автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.02, диссертация на тему:Оптимальная адаптивная обработка сигналов в трактах цифровых систем связи

САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИИ им. проф. М. А. БОНЧ-БРУЕВИЧА

На правах рукописи

УДК 621.391.266:621.391.31

НАВАЛЬ АБДУЛЛА Мохамед Салем

ОПТИМАЛЬНАЯ АДАПТИВНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ В ТРАКТАХ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ СВЯЗИ

05.12.02 — Системы и устройства передачи информации по каналам связи

Л ВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

САНКТ-ПЕТЕРБУРГ 1004

Работа вкполнгна в Спшгт-Пг.тербургпсог государственном университете телекоммуникаций им. проф. М. А. БонччБруевича.

Научный руководитель — доктор технических паук, профессор С. А. КУРИЦЫН.

Официальные оппоненты — доктор технических наук, ведущий научный сотрудник С. И. ЛОПАТИМ;

кандидат технических наук, доцант Б. II. БАБИЧ.

Ведущее предприятие — Санкт-Петербургский государспюшши университет путей сообщения.

Защита диссертации состоится 1994 г.

в час, на заседании спецнашизироташюго (Мета К.П8.01.01

при Санкт-Петербургском государственном университете телекоммуникаций им. проф. М. А. БонччБруевича по адресу: 191065, Санкт-Петербург, наб. р. Мойки, 61.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке университета.

Отзыв на автореферат в двух экземплярах, заверенный печатью учреждения, просим направлять по вышеуказанному адресу на имя ученого секретаря специализированного совета.

Автореферат разослан «

Ученый секрсгсрь специализированного совета, кандидат технических наук, доцент

'X. X АР ИТ ОН О В

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность проблемы, в настоящее время во всех развитых странах мира принята концепция совершенствования средств связи на базе цифровой сети интегрального обслуживания (ЦСИО). Она позволяет отойти от принципа построения сетей связи по виду передаваемой информации. Единая интегральная сеть обеспечит абоненту широкий выбор предоставляемых услуг (телефонная связь, служба электронной почты, передача данных, факсимильная :вязь и т.п.), тем самым она позволяет экономить затрачиваемые средства, уменьшить капитальные вложения.

По мнению специалистов единая цифровая сеть должна строиться на основе существующей телефонной сети общего пользования, тяк как она на данный момент является наиболее развитой сетью связи.

Одним из ключевых вопросов в комплексе проблем, встающих при эазработке ЦСИО, является обеспечение доступа пользователя к сета, то есть организация передачи информации от абонентского оборудования до цифровой коммутационной станции.

Таким'образом, стоит задача разработки цифровых сисчем связи аоонент-;ких линий, обеспечивающих требуемую скорость передачи информации по металлическим парам в низкочастотных телефонных кабелях. Причем, одним из условий реализации цифровых абонентских каналов является отсутствие проме-куточных регенераторов, поскольку врезка нх в уже проложенные абонентские сабели в черте города крайне затруднительна или даже практически невозможна.

В настоящее время на сетях ГТС широко используются отдельные элемента ЦСИО - это цифровые системы передачи для организации соединительных 1иний (СЛ) и цифровые системы коммутации.

Линейные цифровые тракты СЛ (цифровые соединительные линии) орга-шзуются в основном на базе существующих низкочастотных кабелей связи. При I ос троении высокоскоростных цифровых трактов прокладываются новые кабель-1ые линии связи, в большей части волйконно-оптические.

Вместе с тем, емкость проложенных кабелей связи настолько велика, что юзволила бы полностью решить все проблемы при организации по каждой фи-ической паре цифрового линейного тракта хотя бы со скоростью 2048 кбит/с. ИКМ-30). Сложность задачи заключается в переходных влияниях между сосед-|ими парами кабеля. Сейчас в каждом кабеле удается организовать только не-колько цифровых трактов, да и то при длительном выборе необходимых наибо->ее помехозащшценных пар.

Поэтому представляется актуальной задача разработки моделей цифровых ¡инейных трактов, оценка их потенциальных возможностей и поиска путей по-

шшения пропускной способности существующих кабельных линий связи.

Вопросам определения пропускной способности каналов и трактов связи и юиску новых оптимальных алгоритмов обработки сигналов посвящено значительное число работ. Однако, указанную проблему нельзя считать полностью разрешенной. Поскольку отдельные задачи в разных работах решаются вне связи друг с другом без учета многих важных факторов.

Цели п задачи д н с с е,р т а и и и . Целью диссертационной работы является определение потенциальных возможностей существующих кабельных линий связи и создание алгоритмов оптимальной адаптивной обработки сигна-чов в трактах цифровых систем передачи для условий межсимвольной интерфе-ренцин и взаимного влияния соседних цепей.

Поставленная цель достигается путем решения следующих задач:

1. Конкретизации моделей кабельных и волоконно-оптических цнфровьь линейных трактов, адекватно отражающих условия передачи цифровых сигналов

2. Оценки пропускной способности линейных трактов передачи для условий флуктуационного шума, переходных помех и межсимвольной интерференции.

3. Определения потерь пропускной способности линейных трактов.

4. Синтеза алгоритма оптимальной обработки сигналов в лннейн"» цифровых трактах передачи.

5. Поиска путей упрощения оптимальных алгоритмов для о предел с; •. условий их практической реализуемости.

6. Разработка программ статистического моделирования полученных тлгорнтмов с целью определения их потенциальных возможностей.

Методы исследования. При выполнении исследований были использованы методы теории оптимальной линейной фильтрации дискретных процессов, теории информации, теории адаптации, теории цепей и сигналов, теории вероятностей, методы математической статистики и машинного моделирования.

Научная новизна. Основными научными результатами диссертации, обладающими научно» новизной, являются:

• обобщенная модель цифрового линейного тракта, содержащего межсимвольные искажения, фазовые дрожания и переходные влияния между соседними цепями;

• оценка потерь пропускной способности, обусловленных неидеальностьк частотных характеристик цифрового линейного тракта, а также переходными 'влияниями между соседними цепямп;

• алгоритм оптимальной адаптивной обработки сигнала в цифровых линейных тракта' ., содержащих частотные искажения и переходные влияния между це-

пями.

Практическая ценность. В диссертационной работе получены торитмы оптимальной адаптивной обработки сигналов в цифровых линейных пактах, обеспечивающие получение скорости передачи информации, близкой к отенциально возможной при существенном увеличении протяженности участка ¡генерации.

' Реализация . сзультатов работы. Результаты диссертации [¡пользуются в учебном процессе аспирантов и инженеров-исследователей, а так-е при дипломном проектировании в Санкт-Петербургском Государственном уни-грснтете телекоммуникации.

Апробация работы и п у б л и к а ц н и. Результаты диссертации эсуждались и были одобрены на международной конференции RUSSAT-93 и н; аучно-технических конференциях профессорско-преподавательского соста;. государственного университета телекоммуникаций в 1993-1994 гг. Основные ре /льтаты диссертационной работы опубликованы в 4-х научных статьях.

Структура и объем работы. Диссертационная работа состоит з введения, четырех глав, заключения, списка литературы и трех приложений, абота содержит 180 страницы машинописного текста, 34 рисунков и сннсс:; пературы из 91 наименования.

Основные положения, выносимые на защиту: конкретизированная модель линейного цифрового тракта симметричных кабелей связи является наиболее обшей и включает в себя модели линейных трактов коакси&чьных кабельных и волоконно-оптических линий связи; в отличие от пропускной способности, реализуемой при гауссовских негависи-мых отсчетах сигнапа, реальная скорость передачи зависит не только от уровня шумов и амплитудно-частотных характеристик, но и it фазо-частотных характеристик:

оптимачьный регенератор цифрового сигнала симметричных кабельных линий связи должен содержать адаптивные компенсаторы межсимвольной интерференции и переходных влияний;

модификация оптимального калмановского оценивателя цифрового сигнала приводит к практически реангзуемой структуре с теми же качественными характеристиками;

разработанные программы статистического моделирования оптимальною регенератора позволяют оценить потенциальные возможности синтезированных алгоритмов, обоснованно выбрать параметры адаптивного регенератора.

Полученные в диссертации результаты могут быть использованы при по-роении перспективных адаптивных регенераторов, обеспечивающих существен-зе уменьшение вероятности ошибки, увеличение длины учаака регенерации и

и организацию множества цифровых линейных трактов в одном низкочастотно кабеле.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обосновывается актуальность рассматриваемой проблем! формулируется цель и задачи исследований н приводятся основные научные пс ложения, выносимые на защиту.

В первом разделе диссертации определена обобщенная модель участка р< генерации цифрового линейного тракта, содержащего межсимвольную интерф( ренцию, переходные влияния между параллельно работающими цепями, сдвиг чг стот тактового колебания и фазовые дрожания. Однако, из-за ограниченно« объема диссертации в дальнейшем сдвиг частот и фазовые дрожания не учить ваются.

Модель наблюдения, или колебание, наблюдаемое на выходе каждой физ! ческой цепи определяется искаженным полезным сигналом, гауссовской помехо переходных влияний и тепловым шумом.

Результирующая помеха переходных влияний; на входе решающей схем: регенератора для дискретных моментов времени имеет вид

к, м к, м

АО = X " т) - "0> (1)

*г=1 т=О т-0

пю Саж - отсчеты отклика, соответствующие электромагнитной связи на ближнем конце между А;-ой влияющей и подверженной влиянию цепями; Сд, - отсчеты отклика, соответствующие электромагнитной связи на дальне1

конце между I -ой влияющей и подверженной влиянию цепями; ■*»(')> ■*/(') - сигналы влияния соответственно в А-ой и / -ой цепях.

Поскольку в параллельных цепях сигналы независимы, то результирующа помеха влияния представляет собой сумму независимых процессов с приблизи тельно равными мощностями. Для кабелей с большим числом пар согласно цен тральной предельной теореме Ляпунова результирующая помеха влияния буде иметь гауссовское распределение мгновенных значений.

Так как переходные помехи влияний на ближнем конце существенно пре вышают влияния на дальнем конце, то в дальнейшем учитываются только эти до минирующие влияния. Тогда приходим к следующей модели наблюдения

у(1) = СТХ(/) + £С1Х,(/) + л(/) =г(/) ^(О + «(О, (2)

хе С = [С0,...,С„]Т - (М + 1)-вектор отсчетов основного тракта на единичный элемент сигнала;

Ск = [С,0,...,СШ]Т - (М +1)-вектор отсчетов Л-ого влияющего тракта на единичный элемент сигнала;

ХкУ) = ЕХ4(/-1) +Чжх4(/) - (М +1)-вектор состояния источника к-ой влияющей цепи; ГО 0 . . . О"

F =

1 0 ... О

- (Л/ + 1) х (М +1)-мерная матрица сдвига;

О 0 . . 1 О G = [1,0,...,0]т - (М + 1)-вектор обновлений; т - символ транспонирования матрицы.

Модель наблюдения (2) отражает один участок регенерации в общем слу-ае многомерной абонентской кабельной линии связи (AJI). Она учитывает 1ежсимвольную интерференцию и переходные влияния на ближнем конце. При, том скорость передачи на. первом этапе должна составлять не более 64 кбит/с и тракте передачи не может быть регенераторов. В отличие от этого по соедини-ельным линиям (CJI) ГТС передается групповой цифровой поток с Линейной коростью передачи 2048 кбит/с и на участках соединительных линий могут ыть регенераторы. Поэтому модель СЛ следует строить для участка между двумя оседними регенераторами.

Поскольку условия передачи группового цифрового сигнала по СЛ остают-я точно такими же, что и при передаче индивидуального цифрового сигнала по JI, то и модель наблюдения (2) может быть сохранена.

В коаксиальном кабеле мешающим фактором является тепловой шум п ча-готные искажения сигнала, которые оцениваются по импульсному отклику. Потому все результаты, относящиеся к многомерному симметричному кябелю в авной ъгере относятся и к трактам коаксиального кабеля.

Для волоконно-оптических систем передачи (ВОСП) в электрическом ракте отличительной особенностью являются шумы, располагающиеся как на ередающей стороне, так и на приемной. В целой же модель участка регенера-ли ВОСП одномодового оптического кабеля повторяет модель коаксиального г беля. Однако, из-за рассогласования амплитудных характеристик модулятора и емодулятора здесь следует учитывать нелинейные искажения.

Второй раздел диссертации посвящен определению пропускной способное-и и реальной скорости передачи в цифрошх линейных трактах различных ли-ий связи.

б

Пропускная способность линейного тракта, определяющая его потенциальные возможности, зависит от соотношения ^игнал/шум и амплитудно-частотных свойств тракта передачи. Вместе с тем, реализовать* эти потенциальные характеристики практически невозможно из-за отсутствия согласования вероятностных и фазо-частотных параметров сигнала с трактом передачи. Поэтому реально получаемое количество информации на выходе тракта всегда существенно меньше входного.

Количество информации, содержащееся в среднем в совокупности отсчетов {у(/)} принимаемого сигнала относительно совокупности отсчетов переданного сообщения МО) для непрерывного распределения мгновенных значений x(i) определяется известным соотношением

/(X,Y) = #(Y)-tf(Y/X) =

<зс « «

= - ja(Y) \ogco(Y)dY + J J <y(X,Y)logffl(Y / X)dXdY, <3)

гае X = X(/) = [x(/),... ,x(i - M)\T - {M ■+ 1)-вектор отсчетов переданного сообщения;

Y = Y(f') = |.у(/),...,>>(/-Л/)Г - (M + 1)-вектор отсчетов принимаемого сигнала; Н(Y) - безусловная энтропия Y;

#(Y / X) - энтропия вектора Y при условии, что вектор X известен; i>(X,Y) - безусловная совместная плотность распределения векторов X и Y; <y(Y) - безусловная плотность распределения вектора Y; а>(\ / X) - условная плотность распределения вектора Y при известном векторе X;

сКт = dy(i),...,dy(i-M).

Соотношение (3) определяет количество информации в двоичных, единицах, приходящееся на вектор Y размером (М +1). Наибольшее значение скоро-ти передачи информации, достигаемое при независимых гауссовских отсчетах! сообщения x(i) и называемое пропускной способностью С„ определяется следующим образом

С„ = R^ = lim fmM(X / Y) /(M + lj. (4)

Исходными предпосылками для определения RmJ, являются модель на-

блюдедия (2) и соотношение (3).

Применительно к данной задаче (2) преобразуется к -виду

(5)

Ж Р =

С2 с, с« 0 0

С, ¿2 сэ с< 0

Со С1 С2 сз С,

0 Со С1 С2 С,

0 0 Со сг

- (М +-1) х (М + 1)-матрица параметров основной цепи

тракта передачи;

"С*2 <44 0 0 '

Сн Си с« 0

II С„ 2 «« Си

0 см

0 0 С40 Си

- (М +1) х (М + 1)-матрица параметров к-ого влия-

ющего тракта;

N(0 = [л(/),...,«('-Ю]т - (Л/ +1)-вектор отсчетов теплового шума. Интегрирование (4) совместно с (5) приводит к результату

С =

о£СтС

1 + -

V

(б)

(е о^.о^.о3 - соответственно дисперсия основного сигнала, А-ой переходной эмехи и теплового шума.

Соотношение (3) определяет максимальную скорость передачи, т.е. про-,'Скную 'способность на один отсчет в гауссовском тракте передачи с мсжсим-)Яьиой интерференцией, переходными впгяниями и гауссовским шумом. Эта иссимальная скорость реализуется только при условии, коща в процессе прне-1 каждого отсчета сигнала учитывается вся память тракта передачи, т.е. при теме "в целом" по последовательности (М +1) отсчетов. Реализовать такой меЯ приема при передаче сигналов с непрерывным распределением вероятностей ¡возможно, и поэтому при определении практически реализуемой скорости пе-дачи необходимо учитывать взаимную связь только между отдельными папами счетов *(/'), у(¡).

Количество информации в отсчете >(0 относительно х(0 определяется виде разности энтропий

[(х,у) = Н(у)-Н(у/х).

(7)

Выполнив все необходимые преобразования над (7) с учетом (2) получае значение реальной скорости передачи применительно к поэлементному прие» отдельных отсчетов

Я = /(х,у) = -108

1+--

(8)

где Ст0 - основной отсчет сигнала; "1

- (М +1) х (М + 1)-матрица.

Пропускная способность и реальная скорость передачи определяемые сос ветственно соотношениями (6), (8) определены для сигнала с максимальн< энтропией, коша отсчеты распределены по нормальному закону и независим Цифровой сигнал не удовлетворяет этим требованиям. Поэтому в работе, опрел лена скорость передачи для сигналов с дискретным представлением плотност! вероятностей.

На основе Соотношений (6.Ц8; Ьыли рассчитаны пропускная спосооност скорость передачи и помехозащищенность для различных направляющих сре Для всех направляющих сред характерным является уменьшение пропускной

О

I

способности и скорости передачи с увеличением длины участка регенерации. Кроме того, определяющий вклад в потери пропускной способности вносят переходные влияния, а реальные скорости передачи существенно зависят от межсимвольной интерференции. Для приема "в целом" скорость передачи в значительной степени определяется формой единичных элементов сигнала. Сна макси-матьна для единичных атементов вида э'тх/ .г, несколько меньше при единичных элементах в виде (втх/х)' и существенно меньше для единичных элементов в форме прямоугольных импульсов.

Пропускная способность для импульсов ища sm.it/ \ и максимальная скорость передачи для любых других форм импульсов реализуется только при приеме "в целом", когда при вынесении решения используется весь сигнал с ме:х-символьной интерференцией. То есть при приеме в целом межсимвольная интерференция "работает на сипнал".

К сожалению сейчас реализовать метод приема "в целом" в цифрозых системах передачи даже на скорости 2048 кбит/с практически невозможно. Поэтому во всех реально существующих цифровых системах реализуется поатемент-ный прием. В этом случае межсимвольная интерференция "работает против | сигнала".

Во второй разделе диссертации предлагается альтернативный метод увеличения скорости передачи информации, заключающийся в адаптивной обработке сигнала с поэлементным вынесением решений.

Вопросам построения алгоритмов оптимальной адаптивной обработки дискретных сигналов посвящено значительное число научных статей и монографий. В каналах тональной частоты сейчас достигнуты реальные скорости передачи порядка 9600-19200 бит/с, что при ширине полосы частот канала Д/ = 3100 Гц соответствует удельной скорости Л= 3-6 бит/с-Гц.

Во второй главе показано, что цифровые линейные тракты могут обеспечивать такие же удельные скорости при существенно больших длинах регенераци-онных участков. Реализовать такие скорости возможно только путем применения оптимальных алгоритмов обработки сигналов. За счет црямен"ния оптимальной обработки сигналов в цифрсвых*лннейных трактах возможно либо увеличение протяженности регенерационного участка при заданной - вероятности ошибки, либо уменьшение вероятности ошибки при заданно;") величине участка регенерации.

В первой главе диссертации принято, что отсчеты непрерывного процесса >■(*) берутся в дискретные моменты времени /А/. В действительности же из-за расхождения частот задающих тактовых геяератг>ров на передаче и приеме всегда имеют место случайные блуждаяня моментов стробированпя сигнала относительно моментов их максимального значення. Наличие в сигнале фазовых дро-

каний еще более усугубляет решение проблемы оптимальной фильтрации. Гем не менее, в дальнейшем предполагается, что моменты стробирования сигнала на приеме определены, а все векторы-параметры основного и влияющего трактов на интервале сеанса связи постоянно или медленно меняются. При этих условиях в работе предполагается вместо приема "в целом" вначале осуществлять линейное эцениванне вектора Х(;) с последующим вынесением решения только по последнему компоненту. Оптимальным линейным оценивателем цифрового сигнала б присутствии межсимвольной интерференции, переходных влияний и гауссовско-го шума является фильтр Калмана-Бьюси, минимизирующий средний квадрат ошибки вектора состояния. Такой фильтр вычисляет апостериорное среднее значение вектора, вычисленное по совокупности < наблюдений. Поскольку параметры основного и влияющего трактов не определены на приеме их также необходимо оценивать.

Таким образом оптимальный в смысле минимизации вероятности ошибки регенерации содержит линейный оценйватель вектора X, т.е. вероятность ошибки не превышает 0,1-0,2, то в процессе экстраполяции вектора Б можно применить принцип решающей обратной связи, т.е. положить, что Х(/) = Х(<). Тоща при экстраполяции вектора Б используется решение на данном тактовом интервале. В свою очередь решение на текущем тактовом интервале принимается с учетом экстраполированных сопутствующих параметров. Разделение во времени процесса формирования оценок дискретных и сопутствующих параметров позволяет разделить одну задачу оценивания совокупного вектора [ХТ(1)5Т(0] большой размерности на две самостоятельные задачи:

• формирование оценки информационного вектора состояния;

• формирование оценки вектора сопутствующих параметров.

В связи с этим процесс синтеза алгоритма работы оптимального регенератора может быть разбит на два этапа:

• синтез алгоритма оценивания вектора X в предположении, что все сопутствующие параметры определены;

синтез алгоритма обучения регенератора для условий, коща на приеме известна обучающая тест-последовательность.

На первом этапе в диссертации построен ачгоритм оценивания в виде фильтра Калмана-Быосп

Х(|) = ш/ - » +К(/)М0 - Стга(/ -1) - (/)] = ЕХ(/ -1) + К(/)г(/), (9) гае Х<1) = (х0(О,...,х„(/)]т- оценка вектора дискретных параметров.

Здесь вектор коэффициентов усиления К (0 должен вычисляться на основе решения матричного дисперсионного уравнения. При большой размерности вектора Х(0 эта задача в реальном масштабе времени практически не может быть решена. Поэтому в работе предлагается метод адаптации коэффициентов усиления Калмана-Быоси, использующий решающую обратную связь по последнему компоненту вектора состояния. Этот алгоритм обеспечивает адаптивное оценивание в инвариантных во времени и медленно изменяющихся трактах передача. В соответствии с этим, алгоритмом вектор коэффициентов усиления Калмана-Бьюси ищется в форме решения стохастического разностного уравнения

К(/) = К(/-1) + (10)

ж еиф= М)-хф- И) - ошибка оценивания последнего компонента вектора состояния;

Н(/) = [/■(/- М+1),...,/•(/- М+М)]т- вектор обновлений, формируемый из разнос-ностей г(0 = КО - СТРХ(/) - ¿С 1Х»(0;

л(!- М) - нелинейная оценка информационного символа, вырабатываемая в решающей схеме регенератора; - коэффициент адаптация, определяющий скорость сходимости у! избыточный шум адаптации.

На следующем этапе строится алгоритм экстраполяции параметров трактов 1ередачи на основе критерия минимума среднего квадрата ошибки между [стинным у(0 наблюдением и его оценкой

у(' -М + 1) = СГХ(/ - М +1) + ¿СрСь (» - М +1). (11)

Далее в работе предлагается алгоритм стохастической экстранляции пара-гетров трактов передачи,

Показаны условия сходимости алгоритма к оптимальному решению.

Получена оценка избыточного шума экстраполяции. Определена связь исперсии избыточного шума экстраполяции коэффициентом /ик.

На основе полученных алгоритмов построена структурная схема оптималь-ого адаптивного регенератора.

На заключительном этапе третьей главы диссертации с целью упрощение сходного алгоритма работы регенератора сделала его модификация, в соответчик с которой оценка последнего компонента информационного вектора состо-яия отыскивается в виде

(/) = Кт(/)¥(0 - ВТХ„ (/) - ¿Мло,

1

где У(0=[>'(').-..К'- Л/)]т- (М+1)-вектор наблюдений;

К(,) = [*„(/).....£М(/)1Т - оценка вектора коэффициентов усиления Калмана;

В=[6, Л/-вектор коэффициентов усиления обратной связи;

Б* =[</40.....</ш]т- (2А/+1)-векторы параметров трактов влияния.

В этой же главе построен алгоритм адаптации модифицированного оцени-вателя. Определены условия сходимости к оптимальному решению, получены количественные характеристики шума адаптации и построена структурная схема модифицированного оценивателя.

Четвертый раздел диссертации посвящен экспериментальной проверке теоретических выводов.

В ходе экспериментальной проверки установлена прдвомерность теоретических выводов диссертации и работоспособность предложенных алгоритмов.

Оптимальный адаптивный регенератор позволяет практически полностьк вернуть потери в скорости передачи и помехозащищенности сигнала, обусловленные поэлементным методом вынесения решений.

Разработанные программы могут быть инструментом автоматизированного рабочего места специалистов, занимающихся 'проектированием перспективных цифровых систем передачи, поскольку позволяют оперативно выявлять потенциальные и реальные возможности цифровых трактов.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В процессе разработки моделей трактов передачи различных направляющих сред установлено, что независимо от типа направляющей среды общими для всех систем передачи являются частотные искажения и фазовые дрожания, проявляющиеся в виде межсимвольной интерференции, приводящей к увеличению вероятности ошибки регенерации.

Для низкочастотных симметричных кабелей основным мешающим фактором, определяющим скорость передачи информации, являются переходные влияния между соседним физическими парами.

В коаксиальных кабелях качественные характеристики сигнала определяются частотными искажениями и тепловым шумом.

В волоконно-оптнчесхих линиях связи кроме искажений, характерных для всех направляющих сред, появляются еще нелинейные искажения, обусловленные рассогласованием амплитудных характеристик модулятора и демодулятора.

Пропускная способность линейного тракта, определяющая его потенциальные возможности, зависит от соотношения сигнал/шум и-амплитудно-частотных свойств тракта передачи. Вместе с тем, реализовать эти потенциальные характеристики практически невозможно из-за отсутствия согласования вероятностных и фазо-частогных параметров сигнала с трактом передачи. Поэтому реально поручаемое количество информации на выходе тракта всегда существенно меньше йодного.

В работе получены количественные оценки помехозащищенности, реальной" скорости передачи и пропускной способности цифровых трактов для различных форм единичных элементов, включая низкочастотные симметричные кабели и одпомодовые волоконно-оптические линии связи.

Показано, что при поэлементном вынесении решений реальная скорость передачи информации и помехозащищенность сигнала определяются не только амплитудно-частотными, но и фазо-частотными характеристиками или межсимвольной интерференцией и практически не зависит от формы единичных элементов.

Наибольшее значение максимальной скорости передачи или пропускная способность достигается при применении единичных элементов вида япх/х и может быть реализована только при приеме "в целом".

В трактах передачи, организованных с помощью симметричных кабелей,' наибольшие потери информации из-за переходных влияний соответствуют прямоугольным единичным элементам сигнала.

С учетом вновь введенной универсальной модели цифрового тракта передачи получен алгоритм оптимального в гауссовском приближении апостериорной плотности вероятностей оценивания цифрового сигнала в линейных трактах. Оптимальный оцениватель состоит из линейного адаптивного фильтра Калмана-Быоси с вложенными синтезаторами переходных помех и адаптивного идентификатора параметров основного и влияющих трактов передачи.

Предложен алгоритм адаптации вектора коэффициентов усиления Калма-на-Бьюси, базирующийся на измерении ошибки только по последнему компоненту информационного вектора состояния '

Построен алгоритм идентификации параметров основного и " влияющего фактов передачи.

Доказана сходимость этих алгоритмов к оптимальному решению.

Исследован метод стохастической идентификации параметров линейного щфрового тракта.

Доказана сходимость стохастического алгоритма идентификации к па->аметрам тракта передачи.

Определена дисперсия избыточного шума адаптации и получены граничные

значения коэффициента адаптации, определяющие устойчивость алгоритма и его скорость сходимости.

Построена структурная схема оптимального оценивателя.

Применительно к оцениванию последнего компонента информационного, вектора состояния разработан модифицированный оцениватель цифрового сигнала, состоящий' из нерекурсивного фильтра с коэффициентами усиления Калмана-Бьюси, рекурсивного фильтра и компенсатора переходных влияний.

Для модифицированного алгоритма построена градиентная процедура адаптации оценивателя к параметра»! тракта передачи.

Доказана сходимость алгоритма адаптации к оптимальному решению и определены граничные значения коэффициента адаптации.

Для алгоритма стохастической аппроксимации градиента определена дисперсия избыточного шума адаптации и дана оценка коэффициента адаптации при допустимом увеличении шума адаптации.

Предложен алгоритм стохастической аппроксимации с переменным во времени параметром адаптации.

Приведена структурная схема модифицированного оценивателя.

На основе двух разработанных алгоритмов оптимальной обработки цифрового сигнала построены программы статистического моделирования на алгоритмическом языке Turbo Pascal 7.0.

Предложенные структуры моделирующих программ позволяют оперативно и достаточно просто изменять режимы работы различных блоков, модифицировать алгоритмы и изменять исходные данные.

Дана методика вычисления статистических характеристик адаптивного оценивателя.

Результаты статистического моделирования-подтвердили правильность всех теоретических положений диссертации.

Сопоставление потенциальных и реально полученных результатов с данными для адаптивной обработки показывает, что из-за поэлементного приема скорость передачи информации существенно уменьшается в сравнении с потенциально возможной, это же относится и к помехозащищенности сигнала. Благодаря оптимальной адаптивной обработке сигналов в цифровых линейных трактах эти потери в значительной мере удается вернуть для единичных элементов с ограниченным спектром, однако потери скорости передачи и помехозащищенности сигнала из-за бесконечно широкого спектоа частот единичных элементов не восполнимы.

Разработанные программы статистического моделирования являются основой построения автоматизированного рабочего места специалистов, занимающихся проектированием перспективных цифровых систем передачи.

ПУБЛИКАЦИИ ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ

1. Курицын С.А., Навачь Абдулла М.С. Потери информации в непрерывном гауссовском канале связи с межсимвольной интерференцией // Техника средств связи. Сер. ТПС.- 1992.- вып.7.

2. Курицын С.А., Наваль Абдулла М.С. Оценка потерь количества передаваемой информации в трактах цифровых систем передачи Н Анализ и модели-роване сигналов и систем связи: Сборник научных трудов учебных заведений связи / СПбГУТ.- СПб, 1993. № 157.

3. Курицын С.А., Наваль Абдулла М.С. Distortion of Digital Signals in Monomode Optical Wawegaides // Third International Soviet Fibre Optics and Telecommunications Conference. St. Peterburg, 'April, 26 - 30, 1993.

3. Курицын C.A., Наваль Абдулла М.С. The Modifiable Adaptive Algoritm of the Kalman Filtration // Third International Russia Telecommunications Conference. St. Peterburg, Desember, 12 - 16, 1994.