяются 1 + В/; B¡ cos (р,; BfSin (p¡; 1 + В2; В2 cos tp2; B2sin <p2; 1 + B32; B3cos (p3; B3sin <p? через из-

вестные модули и фазы калибровочных нагрузок и неизвестные 1 + В„; В0 cos (р0; В0 sin (р0:

2. Полученные значения подставляются в оставшиеся уравнения, и определяются действительная и мнимая части коэффициента В0 = а0 + jb0, фаза (р0 = arctg (b0/a0);

3. Определяются скалярные коэффициенты g¡; д2; д3, а после этого модули коэффициентов В,; Д,; В_3 и их фазы.

Благодаря избыточности измерительных уравнений, получаемых при калибровке многополюсного измерителя, определяются по два значения всех коэффициентов. Их усреднение повышает точность.

Для определения измеряемого значения ККО достаточно двух уравнений, представляющих собой окружности, решением которых является точка их пересечения. Однако, для исключения неопределенности результата измерения, необходимо еще одно уравнение. Модуль и фаза нагрузки определяются и уточняются из системы уравнений

/

Bf

В:

В] - В,

9i 0 9

2 а3и

+ 2х

а,-Ь,

в/*

9i

+ 2 у

9i

Л

Щ» 91

+ 2х

а2-Ьс

а

2 н

Г

2

9.

+ 2х

з

а3

• 6

0 Ü J3

+ 2у

+ 2у

bn^P--b2\ =

0 9 \ и2

\ J3

а?»

9

<*3и

О„

(3.7)

где а1н, а2н, а3н - нормированные мощности полюсов при подключенной измеряемой нагрузке; Z = Гн2; х = Гн cos <рн, у = Гн sin (p,¡.

В результате математического моделирования измерения ККО получено, что при нулевой погрешности измерителя мощности погрешность измерения ККО определяется погрешностью калибровочных мер.

Таким образом исследования алгоритмов калибровок показали, что при двухсигнальном методе, когда известны фазовые сдвиги между сигналами, можно реализовать простые методы калибровки. Определены оптимальные амплитудные и фазовые соотношения сигналов, модули и фазы калибровочных мер, погрешности измерения.

4. ИССЛЕДОВАНИЕ ПОГРЕШНОСТЕЙ ИЗМЕРЕНИЯ КОМПЛЕКСНОГО КОЭФФИЦИЕНТА ОТРАЖЕНИЯ ДВУХСИГНАЛЬНЫМ МЕТОДОМ

При измерении ККО через скалярную величину случайная погрешность измерения ее абсолютной или относительной величины входит в результат измерения, поэтому при известных дисперсиях измеряемых величин можно определить погрешность измерения ККО. С этой целью, при решении системы измерительных уравнений определяются частные произ-

водные дГ/дРх и через них - погрешность измерения. Произведена оценка погрешности методом численного анализа с заданным шагом приращения значения измеряемых мощностей в области ожидаемых значений. Алгоритм вычисления значения функции Г(РрР2,Р3) обеспечивается теми же программными средствами, которые используются в цифровых анализаторах при измерении ККО.

Так как при измерении малых коэффициентов отражения на интервале АР, функция Г(Р(,Рг,Р3) обладает ярко выраженной нелинейностью, поэтому для оценки погрешности использовался метод Монте-Карло. Оценка погрешности измерения основана на многократной генерации датчиком случайных чисел значений мощностей в заданных интервалах для ряда значений

1 "

измеряемого /). Усредненный результат определялся как Г = где

ы

п - объем выборки. Показано, что, несмотря на громоздкость вычислений, полученная оценка погрешности измерения малых ККО значительно выше. При моделировании погрешности измерения методами численного дифференцирования и Монте-Карло получены одинаковые погрешности определения коэффициента отражения в интервале | Г | = 1 + 0,2, рис. 4.1.

ДГ

л

Мет. дифф. 0,2 ■

Мет. Монте=Карло

0,02-

0,04--

0,6 1 Рис. 4.1

Г

*-Дп

Рис. 4.2

Исследования показали, что .благодаря автоматизации измерительного процесса при обработке измерительной информации на ЭВМ, производится многократное измерение мощностей в процессе калибровки и измерения, что уменьшает СКО измерения в л/и раз.

Рассмотрены методы исключения систематической погрешности измерения мощности, обусловленной неточностью определения характеристик индикаторного канала, влияющей на погрешность определения эквивалентных параметров моделируемого многополюсника. Для оценки влияния детекторной секции на погрешность измерения ККО была составлена математическая модель измерителя ККО, где значения мощностей определялись с учетом неквадратичности характеристики диодной секции при условии, что Ы. - £„• На основе такой модели рассчитывались мощности Ри Р2,

P-j после чего в их значения вводилась неидеальность характеристики, отличная от степени 2. В результате моделирования получено, что погрешность измерения фазы при An = 0,1 не превышает 1° (An - отклонение от квадратичной характеристики), в то время как погрешность измерения модуля сильно зависит от измеряемой величины и при An - 0,1 достигает 21% при измерении | £ | = 1, рис. 4.2. С уменьшением измеряемого модуля ККО, погрешность уменьшается , т.к. уменьшается динамический диапазон измеряемых мощностей. Следовательно, при измерениях с некалибро-ванным детектором необходимо уменьшать модуль условного коэффициента отражения, регулируя амплитудные соотношения сигналов.

Для двухсигнального метода предложен метод калибровки детектора, при котором в качестве образцовой меры используются фазовые сдвиги между сигналами в каналах. Из отношения мощностей следует

Pi!Р2 = (/ + cos Aff)l(l + cos Л(р2) = ufMI, (4.2)

где щ - напряжение, измеренное на выходе детектора; Ащ - разность фаз.

При математическом моделировании на ЭВМ установлено, что для точного измерения мощностей Р{ с точностью до 0,1% достаточно определить три коэффициента a(j; at; а2- Однако при экспериментальном исследовании эмпирически выявлена необходимость использования шести коэффициентов а0 ... а5, т.к. меньшее количество коэффициентов дает погрешность в четвертом знаке цифрового вольтметра. Большее количество коэффициентов приводит к повышению точности, но увеличивает время обработки информации.

Для определения шести коэффициентов щ формируется система из шести уравнений (4.3) путем измерения шести мощностей при известных фазовых сдвигах A(pj. В дальнейшем, при определении мощностей по отсчетам напряжения на выходе детектора, необходимо эти напряжения возводить в соответствующие степени

p. = U{a0+aiui+a^^ai»i+a4u4i+asuf) ^ 2)

Предложен критерий оценки качества калибровки, при котором

Pf + P3 = P2 + когда Ащ ■ п = 90°, где п = 0,1,2,3.

Исследован метод калибровки при известной аппроксимации кубическим сплайном. В качестве образцовой меры ослабления использовались стандартные калиброванные аттенюаторы. Результаты исследования показали, что встроенные в генераторы аттенюаторы с дискретным или плавным изменением ослабления обеспечивают достаточно высокую точность калибровки характеристики измерительного канала. Таким образом, при калибровке измерительного канала почти полностью исключается погрешность измерения мощности.

5. ИССЛЕДОВАНИЕ МЕТОДОВ ПОСТРОЕНИЯ АКТИВНЫХ СВЧ ФАЗОЗАДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ

В диссертационной работе рассмотрены принципы построения двухфазных генераторов для использования их в измерителях полных сопротивлений и в качестве фазозадающих образцовых средств. Одним из перспективных направлений является предложенный динамический метод, при котором фазовый сдвиг между сигналами становится функцией времени, т.к. зависит от разности частот двух высокостабильных автономных генераторов или источников сигналов, синхронизируемых от одного опорного генератора частоты. Математическое описание зависимости фазового сдвига от времени определяется как

г

= (5.1)

о

где А{ - разность частот двух высокосгабильных источников частоты.

Такой подход отвечает современному уроню развития измерительной техники так как:

- существует линейная зависимость между фазой и временным интервалом;

- фазовые и частотные изменения рассматриваются в единой временной области, что позволяет использовать в качестве эталонной меры эталон единицы частоты и времени;

- использование ЭВМ и современных измерительных приборов позволяет полностью автоматизировать процесс задания фазы и использовать существующие измерительные приборы, которыми оснащены органы метрологической службы Госстандарта и специальные отраслевые лаборатории;

- позволяет унифицировать метод задания фазы во всем частотном диапазоне независимо от типа подсоединительного разъема.

Выполненные исследования по оценке погрешности передачи фазы, как функции времени, показали, что основной причиной ее возникновения является ограниченность временного интервала и, следовательно, сильная зависимость от случайных процессов, влияющих на кратковременную нестабильность источников сигналов. Установлено, что основными их источниками являются уход частоты, фазовые и частотные шумы, частотная модуляция сигнала некоторым периодическим процессом, приводящим к изменению расчетной частоты за время измерения.

Предложена математическая модель для определения отклонения разностной частоты

т к ( + ^

= + фу + 2к — +1Р(г), (5.2)

«=<? Н I Тз) где АР; - коэффициенты полинома, описывающего уход разностной частоты; Рр <ру, Гу - амплитуда, фаза и период /-ой гармонической составляющей; \jiCt) - шумовая составляющая разностной частоты.

В результате исследования установлено, что уход частоты от расчетного значения за часовой интервал не превысил 0,1° отклонения фазы. Среднеквадратическое значение погрешности определяется

5 = + (5.3)

где ЛГлин и АР0 - линейная и случайные составляющие отклонения частоты.

Представлены графики зависимости случайной погрешности и СКО неисключенной систематической погрешности от воздействия аддитивного фазового шума, рис. 5.1, 5.2.

Рис. 5.1 Рис. 5.2

Установлено, что для получения погрешности в = 0,01° следует ограничиться временным интервалом 30 мин.

Исследованы принципы построения устройств задания фазовых сдвигов в двухфазных калибраторах с дискретным и непрерывным изменением фазы. Из полученных результатов следует, что они могут использоваться для передачи единицы угла фазового сдвига в область более высоких частот, однако при этом необходимо осуществлять фазовую автоподстройку частоты (ФАПЧ), с целью уменьшения погрешности передачи фазы.

В качестве задающих устройств следует использовать фазовые калибраторы, т.к. они имеют высокую точность воспроизведения угла фазового сдвига.

Из приведенного анализа погрешностей синхронного фазового канала в двухканальных устройствах следует, что при ее оценке необходимо учитывать фазовые шумы. Установлено, что основными источниками погрешности переноса фазовых сдвигов являются: несовпадение собственной частоты подстраиваемого генератора с частотой вынужденной генерации; погрешность, обусловленная взаимным прохождением сигналов из одного канала в другой; погрешность переноса начальной фазы опорного генератора на начальную фазу подстраиваемого генератора, обусловленную нелинейным преобразованием сигналов в фазовом детекторе; нелинейное преобразование сигналов в смесителях; влияние гармоник, образующихся

на нелинейном элементе смесителя и случайная погрешность из-за некоррелированности фазовых шумов выходных сигналов.

Из анализа погрешности опорного калибратора дискретных фазовых сдвигов следует, что его среднеквадратическое отклонение фазы в полосе частот 10 Гц - 105 Гц не превышает величины 0,003°, поэтому он может быть использован в качестве фазозадающего устройства.

Исследована фазовая погрешность преобразования частоты. Показано, что аппроксимация степенным полиномом малоэффективна, поэтому использовалась аппроксимация с помощью экспоненциальной функции, т.к. для получения зависимости изменения тока диода достаточно измерить постоянную составляющую тока и мощность гетеродина в рабочем режиме.

г0 = -А + А ■ Б0 (аиг) ехр аЕ0, (5.4)

где г0 - постоянная составляющая тока; Б0 - модифицированная функция Бесселя; иг - мгновенное значение напряжения гетеродина; Е0 - амплитуда смещения; А - ток диода при обратном напряжении, а - определяется при со = сог в рабочем режиме смесителя.

Предельное значение фазовой погрешности преобразования частоты из-за комбинационных частот при целочисленной кратности преобразования определяется

©о «о

X' X1т>п

Дффпп = агад -, (5.5)

где 1т и 1„ - гармоники тока гетеродина и сигнала.

Для практических вычислений по формуле (5.5) достаточно ограничиться 2-3 комбинационными частотами, имеющими наибольший вес.

Оценка фазовой погрешности преобразования частоты производилась динамическим методом, когда генератор и гетеродин синхронизировались от одного генератора. Сигнал промежуточной частоты подавался на вход фазометра, на второй его вход подавался опорный синфазный сигнал с синтезатора частоты. Получено, что отклонение фазы обратнопропорцио-нально кратности преобразования частоты, где кратность <7 = В

таблице 5.1 приведены полученные экспериментальные данные зависимости Ар от ц.

Таблица 5.1

4 5 8 20 40 50 100

Аф° 18 16,4 7,0 0,2 0,07 0,04 0,02

Предложен структурный метод формирования активных фазозадаю-щих устройств с преобразованием частоты для повышения точности задания фазы. Показано, что, если номер гармоники гетеродина имеет высокий порядок, то увеличивается взаимная развязка между каналами, исключа-

ются погрешности из-за нестабильности фазы передачи ферритовых вентилей. Предложена структурная схема калибратора дискретных фазовых сдвигов с полигармоническим преобразованием частоты.

1 - опорный генератор, 2 - гетеродин, 3,4 - синхронные фазовые каналы; 5 - ФНЧ; 6 - генератор гармоник; 7 - полосовой фильтр; 8 - смеситель; 9 - УПЧ; 10 - фазовый детектор; И - ФНЧ; 12 - подстраиваемый диапазонный генератор.

Рис. 5.3

Исследованы дискретные фазозадающие устройства с электронным управлением при последовательном и параллельном их соединении. Получены расчетные соотношения для определения комплексных коэффициентов отражения и передачи с использованием теории графов. Коэффициент передачи от генератора до выхода /-го отвода при последовательной коммутации отрезков линий передачи определяется как

к/пра-^21рк + + £лР , (5.6)

где £и; £2/1 А],и £доп коэффициенты матриц рассеяния секций дискретных фазовращателей и их произведений.

Приведены результаты моделирования коэффициентов передачи и отражения при параллельной коммутации фазозадающих устройств, выполненных на полосковых линиях.

Из полученных результатов моделирования следует, что погрешность коэффициента передачи по модулю составляет 1% и по фазе 0,3°, при оптимальном подборе диодных элементов. Показано, что дискретные линии передачи могут применяться для передачи не только синусоидальных, но и импульсных сигналов. Предложено нониусное устройство для цифровых фазометров, когда разрешающая способность определяется соотношением

Тхп

где Тк - период квантующих импульсов; Тх - длительность импульса эквивалентного фазовому сдвигу; п - число звеньев линии задержки.

Использование дискретно-управляемой линии задержки в виде последовательного соединения задерживающих звеньев с электронно-управляемыми отводами позволило повысить разрешающую способность в п раз.

Теоретические исследования математических моделей и экспериментальные результаты подтвердили реальную возможность использования эталона частоты и времени для получения калиброванных фазовых сдвигов между двумя квазикогерентными сигналами и трансформации фазовых сдвигов с НЧ в область высоких частот при плавном перекрытии частотного диапазона с высокой точностью.

6. ИССЛЕДОВАНИЕ МЕТОДОВ КАЛИБРОВКИ ФАЗОЗАДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ

Задание угла фазового сдвига может производиться с помощью фазовращателей, либо через изменение амплитудных соотношений суммируемых сигналов, при известном фазовом сдвиге между ними, в одном из каналов. Калибровка фазовращателей осуществляется по образцовым фазовым средствам, или через амплитудные соотношения суммируемых сигналов.

В качестве образцовых фазовращателей используются устройства с изменением электрической длины передающего тракта. Они описываются четырехполюсными, шестиполюсными или восьмиполюсными моделями. Из обобщенных моделей фазозадающих устройств, отражающих структуру фазовращателей и взаимосвязь их с источниками сигналов, индикаторными устройствами, с учетом согласования их волновых сопротивлений, раз-работываются единые методики для исключения основных погрешностей и оценки точности задания фазового сдвига.

Исследованы круговые фазовращатели проходного и отражательного типов, где изменения фазы передачи связаны с изменением геометрической длины передающего тракта. Составлены их математические модели для определения коэффициентов передачи, имеющие вид

т= Ар21±М1г (6.1)

1 + 0$ р 1 + Сф2

где А{, Аг, Д?; 0.{, /V, Д, - коэффициенты, определяемые из волновой матрицы рассеяния фазовращателя.

Показано, что коэффициенты передачи фазовращателей в диапазоне частот могут определяться с высокой степенью точности расчетным путем при известных комплексных коэффициентах отражения фазовращателя и тракта, в месте его включения. Процедура расчета поправочных функций

достаточно сложная, поэтому моделированием на ЭВМ получены графики поправок модуля и фазы передачи, зависящие от степени рассогласования и ослабления вносимого фазовращателями. На рис. 6.1, 6.2 приведены зависимости функций поправки по фазе, коэффициента передачи для фазовращателей проходного Л(р-Г, и отражательного Л<р-Г2 типов.

Из полученных результатов следует, что погрешность передачи Ау( (,В{,С{) при ослаблении а = 0 имеет синусоидальный характер, при а ? О - отлична от синусоидального. Исследованы и оценены погрешности, обусловленные изменением температуры, постоянной передачи, в зависимости от проводимости токонесущего покрытия, изменения диэлектрической проницаемости, стабильности частоты источника сигналов, приведены графики их зависимости в частотной области. Показано, что их суммарная среднеквадратическая погрешность при современной технологии изготовления не превышает 0,1° — 0,2°.

Выполнено исследование фазовращателей с суммированием двух сигналов при известном постоянном фазовом сдвиге между ними и переменном отношении амплитуд сигналов. Предложено устройство квадратурного фазовращателя, в котором используются стандартные узлы и элементы. Коэффициент передачи фазовращателя при установлении квадратурных соотношений сигналов

т AikS.mil + ¿2к£1с) + Р.1к§_21с(1 + Р^ь)

1 + С/^Л/; + С.2к§.21с где А1к\ 4гЬ'. 0-1 к', С-1к'> С.2к - комплексные коэффициенты, определяемые из графа структурной схемы фазовращателя.

Из результатов исследования полученной математической модели следует, что коэффициент передачи можно представить в виде расчетного значения и функции поправки. Показано, что функции поправки определяются степенью рассогласования. При КСти тракта в месте включения

плавных аттенюаторов не более 1,2 - погрешность определения модуля у. фазы передачи не превышают 2% по модулю и!° по фазе.

Отклонение амплитудных и квадратурных соотношений суммируемых сигналов от расчетных, обусловленное рассогласованиями в тракте, неточной установкой квадратурных соотношений между сигналами, приводит к нелинейной зависимости фазы выходного сигнала. На рис. 6.3 и 6.4 приведены зависимости амплитуды выходного сигнала и фазы передачи от погрешности из-за неквадратурности сигналов.

В работе получены формулы для оценки погрешности измерения амплитудно-фазовой погрешности фазометров при поверке их по мерам фазы с ослаблением. Рассмотрен предложенный метод поверки фазометров суммарно-разностным методом. Получены аналитические зависимости изменения амплитуды и фазы сигнала от амплитудно-фазовых соотношений суммируемых сигналов. Предложено устройство для аттестации мер фазы с ослаблением суммарно-разностным методом с применением фазометра и исключением его амплитудно-фазовой погрешности. Это позволило отказаться от разработки специальных мер фазы с ослаблением заменив их серийными аттенюаторами.

В процессе исследования работы двухсигнального измерителя ККО и моделирования круговых фазовращателей на ЭВМ была установлена зависимость между ожидаемым изменением ряда измеренных мощностей, при известных фазовых сдвигах между сигналами, и их реальными значениями. В результате получены аналитические зависимости, устанавливающие взаимосвязь между измеренными значениями мощностей и гармониками погрешностей фазовращателей. Например амплитуда и фаза первой гармоники погрешности определяются из уравнений

р+р_р_Р-/Р p\sin(dsin<P*) , /р \ sin (в cos срн)

п + ^з -г2-н4 -\У2-Р4)—J- r + \Ff-P3)—т—,-г;

cos[ecos(pH) cos{6sin(pH)

sin(esin((pH +45°))

Рз + Р7-Рб-Р,-(Рб-Р,) \ JI + (6i)

cos\ecos{(pu + 45 li (Ь. 1)

-Wp

cos\esin[(pH +45 U

где мощности Pt, P¡, P3, P, - соответствуют положениям фазовращателя 0°, 90°, 180°, 270°; P» P6, P7, Ps - положениям 45°, 135°, 225°, 315°; в, срн - амплитуда и начальная фаза погрешности Iе2 гармоники фазовращателя.

Исследования математической модели численным методом показали, что расхождение между результатами расчета погрешности и ее заданного значения при нулевой погрешности измерителя мощности, не превышает 1% по амплитуде и ± (0,1°+0,2°) по фазе. Из результатов исследования следует, что разработанные методы калибровок фазовращателей и мер фазового сдвига позволяют получить высокую точность задания фазового сдвига.

7. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ ИССЛЕДОВАНИЯ КОМПЛЕКТА РАЗРАБОТАННОЙ ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ АППАРАТУРЫ

На основании полученных результатов теоретических исследований созданы поверочные установки первого разряда для аттестации мер полного сопротивления, двухфазный генератор и квадратурный фазовращатель для вторичного эталона фазы.

Исследована разработанная установка для воспроизведения угла сдвига фаз УСФ динамическим методом, защищенная авторским свидетельством. Она содержит два идентичных канала со смещенными частотами, частотный компаратор, электронно-счетный частотомер, поверяемый фазометр, логический элемент, электронный хронометр. Задание фазового сдвига производится в течение заданного времени, пропорционального разностной частоте источников сигналов в каналах, контролируемой компаратором и электронно-счетным частотомером. На электронном хронометре-таймере устанавливается время измерения tu3M, соответствующее набегу заданного фазового сдвига. Структурная схема приведена на рис. 7.1.

Получено, что СКО случайной погрешности единичного наблюдения составляет 0,018°, при выборке 10 единичных наблюдений погрешность снижается до 0,006°.

Использование водородных стандартов частоты, при времени измерения 30 мин, позволило выявить периодическую погрешность стробоскопи-

ческого преобразователя частоты фазометра ФК2-12, амплитуда которой 0,017°, а начальная фаза 45°.

Рис. 7.1

В процессе сличения УСФ с поверочной установкой высшей точности УВТ-80 на промежуточной частоте снимались 35 показаний с интервалом по фазе 10°. Полученная СКО случайной погрешности, определяемая как

5 = + $2совя (где 5зет - случайная СКО УВТ-60, Бсовм - СКО УСФ и компаратора переносчика), не превысила 0,03° во всем диапазоне фаз 0 - 360°.

Исследован двухфазный цифровой анализатор цепей с разработанными двухфазными генераторами. Задание калиброванных фазовых сдвигов производилось методом переноса значения фазы калибратора дискретных фазовых сдвигов частотой 5 МГц с помощью двух синхронных фазовых каналов и систем фазовой автоподстройки частоты. В качестве источников сигналов использовались стандартные генераторы частоты с системой стабилизации по частоте. Шаг сетки по частоте составлял 0,1 МГц в диапазоне частот 0,4 + 12 ГГц и 1 МГц в диапазоне 12 -г 18 Ггц. Относительные нестабильности опорного генератора и синтезаторов частоты выходных сигналов находились в пределах Ю~10 + 10". Использовались стандартные приборы и узлы из комплекта серийных измерительных приборов. При исследовании погрешности задания ФС применялся метод некалиброванного фазометра. Из приведенных результатов измерений следует, что систематическая погрешность КФС не превышает 0,1°. При использовании статистического усреднения случайное отклонение результатов наблюдений не превышало 0,2° на частотах 7 -ь 12 ГГц и 0,1° на более низких частотах. Случайная погрешность СКО не превышала 0,06°. Полученные результаты исследования двухфазных генераторов свидетельствуют о том, что их погрешность соответствует уровню вторичных эталонов единицы угла фазового сдвига.

Проведены экспериментальные исследования методики калибровки цифрового анализатора цепей с шестиполюсным датчиком и векторным

;ндикатором. Исследования проводились в комплекте с установкой 1К1-12, предназначенной для измерения комплексных коэффициентов пе->едачи. Калибровка датчиков производилась с помощью специально скон-труированного подвижного короткозамыкателя в диапазоне частот

17,44 ГГц. Разработанные установки предназначены для ведомственной юверки коаксиальных нагрузок с сечением волновода 3,5 х 1,52 мм. Исследования и аттестация установки органами Госстандарта показали, что погрешности измерения по КСВ и фазе отражения не превышают ± 3% и Ь 5° при Ксти~ 2, т.е. находятся на уровне мировых стандартов.

Исследованы характеристики цифрового двухсигнального анализатора лепей с двухфазным генератором для диапазона частот (5,6 -ь 18) ГГц. Структурная схема измерительной ситемы приведена на рис. 7.2.

Рис. 7.2

Анализатор цепей выполнен на стандартных устройствах со стандарт-шми источниками сигналов в комплекте с мини-ЭВМ для волноводных :рактов с сечениями 15 х 35 мм, 10 х 23 мм и коаксиального тракта сече-шем 7/3 мм. При экспериментальной проверке использовались образцовые нагрузки типа Э9-8315 и НОВ-23-1,13, аттестованные Украинским [ентром стандартизации. Результаты измерения, приведенные в диссертант, не превышают 0,6% при |£| = 1,1% при |£| = 0,33 и 1,2% при £ 1 = 0,15. Погрешность измерения по фазе при | Г | = 1 меньше 1°. По-решность измерения ослабления ± 0,1 дБ при Si2 = 3 дБ.

Исследованы характеристики анализатора цепей, предназначенного [ля поверки и аттестации волноводных фильтров с сечением волноводов 9 х 9,5 мм, 13 х 6,5 мм. Моделирование многополюсности производится ;алиброванными волноводными фазовращателями. Структурная схема ус-ановки приведена на рис. 7.3.

С целью уменьшения погрешности измерения в процессе калибровки [роизводятся оценочные измерения калибровочных мер. Обработка ре-ультатов измерения, калибровки, перемещения подвижного короткозамы-:ателя и фазовращателя автоматизированы и производятся с помощью )ВМ.

Рис. 7.3

С целью уменьшения погрешности измерения малых отражений между датчиком и фазовращателем включен калиброванный по комплексному коэффициенту передачи аттенюатор.

Разработанная методика позволила производить измерения малых коэффициентов отражения до | Г | = 0,005 с погрешностью меньше, чем 20%, в то время как все другие методы имеют погрешность более 100%. Макет установки, используемый как образцовая установка в НИИР, позволяет измерять комплексный коэффициент отражения в диапазоне частот 12 - 17,44 ГГц для волноводных трактов с погрешностью измерения по модулю 3% и фазе ± 5° при КСТи ~ 2 и ± 0,1 дБ по модулю передачи.

Рис. 7.4

Исследован разработанный цифровой анализатор цепей (рис. 7.4), ра ботающий в комплекте с ЭВМ и синтезаторами частот в автоматическо? режиме, предназначенный для измерения волноводных фильтров в диапа зоне частот 11,7 12,8; 17 ■*■ 18 ГГц с дискретным шагом по частот 0,8 1,2 Мгц. Многополюсность в анализаторе имитируется некалибро ванными по амплитуде и фазе сигналами. Использование стандартны: волноводных диафрагм с управляемыми pin диодами типа БД-102 и фер

«товых циркуляторов ФВК2-42 -г ФВК2-62 в комплекте со сдвоенными оправленными ответвителями и короткозамыкателями, позволило осуще-твить моделирование 12-полюсного измерительного датчика.

Применение 2-х 12-полюсных датчиков позволило производить изме->ения коэффициентов передачи с ослаблением до 50 дБ с исключением югрешности из-за рассогласования.

В созданных образцовых измерительных установках, с применением твух квазикогерентных сигналов, результатами измерений подтверждены зысокие метрологические характеристики, соответствующие уровню мировых стандартов рабочих эталонов, предназначенных для измерения пол-шх сопротивлений, комплексного коэффициента передачи, задания фазо-зых сдвигов.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В диссертации обоснована и решена крупная научно-техническая и 1ароднохозяйственная проблема создания комплекса измерительных :редств высшей точности для аттестации мер полного сопротивления, за-(ания фазовых сдвигов, методов калибровки фазовращателей, что повысило сачество изготовления узлов и элементов линий связи, ускорило научно-ехнический прогресс развития средств связи и радиотехнических систем.

ОСНОВНЫЕ НАУЧНЫЕ И ПРАКТИЧЕСКИЕ РЕЗУЛЬТАТЫ ЩССЕРТАЦИИ:

1. Разработана методология построения математических моделей мно-ополюсных измерителей комплексного коэффициента отражения, базирующихся на применении метода суммарного воздействия на измеряемый бъект, двумя квазикогерентными сигналами с регулируемыми амплитуд-:о-фазовыми соотношениями между ними.

2. Установлено, что в предложенных двухсигнальных и существую-шх многополюсных методах при измерении комплексных параметров стройств СВЧ характер измерительных уравнений идентичен, однако по равнению с многополюсными измерителями амплитуды сигналов в датчи-ах СВЧ могут регулироваться раздельно, стоячие электромагнитные вольт при измерении смещаются. Это позволило доказать, что путем введе-ия в расчеты относительных фазовых и амплитудных изменений можно простить алгоритм калибровки, заменить специальные многополюсные атчики СВЧ простыми восьмиполюсными устройствами, оставить один змеритель мощности, измерять малые отражения, при известных частот-ых смещениях сигналов определять групповое время прохождения сигна-ов.

3. Получены расчетные соотношения для определения комплексных остоянных измерительных датчиков СВЧ при различных методах калиб-эвки. Показано, что точность измерения определяется способом калиб-эвки, алгоритмом обработки измерительной информации, степенью непо-

стоянства нелинейности характеристики измерительного канала, способом нормирования мощностей, соотношением коэффициентов отражений калибровочных мер и измеряемых коэффициентов отражений. Доказано, что применение калибраторов фазы существенно упрощает алгоритм калибровки. Получена функциональная зависимость коэффициентов передачи и их погрешности от измеренных значений коэффициентов отражений.

4. Показано, что при задании фазовых сдвигов предложенными частотно-временным методом и методом передачи фазовых сдвигов с частотным преобразованием измеряются разностная частота и временные интервалы. Это позволило доказать, что, используя известные методы определения частоты и времени, можно путем введения в расчеты нестабильно-стей источников сигналов, нелинейностей преобразователей частоты, кратности преобразования частот, взаимных прохождений сигналов оценить погрешность задания фазовых сдвигов.

5. Получены обобщенные математические модели пассивных фазовращателей СВЧ в виде расчетных зависимостей и функций поправок, применимые при инженерных расчетах. Исследованы источники возникновения погрешностей и получены расчетные соотношения для их оценки. Показано, что предложенные методы задания фазы через амплитудные соотношения суммируемых сигналов могут использоваться при калибровке по фазе устройств СВЧ и поверке фазоизмерительных устройств в статическом и динамическом режимах. Установлено, что предложенный метод калибровки фазовращателей по измеренным мощностям позволяет рассчитать комплексные амплитуды гармоник погрешностей. Результаты исследований используются для анализа и оценки погрешностей фазозадающих устройств в линиях связи.

6. Показано, что погрешность измерения коэффициента отражения, определяемая нестабильностью мощности, исключается аналитически или численным методом в зависимости от величины его модуля. Установлено, что усреднение результатов расчета коэффициента отражения целесообразно производить на этапе определения коэффициентов линейных уравнений. Предложенные алгоритмические методы позволяют минимизировать отклонения от нелинейности заданной характеристики измерительного канала и могут использоваться при экспериментальных исследованиях нелинейных преобразователей. Получены формулы, позволяющие определить погрешность измерения коэффициента отражения в зависимости от модулей и фаз калибровочных мер, их собственной погрешности.

7. С использованием предложенных автором диссертации методов измерения, полученных на их основе зависимостей и рекомендаций разработан широкий класс высокоточных измерительных устройств, рабочих эталонов, фазозадающих и фазоизмерительных систем, используемых прг оценке качества устройств СВЧ трактов телекоммуникационных систем Измерительные системы и образцовые приборы, аттестованные в органа} Госстандарта в диапазоне частот 1-18 ГГц, имеют точность измерения н;

уровне лучших зарубежных образцов. На основные способы и устройства

получены авторские свидетельства.

РАБОТЫ, ОПУБЛИКОВАННЫЕ ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ

1. Калмыков А.И. Образцовые коаксиальные фазовращатели СВЧ. /Яруды СНИИМ, вып. 15, г. Новосибирск, 1971, с. 79-86.

2. Калмыков А.И. Анализ погрешности образцового фазовращателя и методы их исключения. /Яр. СНИИМ, вып. №8, г. Новосибирск, 1971, с. 80-86.

3. Елькинд А.И., Гутина Э.М., Калмыков А.И. Образцовые коаксиальные нагрузки для калибровки и поверки автоматических измерителей малых КСВ. Тр. метрологических инст. СССР, г. Москва, 103 (163), 1971, с. 90-94.

4. Калмыков А.И., Захаров В.И., Чернышов А.И. Стенд для автоматического измерения и записи СВЧ сигналов в широком динамическом диапазоне. Измерительная техника, №8, г. Москва, 1974, с. 25-27.

5. Калмыков А.И. Погрешности рассогласования при измерении разности фаз на СВЧ. - Тр. метрологических институтов СССР, г. Москва, 103 (163), 1970, с. 82-85.

6. Калмыков А.И., Евграфов В.И. Частотный метод поверки СВЧ фазометров. //Доклад Всесоюзного симпозиума "Современные методы и аппаратура для измерения параметров радиоцепей", г. Новосибирск, 1974, с. 131-133.

7. Пальчун Ю.А., Калмыков А.И., Захаров В.В. Расчет дискретно-управляемых линий задержки. /Яр. метрологических институтов СССР., Л., 1976 г., вып. 204 (264), с. 88-92.

8. Петров В.П., Калмыков А.И. и др. Работы СНИИМ в области измерения характеристик сверхвысокочастотных линий радиоцепей. - Измерительная техника №3, г. Москва, 1974, с. 45-48.

9. Пальчун Ю.А., Калмыков А.И. О быстродействии дискретно-управляемых линий задержек. /Яр. метр. инст. Исследования в области радио-изм., вып. 204 (264), г. Ленинград, 1976, с. 92-95.

Ю.Калмыков А.И. Поверка фазометров по амплитудно-фазовой погрешности. //Докл. на Всесоюзном симпозиуме, Современные методы и аппаратура измерения параметров радиоцепей, г. Новосибирск, 1973, с. 44-46

П.Калмыков А.И., Евграфов В.И. Состояние вопроса о метрологическом обеспечении измерителей S-параметров. //Доклад на Всесоюзном симпозиуме по измерению параметров радиотехнических цепей и разности фаз, г. Горький, 1975, с. 74-75.

12. Калмыков А.И., Евграфов В.И. О целесообразности оценки погрешности рассогласования при измерении фазы коэффициента передачи доверительным интервалом. //Доклад на Всесоюзном научно-техническом совещании "Проблемы разработки современных методов и аппаратуры для измерения параметров радиоцепей", г. Новосибирск, 1976, с. 168-171.

13. Калмыков А.И. Установка для точного измерения разности фаз в дециметровом диапазоне. Труды СНИИМ, вып. 2, г. Новосибирск, 1969, с. 35-40.

14.Каменецкий М.И., Калмыков А.И., Петров В.П. Сравнительный анализ некоторых способов калибровки рефлектометров. //Труды метрологических институтов, "Исследования в области радиотехнических измерений", вып. 204 (264), г. Ленинград, 1976, с. 21-26.

15. Евграфов В.И., Калмыков А.И. Комплект образцовой аппаратуры для поверки фазоизмерительной аппаратуры в диапазоне 0,01-7 ГГц. //Сб. докладов VI Республиканской конференции, г. Каунас, 1975, г. I, с. 200-202.

16. Калмыков А.И. Методы и средства поверки фазоизмерительной аппаратуры СВЧ. - Метрология и радиоэлектроника. Материалы II Всесоюзного семинара-совещания, г. Москва, 1971, с. 105-108.

17. Петров В.П., Калмыков А.И., Пальчун Ю.А. Анализ 2х канальных измерителей Б-параметров //Тр. учебных институтов связи "Радиотехнические системы и устройства" №118, Ленинград, 1984, с. 142-147.

18. Петров В.П., Калмыков А.И., Рясный Ю.В. Информационно-измерительная система для измерения комплексного коэффициента передачи и отражения. //Тезисы V Всесоюзной конференции "Проблемы метрологического обеспечения систем обработки измерительной информации", г. Москва, 1984, с. 25-26.

19. Калмыков А.И. Метод измерения комплексного коэффициента отражения со смещающейся стоячей волной. //Моделирование систем и процессов в связи. Сб. науч. тр. уч. инст. связи, г. Ленинград, 1988, с. 118-123.

20.Калмыков А.И., Касиер Г.Г., Симонюк А.Ф., Бирюков И.В., Лукина М.В. Микропроцессорные электронные средства измерения параметров СВЧ устройств на основе двух измерительных сигналов. //Доклад на XI Республиканской конференции "Проблемы разработки измерительных приборов со встроенным интеллектом и перспективой их развития" г. Каунас, 1988, с. 17-18.

21. Калмыков А.И., Макаров Г.А. Измеритель комплексного коэффициента отражения. /Тезис. Всесоюзной конф. "Радиотехнические измерения в области высоких и сверхвысоких частотах", г. Новосибирск, 1984, с. 148-149.

22. Петров В.П., Калмыков А.И., Симонюк А.Ф., Каспер Г.Г. Метод двухсигнального измерения комплексного коэффициента отражения.

//Тезисы Региональной научно-технической конференции научно-технического общества радиотехники, электроники и связи, секция "Радиоизмерения", г. Новосибирск, 1986, с. 3.

23. Калмыков А.И., Бирюков И.В. Измерение параметров фильтров СВЧ двухсигнальным методом. //Тезисы Всесоюзной конференции, посвященной Дню Советской науки. "Современные проблемы информатики, выч. техники и автоматизации", г. Москва, 1988, с. 9.

24. Калмыков А.И., Косулин В.В. Исследования двухсигнального метода измерения параметров взаимных четырехполюсников на СВЧ. //Тезисы Всесоюзной конференции, посвященной Дню Советской науки "Современные проблемы информатики, выч. техники и автоматизации", г. Москва, 1988, с.24.

25. Калмыков А.И., Бирюков И.В., Лукина М.В. Микропроцессорный измеритель S-параметров четырехполюсников на СВЧ. //Тезисы VII Всесоюзной научно-технической конференции "Метрология в радиоэлектронике", г. Москва, 1988, с. 10-11.

26. Калмыков А.И., Борисов A.B., Бирюков И.В., Лукина М.В. Исследование характеристики детектора при измерении комплексного коэффициента отражения на СВЧ. //Сборник научных трудов НЭТИ, г. Новосибирск, 1989, с. 124-127.

27. Калмыков А.И., Симонюк А.Ф. Результаты исследования активных калибраторов фазы СВЧ. //Тр. третьей международной научно-технической конференции "Актуальные проблемы электронного приборостроения АПЭП-96", том 5, Измерения в радиоэлектронике, г. Новосибирск, 1966, с. 20-21.

28. Калмыков А.И., Бирюков И.В. Исследование алгоритма расчета коэффициента отражений через отношение мощностей при двухсигналь-ном методе. //Сборник трудов НЭТИ, г. Новосибирск, 1989, с. 30-31.

29. Калмыков А.И., Бирюков И.В., Лукина М.В. Автоматизированный измеритель S-параметров на основе измерения мощности. //Тезисы Всесоюзной конференции "Разработка и создание автоматизированных рабочих мест СВЧ измерений", г. Севастополь, 1989, с. 16.

30. Калмыков А.И., Бирюков И.В., Косулин В.В. Определение закона систематической погрешности СВЧ фазовращателей. //Доклад на Всесоюзной научно-технической конференции "Современные проблемы фа-зоизмерительной техники и ее приложения", г. Красноярск, 1989, с. 36-38.

31. Калмыков А.И., Бирюков И.В. Определение систематических погрешностей фазовращателя СВЧ. //Сб. трудов НЭТИ, г. Новосибирск, 1990, с. 73-76.

32. Калмыков А.И. Двухсигнальный метод калибровки круговых фазовращателей через мощность. //Тр. второй международной науч. техн.

конф. "Актуальные проблемы электронного приборостроения АПЭП-94", Том 3, Измерения в радиоэлектронике, г. Новосибирск, 1994, с. 37-39.

33. Калмыков А.И. Оценка точности измерения S-параметров четырехполюсников двухсигнальным методом. //Материалы международной н.т.к. "Информатика и проблемы телекоммуникаций", Том I, г. Новосибирск, 1995, с. 166-168.

34. Калмыков А.И. Измерение малых коэффициентов отражения. //Тезисы Российской научно-технической конференции. "Информатика и проблемы телекоммуникаций", том I, г. Новосибирск, 1996, с. 31-32.

35. Калмыков А.И. Измерение S-параметров четырехполюсников двухсигнальным методом. //Тезисы Российской научно-технической конференции. "Информатика и проблемы телекоммуникаций", том I, г. Новосибирск, 1996, с. 32-33.

36. Калмыков А.И. Измерение группового времени запаздывания сигналов. //Тезисы Российской научно-технической конференции. "Информатика и проблемы телекоммуникаций", том I, г. Новосибирск, 1996, с. 33-34.

37.Калмыков А.И., Макаров Г.А. Оценка погрешности задания фазового сдвига динамическим методом. //Тр. третьей международной научно-технической конференции "Актуальные проблемы электронного приборостроения АПЭП-96", том 5, Измерения в радиоэлектронике, г. Новосибирск, 1986, с. 20-23.

38. Калмыков А.И. Калибровка двухсигнальных измерителей комплексного коэффициента отражения. //Матер, межд. науч.-тех. конф., Том 1, "Информатика и проблема телекоммуникаций", г. Новосибирск, 1995, с. 186-189.

39. A.c. № 1125556. Устройство для измерения комплексного коэффициента отражения. Калмыков А.И., Макаров Г.А, опубл. 23.11.84, Бюл. №43.

40. A.c. № 1373172. Устройство для измерения комплексного коэффициента отражения. Калмыков А.И., Пальчун Ю.А, опубл. 24.12.85, Бюл. № 24.

41. A.c. №1327020. Устройство для измерения комплексного коэффициента отражения. Калмыков А.И., Каспер Г.Г., Симонюк А.Ф, опубл. 30.07.87, Бюл. №28.

42. A.c. № 915135. Сверхвысокочастотный фазовращатель. Пальчун Ю.А., Евграфов В.И., Калмыков А.И., Симонюк А.Ф., опубл. 2.30.80, Бюл. №11.

43. A.c. № 1045160. Устройство для задания динамического фазового сдвига. Калмыков А.И., Макаров Г.А, опубликовано 30.09.83, Бюл. №36.

44. A.c. N° 1322191. Устройство для измерения комплексного коэффициента отражения. Калмыков А.И., Каспер Г.Г, опуб. 07.07.87, Бюл. №25.

45. A.c. № 980016. СВЧ калибратор фазового сдвига. Калмыков А.И., Евграфов В.И., Пальчун Ю.А., Симонюк А.Ф, 1982 г. Не подл. публ. в откр. печати.

46. A.c. № 1812520. Способ определения погрешности шкалы кругового фазовращателя. Калмыков А.И., Бирюков И.В, опубл. 30.04.93 г. Бюл. №16.

47. A.c. №1307387. Устройство для аттестации мер фазового сдвига. Пальчун Ю.А., Калмыков А.И, опубл. 30.04.87. Бюл. №16.

48.A.c. №773520. Цифровой фазометр. Захаров В.В., Евграфов В.И., Пальчун Ю.А., Калмыков А.И, опубл. 23.10.80. Бюл. №39.

49. A.c. № 1215051. Способ определения группового времени запаздывания. Калмыков А.И, опублик. 23.02.86, Бюл. №8.

50. Калмыков А.И. Сравнительный анализ методов измерения разности фаз на СВЧ. Доклады Всесоюзной научно-технической конференции по радиотехническим измерениям, т. II, г. Новосибирск, 1970, с. 90-94.

Лицензия № 020475, октябрь 1992 г.,

формат бумаги 62x84/16, отпечатано на ризографе, шрифт № 10, изд. л. 2.65, заказ № 109, тираж -100. Типография СибГАТИ 630102, Россия, Новосибирск, ул. Кирова, 86.