автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.13, диссертация на тему:Формирование и контроль качества ЛЧМ сигналов с большой базой

Московский фнзнко-технкческий институт (государственный университет)

РГ6 Од

^ ГС'1 -I' На правах рукописи

Иванов Дмитрий Валентинович

Формирование и контроль качества ЛЧМ сигналов с большой базой

05.12.13 - системы и устройства радиотехники и связи

Автореферат

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Москва - 1998

Работа выполнена на кафедре прикладной радиофизики Московского физико-технического инсть гута (МФТИ).

Научный рчководитель: доктор технических наук, профессор МитяшевБ.Н.

Официальные оппоненты:

доктор технических наук, профессор Иванчук H.A.;

кандидат технических наук, доцент Воронов Е.В.

Ведущая организация: МАК "Вымпел".

Защита состоится в ауд. заседании диссертационного совета К 063.41.12

в Московском физико-техническом институте по адресу: 141700, Московская обл., г.Долгопрудный, Институтский пер., 9.

С диссертацией гожно ознакомиться в научно-технической библиотеке МФТИ.

Автореферат разослан "1(п ССКШ^Д^ 1998 г.

Ученый секретарь [/ диссертационного совета —_'Лимонов Ц.В./

Общля характеристика работы

Актуальность темы.

Проблема прецизионного формирования сложных сигналов возникает во многих областях современной техники (радио- и гидролокация, дистанционное зондирование, системы передачи информации). Точность поддержания заданного закона изменения сигнала - одна из составляющих, определяющих общий уровень погрешностей системы. В радиолокации точность формирования сложного зондирующего сигнала определяет характеристики обнаружения как одиночной ноли (неточности п формировании сигнала ухудшают пиковое отношение сигнал/шум), так н в особенности множественных целей или целен на фоне помех (увеличение боковых лепестков, маскирующих слабые цели), характеристик» оценивания параметров цели (увеличение ширины сжатого импульса). Кроме того, уровень боковых лепестков - один из основных факторов, определяющих максимально достижнмос значение коэффициента улучшения отношения сип/ал/помеха в радиолокаторе с селекцией движущихся целей. В системах передачи информации неточности формирования сигналов затрудняют процессы поиска и синхронизации и ухудшают степень ортогональности системы сигналов.

Практически во всех случаях наряду с проблемой формирования стоит также задача контроля качества сформированного сигнала. Иногда бывает возможно и достаточно провести совместное тестирование систем формирования сигнала и его обработки; обычно эта процедура не требует значительных дополнительных затрат. В большинстве случаев для контроля параметров формируемого сигнала необходима специальная установка, объем аптратуры которой может быть сравним с объемом аппаратуры системы обработки сигнала. Кроме того, для современных радносистем часто характерно использование одновременно нескольких видов сигналов и/или достаточно широкого диапазона изменения их параметров, что предъявляет высокие требования к универсальности системы контроля.

К формированию и контролю качества'сигнале ') можно свести один из методов решения еще одной важной задачи - контроль качества устр.йств обработки этих сигналов. При контроле устройства реализуются режимы его работы, близкие к реальным: на вход подается эталонный сигнал и контролируется выход. Такая процедура применима практически к любой части системы обработки (при условии, что обеспечено согласование системы контроля с устройством по несущим частотам, видам и уровням сигналов), она позволя-

ет достичь высокого уровня универсальности по отношению к ей* дам исследуемых устройств и к многообразию вносимых ими искажений. Точность измерений и минимальный регистрируемый уровень ошибок определяются качеством тест-сигнала и возможностями системы контроля сигналов.

Цель работы.

Настоящая диссертация направлена на исследование вопросов . построения систем контроля сложных прецизионных сигналов и расширение их возможностей на основе использовашш компьютерной обработки информации, более полного учета априорных сведений о сигнале, новых методов дискретизации и аналого-цифрового преобразования. КонхретноГ) достигаемой развиваемыми в диссертации методами целью является проектирование и создание автоматизированной системы формирования и контроля качества линейно частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов. Требование универсальности здесь рассматривается по отношению к параметрам сигналов и форме их представления, однако многие полученные рекомендации и технические решения можно распространит» и иа другие виды сигналов.

Для решения поставленной задачи представлялось необходимым исследовать в первую очередь следующие два вопроса,

1. Центральным пунктом »задаче контроля сигналов является выбор критерия - способа получения интегральной оценки качестве (ИОК) сигнала, В связи с этим необходимо установить соответствие между критериями и на основе этого определить наиболее подходящий для данного случая.

2. Реализация высокоэффективных н гибких алгоритмов контроля, обладающих высокой универсальностью, аозмоздт только нв основе компьютерной (или микропроцессорной) техники при соответствующем аналого-цифровом преобразовании сигналов н вводе данных а ЭВМ- Дальнейшая обработка и вывод результатов осуществляется программно. При этом необходимо решить вопросы о методе и частоте дискретизации, разрядности квантования нп всех этапах обработки, причем выбор должен быть сделан, исходя из заданных точностных характеристик и минимизации аппаратурных затрат.

Методы исследований.

При решении поставленных задач использованы; методы оптимального приема сигналов, теория статистических решений, статистическая теория фильтрации, аппарат преобразования Фурье, цифрового спектрального анализа, цифровой фильтрации. Для проверки, исследования и уточнения алгоритмов и оценок применено

численное компьютерное моделирование. При схемотехническом проектировании использованы САПР. 5!|гуч£12Я ¡«»пглма работы.

- Решены вопросы выбора частоты дискретизация и разрядности квантования при формировании н контроле качества ЛЧМ сигна-лоа с большой базой.

- Предложен й реализован новый метод аналого-цифрового преобразования повторяющихся сигналов.

- Получены выражения для допустимых пределов частоты дискретизации радиосигналов, включая субднскретизацию.

- Предложен метод расширения рабочей полосы прямого цифрового синтезатора сигналов до частоты дискретизации /„.

- Показана возможность применения субдискретизацин при узкополосных искажениях ЛЧМ сигаалоз, Получены выражения для необходимой частоты дискретизации.

12ра!гга«}£схая ценность работ!.!.

Большая чзсть предложенных методов и расчетов реализована в действующей автоматизированной системе формирования и контроля качества ЛЧМ сигналов, Экспериментальное исследование установки показало ея достаточно высокие технические характеристики, Применение результатов работы позволит расширить возможности систем формирования и контроля сложных сигналов. Апробация работы.

Основные поло-лсиия н результаты диссертационной работы докладывались и обсуждались на IV международной научно-технической конференции "Распространение и дифракция электромагнитных воли в Неоднородных средах" (г. Вологда, 1994 г.); научной конференции МФТИ "Берговские чтения" (¡995 г.); научном семинаре кафедры прикладной радиофизики МФТИ. Публикации.

По материалам диссертационной работы опубликованы 5 статей и 5 научно-технических отчетов.

Основные положения, выносимые на защиту.

1. При контроле качества ЛЧМ сигналов необходимо совместное использование нескольких интегральных критериев качества; применительно к радиолокационным системам а качестве основного критерия целесообразно выбрать УМЯЛ ФН, причем сечения при г=0 и дшот примерно одинаковый результат.

2. При реализации алгоритмов контроля з цифровой форме пренебрежимо малая пеличина отличий получаемых оценок УМВЛ ФН от непрерывного случая (менее УМБЛ аналоговой ФН) достигается при час «пах дяскретизэнии квадратур видеосигнала

выше девиашт (при базах более 100). Таким образом, минимально возможная частота дискретизации сигнала в системе контроля должна равняться девиащ .1. При вычислении VMIiJl по отсчетам ФН необходимо увеличить частоту дискретизации о 3-4 раза.

3. Предложенный метод аналого-цифровою преобразования повторяющихся сигналов позволяет значительно сократить аппаратные затраты на процедуру а/ц преобразования н ввода информации в ЭВМ. В то же время метод обладает высокими точностными и динамическим характеристиками, зависящими от параметров ЭВМ,

4. Выражения для допустимых пределов частоты дискретизации радио- (полосовых) сигналов.

5. При узкополосных искажениях ЛЧМ сигналов возможно применение субдискретнзацни; получены откиш для ннжней границы частоты дискретизации.

Обьем и структура работы.

Диссертационная работа состоит из введения, трех глав, заключения и приложения. Объем работы составляет 100 страниц. Работа содержит 43 рисунка. Синеок литературы содержит 38 наименований.

Содержанке работы

Во введении обосноиьшаося актуальность теми диссертации, формулируются цель и задачи исчедовапий, кратко опнсыьается современное состояние проблемы, приводится ц .л содержание.

Перпая глава посвящена разработке методики контроля качества прецизионных '1ЧМ сигналов с большой базой. Общий подход к задачам контроля, сран гния сигналов и систем, выбора оптимальных т них состоит в получении для данного сигнала или системы интегральной оценки качества |ИОК) - скалярной величины, на основе которой выносится решение. Правила получения ИОК (критерии качества или оптнмалмюеш) могут сильно различайся в зависимости от конкретных случаев.

При контроле качества сложных сигналов ИОК представляет из себя функционал от исследуемого сигнала;

1>-&■•("/■

Исследуемый (искаженный) сигнал в общем виде можно записать как некоторую функцию времеь и функций >М"> называемых искажениями (помехами):

sOMil am,(t), a2n2(t),..., akny(t)), at • амплитуды отдельных видов искажений. Сигнал рассматривается на конечном интервале времени. При нулевых искажениях имеем идеальный сигнал:

' M 0. О,.... 0)=s0(t). ИОК должка отражать степень отклонения сигнала от идеального; ее глобальный максимум на пространстве возможных сигналов должен достигаться на идеальном сигнале.

Соображения, по которым можно сравнивать различные критерии контроля и делать выбор в пользу того или иного из них:

1) Приближенность к реальности н однозначность. Другими словами, на выходной результат критерия (КОК сигнала) должны влиять такие и только такие отклонения сигнала от идеального, которые приводят к ухудшению качества работы системы (Под качеством работы системы понимается здесь зависящая от конкретного случая совокупность ее характеристик).

2) Чувствительность - относительная величина частной производной ИОК по амплитуде искажения: с, = .

Î;

3) Универсальность х изменению параметров в пределах заданного класса сигналов.

4) Простота реализации.

5) Возможность автоматизации процесса контроля по данному нрглерзпо;

В РЛС со сжатием импульсов сип/алы от точечной цели на выходе системы первичной обработки при двух основных методах обработки сигнала представляют из себя сечения частотно-временной функции отклика при ai-cûmt н Кпалрэт моду-

ля функция отклика называют функцией неопределенности (ФН) сигнала. ГЗ диссертация везде, где это не может привести к неоднозначностям, функцией неопределенности называется именно функция отклика, а также s понятие ФН вкладывается более широкий смысл: смпгал иа входе системы обработки не обязательно должен быть идеальным. Общее выражение сошеспюй (взаимной, рассогласованной) ФН сигнала s(i) si фильтра с импульсной характеристикой h (i):

Л(r,eu) = rf<)cxp joi'h(l) ~ Jmvh(t~ -

= -(,)) 1ЦЩcxpjCîl<Si ~ ${-'))* /До ! exp jM ,

S(a>),H(a>) - спектры сигналов s(t) н h(i) соответственно. (Классическая функция отклика л(1,а)\Ы1 называется также функцией автонеопределенности (ФАИ) и обозначается At(t,ca) ).

Вопросам влияния на ФН различных видов искажений ЛЧМ сигнала посвящено значительное число работ, причем обычно рассматриваются следующие параметры ее сечении по оси времени; уменьшение амплитуды основного лепестка (потери в отношении сигнал/шум), расширение основного лепестка н изменение относительного уровня максимального бокового лепестка (УМБЛ). Не-которь'? из подобных вопросов затрагиваются и в нас'шией диссертации. Фактически, в литературе УМБЛ Ф11 используется как один из наиболее универсальных интефальиых критериев качества ЛЧМ сигналов. В настоящей работе этот критерий также принимается в качестве основною. В то же время рассматриваются недостатки и ограничения применения данного критерия, проводится сравнение его с другими часто примени, мыми показателями качества, показывается необходимость совместного использования нескольких критериев.

В качестве других критериев качества ЛЧМ сип ¡алой можно предложить:

1) Максимальное и среднеквадратичное (СКО) отклонение сигнала от идеального.

2)Среднеквадратичные отклонения амплитуды, фаты, чаезош и скорости ЧМ и максимальные величины всех указанных ouckv нений.

3)Максимальное и среднеквадратичное отклонение модуля спектра сигнала or идеального.

4)Параметры функции автоиеопределенностн.

Чтобы выяснить возможности применения ¡шчанных критериев, необходимо установить связь между ни: i м основным критерием - УМБЛ ФН. О общем случае и в более конкрешом случае ЛЧМ сигналов tl.coii однозначной связи не существу ст. О ней можно говорить только по отношению к некоторому классу или конкретному виду искажений.

Перед рассмотрением влияния искажений ни различные 110!' и сравнением критериев в диссертации рассматриваются несколько свойств совместной ФН, когда один т сигналов - ЛЧМ с большой базой (свойства ФАН достаточно хорошо изучены как для сигналов общего вида, так и для ЛЧМ сигналов): I. Для ФАН идеального ЛЧМ вн.'—осшнала:

О)

2. Для совместной ФП некоторого сигнала х(Г) и идеального ЛЧМ сигнала (у(<) - сигнал со спектром х(т/а): >(/) = а)] ): .

ш

,<[х(Ол('Ж'.<»)» 4>('ШОК-,«') -

3, При ограничении входного сигнала по времени и по частоте для поиска УМБЛ можно брать любое сечение ФН (при / -О или л>-0). Причем па остальной части плоскости не будет практически заметного превышения уровня боковых лепестков над УМБЛ сечений.

Данные утверждения являются приближениями, улучшающимися с увеличением базы ЛЧМ сигнала.

Влияние искажений на НОК, определение ограничении на величины различных типов искажений и сравнение критериев проводятся при следующей систематизации искажений.

3) Аддитивные: !0)-Зи(0±п(() ;

2) Частотные (петогк (ЗЬи>г1юп): ^(0 = ^(0*"(О ;

3) Мультипликативные (временные, модуляционные): х(0**хе(1)п(1). Для каждого типа рассматривались следующие виды функции искажения п(1):

- Узкополоспые (в т.ч. гармонические);

- Широкополосные (шукоподоСпие, сосредоточенные во времени).

На основании такого анализа сделаны следующие выводы:

1)По соображениям приближенности к реальности и чувствительности в качестве основного критерия контроля ЛЧМ сигналов с большой базой целесообразно гыбрагь УМЕЛ совместной ФН с весовой обработкой.

2) Одного критерия недостаточно для всех возможных видов искажений, поэтому кроме основного в некоторых случаях требуется применение других критериев, напр. СКО. ■

Получены выражения для максимально возможных амплитуд искажений при задании требований к качеству сигнала в виде УМБЛ ФН. Рассмотрены также искажения, типичные для систол квадратурной обработки.

Во второй части первой главы рассматриваю гя особенности вычисления оценок качества в цифровой форме.

Относительно метода дискретизации в системе контроля возможны следующие варианты: получение отсчетов сигнала с частотой выше или ниже частоты Котелыжкова, квадратурная дискретизация (для полосовых сигналов), получение отсчетов непосредственно некоторого параметра сигнала или его отклонения от идеального закона изменения. Наиболее универсальным методом

дискретизации является получение отсчетов сигнала с частотой выше Котельникова (для полосовых сигналов этот еокрас рассматривается в гл.З). Полоса искаженного сигнала может «ptcuiuín» полосу идеального, поэтому при контроле желательно иметь частоту дискретизации в несколько раз выше необходимой по Котепьикко-ву для идеального сигнала с наибольшей девиацией и всегда работать с максимальной конструктивной частотой дискретизации. . Кроме того, для контроля наличия в сигнале составляющих с частотами выше a>J2 целесообразно иметь возможность работы с несколькими некратным:--! частотами дискретизации.

В силу нефинитности спектров реальных сигналов значения верхней частоты спектра и частоты Котелышкова не являются четко определенными. Поэтому был проведен анализ влияния частоты дискретизации на УМБЛ цифровой ОН идеального ЛЧМ видеосигнала. (Определение цифровой ОН:

Л,(',<*>)- -k¿J)s(kAt)expjciÁAí ).

Было устаповлено, что при базах сигнала >100 и частотах дискретизации, превышающих девиацию (это условие эквивалентно превышению числа выборок над базой, /« ~ > ¡ ), отличия акало-

)У В

гозой н цифровой ФН идеального ЛЧМ сигнала можно считать малыми (менее УМБЛ аналоговой ФН).

Цифрозся ФН определена на континуальном множестве своих аргументов, реально можно вычислить ее значена» а конечном числе точек. В связи с этим возникал ошибка в определении УМБЛ, обусловленная несовпадением точек вычисления и точек максимумов главного лепестка и боковых лепестков. Был проведен оценка максимально возможной ошибки в определении УМБЛ sí частоты дискретизации, необходимой длх получения заданного низкого уровня этой ошибки. Достаточная точность (занижение УМБЛ па 1.3-0.7 дБ) достигается, когда частота дискретизации цифровой ФН превышает девиацию в 3-4 раза. .

Таким образом, частота дискретизации как » задачах моделирования, так и при контроле качества реальных сигналов должна быть выше девиации, но при определении УМБЛ частота дискретизации должна быть увеличена е 3-4 раза.

Вторав глава посвящена описанию автоматизированной системы формирования и контроля ЛЧМ сигналов.

Дается краткий обзор методов формирования прецизионных ЛЧМ сигналов, основное внимание уделяется цифровым методам. Более подробно описываются примененные в системе методы с вы-

числителем фазы и 1т основе ОЗУ, структурные схемы которых приведены на рис.! и 2. В первом методе два последовательно включенных нпкишптшоишх сумматора (НС) формируют квадратично изменяющуюся последовательность выборок фазы ЛЧМ сиг-папа, ПЗУ преобразуют ее в квадратурные составляющие сигнала; г;о втором методе а ОЗУ записываются непосредственно выборки кпадрптуримх составляющих. Исходя из заданных требований к диапазону тмепемпя параметров сигналов, точностных хврастсрн-стак » состояния отечественной элементной базы прошпаднтся выбор плраметрои синтезатора и системы контроля.

у/ НС / НС

______

1 ПЗУ —ч

~1

\ ПЗУ \

/ ...../

Ц/Ш

цлп

V

?нг.1. Сянт«зтор ЛЧМ сигналов е вычислителен феш.

к'чегл:.!--1 Г

ОЗУ

1\АП

.*сго

Рнс.2. Синтезатор на основе ОЗУ.

Необходимое число разрядов цифрового представления сигнала определено методом моделирования. Его результаты - зависимость УМЕЛ ФН ЛЧМ сигнала от числа разрядов при различных базах - приведены на рис.3. Из него вздно, что для обеспечения уровня -40 дБ выборки сигнала должны содержать 5-6 разрядов. (Теоретическая оценка с равномерной спектральной плотностью шума квантования дает заниженное значение).

^мф-то разрядов

З'ис.З.

Далее расчитываются числа разрядов остальных элементов синтеза гора с иычнелшелем ф&зы. Необходимая разрядность фазы -7-8. Чтобы все разряды фазы были верными, регистр схоросш юме-нетш частоты и первый накапливающий сумматор (рис.!) доящий содержать 30 двоичных разрядов, второй НС - 20. ириводятся характеристики выходного фильтра, минимизирующего среднеквадратичную ошибку формирования сигнала, а также ентимильиые ие-совыс функции для отсчетов, записываемых в ОЗУ.

Описание аппаратной реализации синтезатора включает блок-схемы двух реализованных вариантов - с вычислителем фазы и на основе быстродействующего ОЗУ, описание работы блоков (плат) к программного обеспечения работы аппаратуры. Принципиальные схемы вынесены в приложение,

Принимая во внимание заданные и расчигашше параметры синтезатора ЛЧМ видеосигналов, а также состояние отечественной элементной базы, тактовая частота цифро-аналогового преобразования была выбрана раиной 100 МГц, его разрядность - 8. Эти параметры позволяет обеспечить применение ин (орального ЦА!1 1118ПАЗ. Однако в настоящее время не существует микросхем ПЗУ нли ОЗУ, способных работать с такой частотой. Это приводит к необходимое»/ временного-мультиплексирования • выборок. Эта зада-

ча была решена двумя различными способами, причем были применены дни различных метода формирован!!* выборок сигнала.

Управление работой npoi-рпммируемого синтезатора ЛЧМ видеосигналов, установка и изменение требуемы* параметров формируемых сигналов производится с помощио ПЭВМ, в качестве которой в описыпаемоП системе используется IBM PC/AT, По применение почиолидч обойтись минимальными аппаратными затрата-мн и обеспечило необходимую гибкость. Все блоки синтезатора подключены к ЭВМ через блок сопряжения (о „, описание приведено п прилежании), формирующий следующие порты: 8-разрядний порт вывода Д - используется как шипа адреса АВ для шичшшх •гзройстя (блоков синтезатора), 8-разрядный двунаправленный •порт О - как пиша данных DB, управляющие сигналы порта В RD :i IVR образуют ткну управления.

В синтезаторе с вычислителем фазы применены ТТЛШ-м.чкросхемы ПЗУ, обеспечивающие частоту выборки порядка 10 МГц. При зтом необходимо 8-кратное мультиплексирование, и целесообразно i.t пользонание такого же числа вычислителей фазы на ТТЛ-микросхемах, обладающих меньшей потребляемой мощностью и большей стег -пью интеграции (по сравнению с ЭСЛ). Кроме того, отпадает необходимость в дополнительных преобразователях уровней. Синтезатор состоит из следующих блоков, каждый пз которых разметается на отдельной плате: блок накапливающих сумматоров, блок ПЗУ, блок мультиплексора, блок цифро-аналогового преобразования и блок управления. Получены формулы расчета начальных значений в регистрах блотои накапливающих сумматоров для получения заданных параметров формируемого сигнала.

11еобходимость в-кратаого мультиплексирования выборок для получения требуемоь тактовой частоты описанного выше сшиеза-торц видеосигналов и высокая разрядность НС сильно уьелнчивают объем аппаратуры системы формирования сигналов. Кроме того, возможности данного синтезатора ограничиваются гармоническими и ЛЧМ сигналами с постоянной амплитудой Синтезатор на основе быстродействующего ОЗУ обладает значительно более широкими возможностями как я смысле получения большего класса сигналов, так и при их исследовании и оптимизации. При зтом, однако, несколько снижают^ возможности по оперативной перестройке параметров формируемых сигналов,

Состояние отечественной элементной базы на настоящее время не позволяет "члпостыо отказаться от мулы индексирования выборок, не можно ограничиться 4-кратиым мультиплексированием при использовании ЭСЛ м>чросхем статической памяти

1500РУ470 емкостью 4К бит. Полный объем ОЗУ, необходимый для получения заданной длительности сигнала - около 16К баи г, что требует 32 корпусов указанных БИС (на один квадратурный капал). Кроме плат быстродействующего ОЗУ, содержащих также мультиплексор, синтезатор включает в себя блок управления ОЗУ, два блока цифро-аналогового преобразования для получения двух квадратурных компонент сигнала и формирователь тактовых импульсов, служащий для обеспечения блоков различными тактовыми частотами, получаемыми из одного опорного сигнала »исшиего генератора.

Основным аппаратным элементом системы контроля «шляется АЦП, причем его параметры во многом определяют точностные характеристики системы а «илом. Наиболее жесткие • требования предъявляются к быстродействию АЦП, что обусловлено высокими верхними частотами Исследуемых сигналов. В связи со всем вышесказанным большой Зй&чепио приобретает задача пкоора метода а'ц upcoypejoramia. На рис.4 приведена блок-схема предлагаемого устройства дня ЫШЗДФ-Цифрооого преобразования повторяющихся сигналов, на рис.5 - врзмегшыг диаграммы его работы для числа разрядов 3 ttfm реализации процедуры последовательного приближении.

OutI

ПЭВМ

Рис.4.

1

Л

в Я РеЬу

1

Л

...»

г :01

То'Г Х

100

о

СМИ

1

Рис.5.

На рис.5п изображен повторяющийся исследуемый сигнал и . выходной сигнал ЦЛП, на рис.56 - синхросигнал, который может совпадать с началом исследуемого сишала или опережать его на фиксированное время. Скнхроснпыл задерживается (рнс.5з) устройством управляемой задержки (УУЗ) в соотпстетнии с цифровым .„.одом, установленным во втором порте вывода ЭВМ, и поступает на стробирующяй яход компораюр-ч. При реализации процедуры ио-сяедопатсльного приближения перед началом преобразования по программ« ЭВМ -тврший р: зряд ЦДЛ устанавливается в нуль, все есталыше разряды усгаиплигаются в единицу (рис.5г), на управляющем входе блока задержки устанавливается требуемый код задержки, который определяет точку по времени, а которой аналоговый сигнал преобразуется в цифровую форму. Задержка сохраняется на псе время аналого-цифрового преобразования. Компаратором производится сравнение исследуемого сигнала и выходного напряжения цифро-аналогового преобразователя. С приходом сигнала на стробирующий вход компаратора текущий результат срап-нения заш.елкива< ся и сохраняется до прихода следующего строба (рис.Зд). Пыходной сигнал компаратора счятывается С ,М, которая реализует одну нз процедур аналого-цифрового преобразования: последовательною счета, последовательного приближения, следящего АЦП и т.д. При использовании процедуры последовательного приближения если исследуемый сигнал з момент стробирования

больше опорного (ЦА11), то старший разряд ЦЛ11 устанавливается в единицу, в противном случае - i: нуль. Второй по старшинству разряд ПАП усгшшнжшзекси И нуль, все остальные остаются и единичном состомшт. Ирн следующем riomopcimn сигнала код задержки tiiMciweicíi, a исследуемый сигнал сравнивается с уже уточненным выходным сигналом ЦЛИ, более близким к значению исследуемого сигнал,; a ro¡1 же заданной точке, уточняется следующий р.т'фяд, и выходной енгшш ЦЛП вес Солее приближается к исследуемому сигналу в заданной точке. Процесс аналого-цифрового )!pco6piV3rt'.:i;utiis »Hcct. похож ни процедуру послелова-чс!1ьнм1л> иришиннешш, оди.лк« там все терацин производяten при однократном uum.ui«, здесь же при к«;..дом поморешш сигнала нрошпаднгся годьш «дна терапия процедуры последовательных приближений. Вся процедура ¡ншого-ннфроиого преобразования в идашшн точке нроптводтсч и\ время, равное периоду повторения шнал», умноженному на число разрядов преобразования. Однако ¡■.»решение во времен» здесь определяется только временем защел-кнвання компаратора. Для roto, чтобы изменить точку, в которой наследуемый сигнал прообразуется в цифровую форму, необходимо изменить код задержки. Для обеспечения многоканалыюсти достаточно добавить только дополнительные компараторы, которые подключаются ко входам различных разрядов порта ввода ЭБМ (рис.4). Исследуемые сигналы преобразуются в цифровую форму последовательно. При каждом повторении исследуемых сигналов ЭВМ анализирует только один из разрядов входного порта. Здесь сохраняется простота устройства,, отсутствуют аналоговые кочму-та юры, вносящие искажения. Наличие единого Ц.АЛ обеспечивает высокую степень идентичности каналов. Если объекты измерения дистанционно удалены, то компараторы могут быть вынесены непосредственно на них.

Предложенная методика может быть использована в автоматизированных контрольно-измерительных системах для преобразования быстро изменяющихся во времени повторяющихся сигналов в цифровой код и ввода информации в память ЭВМ. Она обладает следующими достоинствами: простота реализации, возможность получения достаточно большого чиспа разрядов и малого периода дискретизации, возможность работы без устройства выборки и хранения, отсутствие необходимости в быстродействующем буферном ОЗУ при использовании в качестве устройства обработки данных ЭВМ, Практически все параметры АЦП определяются характеристиками используемого стробируемого компаратора: апер-турное время равно времени защелкивания, анертурная дрожь - не-

определенности этого времени компаратора и блока управляемой задержки, достижимое число разрядов определяется чупспнпель-ностыо компартгора (если число разрядов ЦА1 ( достаточно вели-кр). К быстродействию ЦАИ и ЭВМ практически никаких требований не предъявляется.

Аппаратко система контроля выполнена на основе ЭСЛ и ТТЛ интегральных схем и конструктивно состоит из двух блоков -блока управляемой задержки и блока сравнения. Первый из них собран на отдельной плате, второй входит состав платы блока цифро-аналогового преобразования, являющегося составной частью описанного выше цифрового синтезатора ЛЧМ видеосигналов, Так как синтезатор формирует дне квадратурные составляющие сигнала и содержит два блока цифро-аналогового преобразовании, то имеется также и два блока сравнения, каждый из которых используется для контроля параметров соответствующей составляющей сигнала. Оба блока получают стробнрующие импульсы от одного блока управляемой задержки, а выходы компараторов илоков подключаются к разным битам порта »вода ЭВМ. Процедура аналого-цифровою преобразования прок шолится последовательно сначхза для одной, потом дли др>1 он квадратурной составляющей сигнала,

В грогьен главе рассматриваются вопросы, связанные с дискретизацией сигналов с частотой ниже требуемой по Котсльникопу (субдискрегизання), позволяющие расширить возможности систем формирования и контроля. В первой части главы рассматриваются радио- (узкополосные, полосовые) сигналы. Предай! ается метод расширения рабочей полосы прямого цифрового сшпсшора (к этом)' классу относятся оба реализованных варианта) до /л . Структурная схема и спектры сигиало» в различных ее точках показаны ни рис.6 и 7, (Спектр сопряженного но Гильберту синила условно показан отрицательным на отрицательных частотах). Сискфы показаны для случая, ко!да на выходах ЦАПоп присутствует идеально дискретизоианный сигнал i,(i)-- xU)!>(i) - . Реальные

характеристики ПАПои мо|утбыть учтены включением фильтров на их выходе, которые м<нуг быть перенесены па выход схемы, и, следователь и о, не вдияю 1 на ее рцбогу.

Описанный сносоО позволяет расширить полезную полосу частот прямого цифрового синтезатора до без повышения быст-родейсгв1 ЦАПов и ослабить требования к восстанавливающим фильтрам, однако его применение ограничено из-за сложности реализации аналогового фазовращателя И значительных частотных не-

кажений сигнала вблизи /д , т.к. ЦАПы обычно выполняют фиксацию 0 порядка.

т

Ш

ЦАП

и(0

ЦАП ФВ 90*

х,(0

НО --------

Рис.6. Ь 'етод формирования сигналов с верхней частотой спектра до /л.

I I И I I I I I I I II I II > I I I I I I I I I 1,11

►.ад

А

]_Л

о Л

■л

/

_¡±Л1

П,Г|

ш

и

л

*Дл/>

ТГ

и

л

и

• сп

и

л

_____.—-—1-.-С1

•л №

№ Л Рис.7.

й

Поводит«! оцешгааиие УМБЛ ФН ЛЧМ ещнаяа, сформнрл-наниого прямым цифровым методом при наличии неподавлешюго инверсного спектра. Показано, что есда здано значение УМБЛ

-40 д1), можно совсем не подавлять инверсный спектр при 6лш сигнала >Д,|*'5000. При меньших значениях баз сто относительна* величина не должна превышать у]Т*Л\ • Отсюлл ,>идпо, что ограничения на величину инперсного спектра не нвлякис* очень с (рогими, соответственно можно снизить и требования к точности рцботц фазовращателе и описанной выше сиаеме прямою цнфрстою сник*>а,

Дальнейшее исследование шнраилено на поиск час юг дискретизации, допустимых длч полосовых сш налов. Дается интерпретация известного метода непосредственного получения шечетт» квадратурных составляющих полосового сигнала одним АЦП ( Ны-бор шага дискретизации

Ы^, н.0.1.2... .

разбиение отсчетов на четные и нечетные и инвертирование знака кзиного втс|юго огсчета к иолуче чых подиоеледоватедишемх ). Показано отсутствие необходимости н специальном ншсршшгора нсдос!нкнцпх о!счеточ (они могут бып, шыснены нулями, а пнлр-полхшно выполни г пифроьой фильтр, который практически псе г/и следует за АЦП).

При испо п.юшпии цифрового метода квадратурной дпсьре-ипации в гиоеме кошроля качества сложных радиосигнале« не всегда шчможио обеспечить часюгу дискретизации, точно рапную требуемой, (В идеале для этого нужен снигетптр тактовой частот с нулевым шагом сежи). Реально условия, шш наемые на частоту цискретикнши, мшуг задаваться в виде допустимых ее интервалов. При лом нужно рукоподпвпватьск условием, чюбы помехи наложения ие превышали некоторого максимальною уровня, и.чи чюбы расстояние между двумя соседними чааичиымн спектрами (прямым и инверсным) не было меньше допустимого. Получены формулы для частой! дпекретшакин, обеспечивающие выполнение зтнх условий:

-/'., * Л/ 1 ^ 2/» -Л/*- („

где Л/ - ширина спектра сигнала, /„ и /„, - заданные мииимапь-иые частотные расстояния от размноженных при диафепшшш частичных прямых спектров до соседних инверсных слева и справа соответственно, (Рис.8). (При симметричной фирме снекгрз пи расстояния еси'стпемно задать одинаковыми). Ограничение на величину /,

2Л/ ♦ /„, т /„

I I t 1 I I t t I I t t ) t t > t I t

I I I I

№

-fori

(fHy/i

(«да

WA

•hio.8,

Твким обрйзом, имеется Некоторая свобода яри выборе частоты днекрепшгцш! рдднеенгнгло», это и позволяет применять описанный получения квадратур в системе контроля их качества.

При задании частоты дискретизации в виде интервалов полученная Комплексная огибающая сигнала в общем случае будет ¡ше.'ь ненулевую центральную частоту, что может привести к искажению получаемой ИОК. Если центральная частота исходного сигнала н применяемая частота дискретизации известны, то ре-зультируютее смещение частоты комплексной огибающей может быть вычислено и скомпенсировано. Последнее может быть записано следующим образом. Если i = \"ijjfa\ - нечетное число, то в полученном описанным методом сигнале ближе к нулевой частоте будет находиться прямой частичный спектр, и его центральная час-

ш

Л

L

4

гота будет равна спектр с центральной частотой

если / - четкое, то - инверсный

( {.*) - дробная часть

к.ША « 2Ш

числа х).

Последняя часть третьей главы посвящена выбору частоты дискретизации с использованием априорных сведений о сигнале. При контроле качества сложных сигналов цифровыми методами наиболее общим видом дискретизации является равномерная дискретизация по Котельяякову. Т.е., по-существу, относительно исследуемого сигнала з этом случае делается лишь одно предположение - что его спектр не содержит составляющих с частотами выше /¿2 (или их уровень достаточна мал, так что отличиями от непрерывного случая можно пренебречь). Обычно в задачах контроля

имеется большее количество априорной информации о сигнале. С ее учетом можно ослабить требования к выбору частоты дискретизации.

Задача формулируется следующим образом: Имеются отсчеты (с некоторой частотой дискретизации /д) следующего наблюдаемого сигнала: >(/)=> f(t,^(t\)*-n{t), a fjsb, /1(1) - искажение (помеха* /у,МО) - искаженный сигнал, п(1) - шум измерения. Нужно найти ИОК (точнее оценку ИОК) сигнала /(',/<{')) по заданному критерию, а также определить частоту дискретизации, необходимую дли получения заданной точности ИОК (заданного малого отклонения цифровой ИОК от аналоговой),

Нахождение ИОК возможно двумя путями; '!) сначала найти (отфильтровать) помеху МО. а потом обычным образом (по полностью известной помехе) вычислить ИОК; 2) сразу искать оценку ИОК.

Первый случай (нахождение ;«о) есть классическая статистическая задача Фильтрации (интерполяции). Рассмотрен вопрос о выборе частоты дискретизации в обоих случаях. Поставленная задача решается для основных видов искажений ЛЧМ сигнала: аддитивных, мультипликативных, частотных; причем спектр искажения полагается ограниченным (финитным) с верхней частотой менее девиации ЛЧМ сигнала: f,„<F. Относительно частоты дискретизации сделаны следующие выводы: в случае низкочастотных аддитивных, мультипликативных н частотных искажений ЛЧМ сигнала при контроле его качества возможно применение субдискретизации. Причем при аддитивных искажениях, а также для любого тина искажений при комплег '¡¡ом исследуемом сигнале частота дискретизации определяете« теоремой Котельннкова для помехи. В остальных случаях требуемвя /, зависит также от базы ЛЧМ сигнала н допустимого уровня ошибки; получены выражения для /д, обеспечивающей относительную ошибку определения УМБЛ ФН (или фильтрации) за счет дискретной обработки не более е; для гармонической помехи;

При непосредственном вычислении ФН (без фильтрации искажения) при еубдискрет чацин необходимо ограничить диапазон изменения переменной, учитываемый при определении УМБЛ. из-за пе-

более общий случ"Ч помехи с полосой F„«F:

для

-И-.

риодичности цифровой ФН по частоте. Данный диаимон должен составлять {-Л/2, /„/г] для течения при г-0, и |—

о)-0.

Субднскретизацию ЛЧМ сигналов можно использовать не только в системах контроля их качества, но н в друшх случаях, например при передаче информации с линейно изменяющейся несущей частотой. При этом могут использоваться практически любые виды модуляции ЛЧМ сигнала (АМ, ЧМ, ФМ, 01И1). Па чистоту дискретизации накладываются только ограничения снизу, которые определяют и уровни помех наложения, Методика отчисления требуемой частоты дискретизации может применяться и для других видов сложных сигиалоа при контроле их качества, а также в задачах фиш -фации и демодуляции сообщений,

0 заключении сформ' дироелпи основные результаты дис-сершшиниой работы.

Основные результаты работы

1. ¡'«»рйботииа методика контроля качества ЛЧМ сигналов с большой базой. Обоснован выбор критерия контроля - уровень боковых лепестков функции неопределенности. Решены вопросы выбора частоты дискретизации и разрядности квантования при формировании и контроле.

2. Предложен и реализован новый метод аналого-цифрового преобразования повторяющихся сигналов, отличающийся простотой, высокой точностью и быстродействием.

3. Получены выражения для допустимых пределов частоты дискретизации радиосигналов, включая субдискретизацию.

4. Предложен метод раси/ирения рабочей полосы прямого цифрового синтезатора сигналов до/,.

5. Показана возможность применения субдискретизации при низкочастотных аддитивных, мультипликативных и частотных искажениях ЛЧМ сигналов, получены выражения для необходимой частоты дискретизации.

6. Разработана и реализована в виде действующего устройста автоматизированная система формирования и контроля качества ЛЧМ видеосигналов, Проведено ее экспериментальное исследование.

Метод аналого-цифрового преобразования повторяющихся сигналов предложен совместно с А.Л.Лилеиным и В.П.Псурцевым,

остальные результаты днсеертаццоиноП работы полумены ашором самостоятельно.

Основные результаты диссертации отражены в следующих

публикации:

1. Иванов Д.В., Лилеин А.Л. Цифровой программируемый сникла-тор гармонических и ЛЧМ видеосигналов, - Дискретные и цифровые методы обработки сигналов: междуведомственный сборник. • М.: изд. МФТИ, 1990.

2. Лилеин А.Л., Псурцев В.П., Иванов Д.В. Аналого-цифровое преобразование повторяющихся сигналов, • Радиотехники, Ks 9,1994.

3. Иванов Д.В, Получение отсчете ч квадратур полосовых ein налои в цифровых согласованных фильтрах,. Радиотехника, № 7,1991.

4. Иванов Д.В., Митя tue в Б.Н., Лилеин А Ji., Романюк (O.A. Цифровой синтез и контроль параметров радиолокационных сигналов. - IV международная научно-техническая конференция "Распространение и дифракция электромагнитных волн « неоднородных средах", тезисы докладов. - М.: изд. МГГУГА, 1994.

5. Иванов Д.В. Некоторые вопросы применения субдискретша-цин. - Научная конференция "Берговские чтении", тезисы докладов. - М.. изд. МФТИ, 1995.

МФТИ ¿окаь фчо тир 65ЭЫ,