Анализ и расчет корректоров коэффициента мощности на базе современных микросхем управления

Серебрянников, Александр Владимирович

Силовая электроника

автореферат диссертации по электротехнике, 05.09.12, диссертация на тему:Анализ и расчет корректоров коэффициента мощности на базе современных микросхем управления

кандидата технических наук: Серебрянников, Александр Владимирович
город: Чебоксары
год: 2010
специальность ВАК РФ: 05.09.12

Диссертация по электротехнике на тему «Анализ и расчет корректоров коэффициента мощности на базе современных микросхем управления»

Автореферат диссертации по теме "Анализ и расчет корректоров коэффициента мощности на базе современных микросхем управления"

На правах рукописи

СЕРЕБРЯННИКОВ Александр Владимирович

АНАЛИЗ И РАСЧЕТ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ НА БАЗЕ СОВРЕМЕННЫХ МИКРОСХЕМ УПРАВЛЕНИЯ

Специальность 05.09.12 - Силовая электроника

АВТОРЕФЕРАТ диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

"3 и/он гт

Чебоксары 2010

004603397

Работа выполнена на кафедре промышленной электроники ФГОУ ВПО «Чувашский государственный университет имени И.Н. Ульянова».

Научный руководитель: доктор технических наук, профессор

Белов Геннадий Александрович

Официальные оппоненты: доктор технических наук, профессор

Мелешин Валерий Иванович (г. Москва) кандидат технических наук, доцент Чаплыгин Евгений Евгеньевич (г. Москва, МЭИ)

Ведущая организация:

НИИ «Динамика» (г. Чебоксары)

Зашита диссертации состоится « 11 » июня 2010 г. в 14:00 часов в аудитории В-310 корпуса «В» на заседании диссертационного совета Д 212.301.02 при Чувашском государственном университете имени И.Н. Ульянова (428015, Чебоксары, Московской пр., д. 15).

Отзывы на автореферат (в двух экземплярах, заверенные печатью учреждения) просим присылать по адресу на имя ученого секретаря диссертационного совета.

С диссертацией можно ознакомиться в научной библиотеке ФГОУ ВПО «Чувашский государственный университет имени И.Н. Ульянова».

Сведения о защите и автореферат диссертации размещены на официальном сайте ФГОУ ВПО «Чувашский государственный университет имени И.Н. Ульянова» http://www.chuvsu.ru/

Автореферат разослан « » апреля 2010 г.

Ученый секретарь

диссертационного совета доктор технических наук, профессор

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы. В настоящее время повсеместное использование источников вторичного электропитания (ИВЭП), электронных устройств с импульсными источниками питания (ИИП), включение в сеть различных нелинейных нагрузок приводит к тому, что сетевой ток, потребляемый этими устройствами, при отсутствии специальных устройств коррекции носит импульсный характер. Это приводит к существенному увеличению потерь мощности и недопустимым помехам в питающей сети. Кроме того генерируемые такими устройствами гармонические и нелинейные искажения тока отрицательно влияют на проводку электросети и подключенные к ней электроприборы, из-за чего появляется проблема их электромагнитной совместимости (ЭМС).

В целях предотвращения подобных негативных воздействий на питающие сети с 80-х годов прошлого века во многих странах начали действовать специальные стандарты и нормы, которые последовательно ужесточаются. Придерживаться этих стандартов должны все производители электронных устройств, выходящие на международный рынок. Это вызвало необходимость принятия специальных мер и подтолкнуло разработчиков оборудования к разработке различных вариантов схем, обеспечивающих повышение коэффициента мощности. Самым современным из международных стандартов по ЭМС является IEC 61000-3-2:2005 с дополнениями в 2008 и 2009 годах. В России в настоящее время действует стандарт ГОСТ Р 51317.3.2-2006, требования которого практически совпадают с международными.

Современная элементная база с использованием принципов импульсной модуляции позволяет обеспечить близкий к единице коэффициент мощности преобразователей электроэнергии, что дает значительный энергосберегающий эффект. В большинстве практических случаев значение коэффициента мощности 0,99 является достаточным для того, чтобы считать влияние потребителя на питающую сеть несущественным.

Корректоры коэффициента мощности (ККМ) во всех промышленно развитых странах представляют собой одно из важнейших направлений в разработке энергосберегающих технологий силовой электроники. Происходит непрерывное расширение номенклатуры и совершенствование структур микросхем управления ККМ, выпускаемых ведущими производителями электронных компонентов для силовой электроники (Texas Instruments, International Rectifier, Infineon, ON Semiconductor, Micro Linear и др.). Эти микросхемы реализуют различные методы коррекции коэффициеета мощности, каждый из которых имеет определенные преимущества и недостатки, влияющие на выбор микросхемы, но основными являются следующие: 1) схемы с двухконтурной системой управления; 2) схемы с включением силового транзистора при нуле тока силового дросселя; 3) схемы с упрощенной двухконтурной системой управления.

является микросхема UC3854, ККМ второй группы - микросхемы UC3852 компании Texas Instruments и NCP1605 компании ON Semiconductor, и ККМ третьей группы - микросхема IR1150 компании International Rectifier.

Многие фирмы-производители микросхем управления ККМ выпускают руководства по применению, включающие методики расчета схем ККМ для конкретных микросхем, рекомендации по выбору компонентов и особенностям их использования. Но, несмотря на это, методы расчета внешних компонентов микросхем управления ККМ до сих пор недостаточно обоснованы, что объясняется сложностью задачи синтеза систем управления ККМ, содержащей, кроме микросхемы и силовой части, достаточно много внешних компонентов. Недостаточно разработаны теоретические основы синтеза таких систем. Методики расчета схем управления, приводимые в рекомендациях по применению микросхем управления ККМ, содержат предельно упрощенные расчетные соотношения без пояснения принятых при упрощении допущений и пределов применимости этих соотношений.

Теоретические основы развиваемых автором методов анализа и синтеза ККМ заложены в трудах ГЛ. Белова, В.И. Мелешина, Ю.К. Розанова, Е. Е. Чаплыгина и других ученых.

Целью работы является анализ, обоснование, дополнение и уточнение с учетом современных достижений в силовой электронике методик проектирования ККМ, приводимых в рекомендациях по применению компаний-изготовителей микросхем управления ККМ, а также расчет переходных, установившихся режимов и показателей качества ККМ, основанных на трех основных структурах систем управления: двухконтурной, одноконтурной (с отпиранием силового транзистора при нуле тока силового дросселя) и упрощенной двухконтурной.

Поставленная цель потребовала решения следующей задачи:

1. Аналитический обзор микросхем, реализующих аналоговое управление однофазными ККМ трех основных групп схем, анализ принципов построения, методик проектирования и процессов в активных ККМ, построенных на базе этих микросхем.

2. Анализ, дополнительное обоснование, уточнение методик проектирования ККМ, приводимых в рекомендациях по применению компаний-изготовителей микросхем управления ККМ, а также методик расчета переходных, установившихся режимов и показателей качества ККМ, основанных на трех основных структурах систем управления.

3. Разработка и исследование математических моделей ККМ и программ компьютерного имитационного моделирования.

4. Проведение экспериментальных исследований ККМ на реальном макете.

Методы исследования. Используются точные и приближенные методы, такие как методы припасовывания, разделения движений, усреднения, структурных моделей и компьютерное моделирование.

Достоверность полученных результатов следует из адекватности и корректности примененных в работе теоретических методов и сравнения теоретических результатов с результатами компьютерного моделирования и экспериментальной проверки.

Основные научные положения, выносимые на защиту:

1. Анализ структур и режимов работы ККМ с двухкошурной системой управления, с отпиранием силового транзистора при нуле тока и с упрощенной двухконтурной системой управления, существующих методик расчета параметров силовой части и внешних компонентов микросхем управления.

2. Точные и приближенные математические модели ККМ с указанными тремя структурами систем управления и уточнение методик синтеза контуров регулирования тока и напряжения.

3. Расчет переходных процессов в ККМ с двухконтурной системой управления и с отпиранием силового транзистора при нуле тока и разработка на этой основе рекомендаций по уменьшению искажений тока питающей сети.

Научная новизна.

1. Новым в анализе структур и режимов работы ККМ является выявление их основных особенностей, сравнительных характеристик, что позволило разделить ККМ на три указанные группы и обосновать уточненные методики расчета параметров внешних компонентов микросхем управления.

2. Точные математические модели включают в себя математические соотношения, полученные решением дифференциальных уравнений ККМ на участках их линейности, по которым с использованием метода припасовывания разработаны программы расчета переходных процессов; обоснованы линейные импульсные модели ККМ; новыми являются также структурные модели, полученные двукратным усреднением (за период переключений и за полпериода питающей сети).

3. Предложенная методика расчета переходных процессов, основанная на методах припасовывания и разделения движений, намного проще известной из литературы.

Практическая ценность диссертационной работы заключается в следующем.

1. Выполненный анализ структур, режимов работы ККМ и методик расчета внешних компонентов микросхем управления существенно облегчает выбор той или иной микросхемы управления ККМ и расчет параметров схемы.

2. Разработанные математические модели упрощают расчет переходных и установившихся режимов ККМ и синтез контуров управления в соответствии с требованиями практики.

Реализация результатов работы. Результаты исследования ККМ были использованы:

1) при разработке методик расчета и проектировании ККМ по темам: «Динамика, анализ и синтез систем управления энергосберегающими импульсными преобразователями электроэнергии» (Грант РФФИ, проект № 08-08-97014 <ф_Поволжье_а»); «Исследование динамики и синтез энергосберегающих полупроводниковых преобразователей электроэнергии с современными высокоэффективными системами управления» (НИР № 1.3.07 в рамках тематического плана вуза);

2) в учебном процессе в виде инженерных методик расчета ККМ на кафедре промышленной электроники Чувашского государственного университета имени И. Н. Ульянова.

Апробация работы. Основные положения, результаты и выводы диссертационной работы были доложены и обсуждены на следующих научно-технических конференциях: V, VI, VII Всероссийских научно-технических конференциях "Информационные технологии в электротехнике и электроэнергетике" (ИТЭЭ-2004; ИТЭЭ-2006; ИТЭЭ-2008); VIII Всероссийской научно-технической конференции "Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем" (ДНДС-2009).

Публикации. По теме диссертации опубликовано 14 печатных работ.

Структура и объем работы. Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения и приложения, изложенных на 182 страницах машинописного текста, в том числе 70 рисунков и 4 таблицы, список литературы из 91 наименования.

ОСНОВНОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обоснована актуальность темы, проведены обзор и классификация современных микросхем управления ККМ, выполнен обзор публикаций и работ по теме диссертации, сформулирована цель работы и задачи исследования.

В первой главе рассматриваются особенности расчета ККМ с двухконтур-ной системой управления на базе микросхемы иС3854. Приводятся идеализированные обобщенные соотношения для всех типов активных ККМ согласно временным диаграммам на рис. 1. Принимается, что входное напряжение ККМ изменяется как

«ах =л/2^с|зтшсф (1) где 0'с - действующее значение, сос - круговая частота питающей сети. Выражение для среднего значения тока дросселя можно записать в виде

'¿ср(')= ^£срт| ят«>с/ [, (2)

где среднее за период переключений Т значение тока дросселя определяется как интеграл (л+рг

ь.ср(«)=- {'/.('М- (3)

пТ

п=0, 1, 2, ...; /¿срт - амплитудное значение огибающей средних значений тока дросселя г'^р(и). Средние значения других

г 1-У 1

— «СсрН h ^"вх.ср

-Izlj 1 .

■ с 'Lcp Q 'н.ср '

переменных (напряжения на выходном конденсаторе z/fcp, входного напряжения "вх.ср, тока нагрузки /н ср и др.) определяются аналогично (3).

Можно считать, что огибающая средних значений тока /¿ср(7) (гладкая составляющая) на половине периода питающей сети совпадает с первой гармоникой тока сети

'c(i) = V2/c(l)sincoci, (4)

где /с(1) - действующее значение этой гармоники.

С учетом (1) и (2) мгновенная входная мощность ККМ определяется из равенства

ax=^f4 1-cos2cm), (5)

а средняя мощность за полпериода питающей сети согласно рис. 1

t/фр^ (6) &

При анализе различных схем ККМ широко используются усредненные уравнения повышающего импульсного преобразователя

diLcp

dt Li Li L, ^-j^

duCzp dt

где г/сср- среднее значение напряжения на выходном конденсаторе.

В стационарном режиме выразим величину 1 -у через входное и выходное напряжения с помощью равенства

l-y = iisx_. (8)

"Сер

С учетом (1) и (6) второе уравнение (7) запишется следующим образом:

durrn р , .

c^ = ^k_(1_cos2av)-,h (9)

dt иСср

Если в стационарном режиме /нср = const, пульсации выходного напряжения малы (иСс? ~ const), то согласно равенству (9) низкочастотная составляющая тока выходного конденсатора ККМ описывается выражением

/с =-^i-cos2fflci, (10)

"Сер

а низкочастотная составляющая напряжения на выходном конденсаторе

™—sin 2шсг. (11)

Индуктивность силового дросселя ККМ с двухконтурной системой управления (рис. 2), как и в обычных импульсных преобразователях, рассчитывается по заданному размаху высокочастотных пульсаций тока дросселя, а емкость выходного конденсатора рассчитывается не так, как в обычных импульсных преобразо-

вателях, а исходя из допустимой амплитуды низкочастотных пульсаций напряжения согласно (11), либо из условия поддержания выходного напряжения ККМ на необходимом уровне в течение некоторого заданного интервала времени после исчезновения напряжения питающей сети.

Рис. 2. Принципиальная схема ККМ на базе микросхемы иС3854: 1 - квадратор; 2 - делитель; 3 - умножитель

Расчет параметров внешних резистивных компонентов нелинейного блока микросхемы 11С3854, включающего в себя квадратор, делитель и умножитель, производится с учетом того, что напряжение прямого регулирования ип р, подаваемое на квадратор, для уменьшения погрешности работы нелинейного блока должен находиться в пределах от 1,414 до 4,5 В, причем при необходимости предпочтительнее выход за верхний предел, чем за нижний; максимальное значе-

ние входного тока умножителя /мвх, задаваемого внешним резистором Лзт, составляет 0,6 мА; сопротивление резистора Л1 цепи суммирования выходного тока умножителя /,, с током силового дросселя и рассчитывается так, чтобы падение напряжения на этом резисторе от выходного тока умножителя /м равнялось падению напряжения на резистивном датчике тока Лят от тока силового дросселя.

При расчете параметров внешних компонентов регулятора тока (РТ) Я2, КЗ, С2, СЗ из известных методик синтеза контура тока ККМ (методы коэффициентов ошибок, определение эквивалентного синусоидального воздействия контура тока и других) выбрана методика, основанная на условиях реализации в контуре процессов конечной длительности, возможных в импульсной модели токового контура (рис. 3). Это обеспечивает максимальное быстродействие и точность регулирова-

Рис. 3. Линеаризованная импульсная модель токового контура в режиме

непрерывного тока: 1Ур,{р) - передаточная функция регулятора тока; А'ш„„ = РТШП- коэффициент усиления ШИМ; 1 - фактор пульсаций; 1/„-амплитуда пилообразного напряжения ШИМ; С(р) = 1/[г(7^р +1)]; 7} = Ь/г- постоянная времени цепи силового дросселя

ния тока дросселя, а также бесконечную степень устойчивости контура. Можно показать, что при Сз = 0 (см. рис. 2) условия реализации процессов конечной длительности в токовом контуре ККМ имеют вид

трт1«Г, К\ = тит, (12)

где в случае Сз = 0 имеем трт1 = {Я2 + Я,)С2; А-; - коэффициент усиления токового контура, определяемый как

гЯ2С2

rR2C2Un

где 5М - крутизна модуляционной характеристики широтно-импульсного модулятора (ШИМ) при «рт = const.

Из уравнений (12) с учетом выражения для К'т получим расчетные формулы

*з = fWn 1 r R2 RmFuc(tl) ' "

(13)

Я2ШП/2

где/= ИТ- частота переключений. Емкость С3 берется на порядок меньше емкости Сг, Яг= Я].

С учетом линеаризации первого уравнения системы (7) обосновывается линеаризованная усредненная структурная схема токового контура (рис. 4). Построив ЛАЧХ и ФЧХ для разомкнутого токового контура согласно рис. 4 при найденных значениях параметров (13), убеждаемся в хороших показателях непрерывной модели (рис. 4). Запас устойчивости по фазе оказывается и^ = 52°.

Рис. 4. Линеаризованная усредненная структурная схема токового контура: Д/т = Дивх ср - (1 - у)ДмСср

С учетом линеаризации второго уравнения системы (7) обосновывается усредненная линеаризованная структурная модель контура напряжения (рис. 5). Поскольку 1-у=г*вх.Ср/«сср и gм за полпериода сети изменяются от 0 до максимального значения, то схема на рис. 5 малопригодна для синтеза контура напряжения.

Д'н.ср

Дм

Кп

1ГР „(р)

Ли,

ри.ср

Ям

Л/,

1-у-Н^» Z(p)

Д и,

■Сер

Рис. 5. Линеаризованная усредненная структурная модель контура напряжения ККМ: Кп - коэффициент передачи делителя выходного напряжения; WpH(p) - передаточная функция регулятора напряжения; gjt) = //срт| sin оу |Дм -1) - зависящая от времени передаточная проводимость умножителя; Фт(р) - главная передаточная функция замкнутого токового контура; Zip) - 1 ¡{Ср)

Возникающие из-за изменения коэффициента усиления контура напряжения трудности можно преодолеть, усредняя ток силового диода (рис. 2) за полпериода питающей сети (рис. 6). Это возможно, поскольку ток силового диода сглаживается выходным конденсатором сравнительно большой емкости. Полагаем, что среднее значение тока дросселя описывается выражением (2), т. е. идеально отслеживает все изменения входного напряжения (1). Тогда на рис. 5 можно принять Ф7(р) = 1.

Рис. 6. Модель контура напряжения ККМ с дополнительным усреднением тока силового диода: Кн1 = Км Кхи1 /{к^И>ти1риСср);

Км= 1 В - постоянная множительного устройства 3 (рис. 2); /и = /'я ср ~ возмущающее воздействие контура напряжения Обратим внимание на то, что схема на рис. 6 описывает изменения полных напряжений г/рн ср и г;Сср, а не их отклонений Дир„ ср и Дисср • Однако предполагается, что изменения цСср малы, поскольку мсср входит в выражение для коэффициента усиления Кк].

При расчете параметров регулятора напряжения исходят из допустимой амплитуды второй гармоники в его выходном напряжении, поскольку эта гармоника приводит к искажению задающего сигнала токового контура и появлению в токе питающей сети третьей гармоники соответствующей амплитуды и фазы.

Синтез контура напряжения осуществляется с использованием структурной модели с дополнительным усреднением (рис. 6). Расчет основывается на равенстве

ирн по второй гармонике; ир„о- 1 ~ 4 В и предполагается, что частота со = 2©с соответствует участку асимптотической ЛАЧХ РН с наклоном -20 дБ/дек (ш> \!Три), описываемому равенством

где Лд = Äai|| Лд2 - сопротивление выходного делителя (рис. 2).

Тогда из равенства (14) находим емкость С\ (рис. 2). Сопротивление Raz определяется через частоту среза разомкнутого контура напряжения

где К» - коэффициент усиления разомкнутого контура системы на рис. б, определяемый по требуемой статической точности контура; Трн = RocCl.

Во второй главе исследуются искажения входного тока ККМ с двухконтур-ной системой управления и способы их уменьшения. Найдены аналитические соотношения, позволяющие рассчитывать процессы в токовом контуре методом при-пасовывания при идеальном (неискаженном) задающем сигнале и активном сопротивлении цепи силового дросселя г = О (поскольку реальные ККМ имеют достаточно высокий КПД). Предполагается, что параметры регулятора тока соответствуют условиям реализации процессов конечной длительности (12). Результаты расчетов (рис, 7-11) показывают, что на интервале времени серповидных искажений, наблюдаемых после перехода напряжения питающей сети через нуль и уменьшающихся с ростом частоты переключений, ток силового дросселя не успевает нарасти до значения задающего тока, имеет место режим прерывистого тока дросселя. Зависимость длительности интервала серповидных искажений от начального значения zipT(0) представлена на рис. 8. Рис. 9 иллюстрирует выполнение условий реализации процессов конечной длительности в контуре. Из рис. 11 видно, что независимо от значения г/рт(0) в начале полупериода питающей сети в конце полупериода значение ирт оказывается близким к значению опорного напряжения Uon = 5 В.

С учетом первого уравнения (7) при г<сср = const и 0 < мрт < U„ обоснованы большесигнальные структурные модели токового контура, позволяющие рассчитывать кривые /¿ср(0 в переходном процессе без учета серповидных искажений.

Показано, что при наличии дополнительной (искажающей) второй гармоники во входном токе ККМ, когда

где ^п.доп - ^рн(2)т /

0,06 0,04 0,02

.. : ¡,11)

; : ■ 1 '¿ср™

: /,<о :

А1 !

/, мс

Рис. 7. Процессы в ККМ в начале полупериода сети при ирт(0) = 1 В (а) и 1/р,(0) = 5 В (о), I, - кривая изменения задающего тока

~ //тт Г " .

Рис. 8. Зависимость длительности интервала серповидных искажений от ыр,(0)

0,4:0,3 0,2

0,15,2 г

5,0

4,8

4,б'

4,4

: (,») : | '¿срт \г ¿(0 """ ^^ \ V

4,2!—

^крг('); /

0,9

0,902

0,904 0,906 0,908 мс

Рис. 9. Один период процессов в ККМ, иллюстрирующий выполнение условий реализации процессов конечной длительности

4,94 4,98 5,02 5,06 Рис. 10. Участок процесса в ККМ в середине полупериода сети

9,8 9,84 9,88 9,92 9,96 /, мс Рис. 11. Участок процесса в ККМ в конце пслупериода

ток питающей сети описывается выражением

'с = Ilxpm sin °V + 1 C0s(2A + 1)сОс/ ,

к=0

где

\1ц2)т' к = 0, 1, 2,... .

Дополнительная вторая гармоника с амплитудой 1цг)т во входном токе ККМ вызывает появление в токе питающей сети ряда дополнительных гармоник, наибольшими из которых являются первая и третья, причем амплитуда дополнительной третьей гармоники примерно равна половине амплитуды дополнительной второй гармоники входного тока. Дополнительная первая гармоника с амплитудой 0,8494(2),„ увеличивает отставание по фазе полного тока сети от напряжения, остальные гармоники ухудшают коэффициент гармоник.

Появление дополнительной второй гармоники во входном токе ККМ может быть вызвано: 1) серповидными искажениями, существующими даже при идеальном задающем сигнале токового контура; 2) искажениями задающего сигнала токового контура, вызванными влиянием вторых гармоник на выходах регулятора напряжения ири и цепи прямого регулирования ипр. Показано, что допустимые коэффициенты пульсаций этих напряжений по второй гармонике А^'Рд0П и К^"ароп выражаются через допустимую относительную амплитуду третьей гармоники тока питающей сети, вызванной соответствующей дополнительной второй гармоникой, следующим образом:

Á р" = "п.доп

2-0,509

c(3)ni ^ I Lcpm

Ки«> =_-_

плоп 4-0,509

^/"пр

с(3)ср/я ^ ^Lcpm

(15)

Значения £„д0п и Кп"^оп используются при расчетах РН и емкостных компонентов ФНЧ цепи прямого регулирования по входному напряжению.

Третья глава посвящена моделированию и расчету ККМ с отпиранием силового транзистора при нуле тока. Проанализированы структура и режимы работы микросхемы UC3 852 (рис. 12).

Микросхема UC3852 (рис. 12) состоит из следующих основных узлов: 1) генератора пилообразного напряжения (ГПН), включающего в себя источник постоянного тока (ИПТ) на транзисторах VT2-VT4 и операционном усилителе DA5, являющийся источником тока заряда внешнего конденсатора Crmip > и транзистор VT5, через который происходит разряд конденсатора Cramp> и триггера цепи управления генератором; 2) широтно-импульсного модулятора (ШИМ), включающего в себя ШИМ-компаратор DAA и триггер ШИМ; 3) усилителя ошибки DA 1; 4) компараторов DA 6 для контроля момента начала пилообразного напряжения uc.RAMi' и DA1 для контроля превышения этим напряжением значения 1 В; 5) компараторов DA2 для контроля нуля тока силового дросселя и DA3 для кон-

-10 мВ —

2(Ш о-

■л

-425 мВ —

^DA2 DDI Триггер

шим ,

щ DA3

0,1 мкФ]|С7

2 (VFB) о—

-CZb

5 В

DA\

10 В

<}ЦСОМР) ириПА4

и»

R5+R6 720 кОм

Ю ЮкОм

RS 20 кОм

S Т

DD2

9В VT1

0,2 В

DA6

DAI

DAS

-о-

12 В

-о 6 (OUT)

VT2

5BpDA5 ' +

VT3

7(Усс) ■о

|/и,

Г Ч

VT4

3 (¡set) -о-

¡SET

DD3

и 1

& - S Т

& - R

4 (RAMP) -о-

С6

(Сйм-ЛЮ I ш

8 кОм

VT5

~Г" LJ 1

II I«

Триггер DDA ИГПН

Рис. 12. Принципиальная схема микросхемы UC3852 с основными внешними компонентами; £/вых - выходное напряжение ККМ

троля перегрузки по току; 6) логических элементов DDI, DD2 для управления триггером ШИМ и DD2, DD4 для управления триггером ГПН; 7) выходного усилителя мощности DAS.

Обоснованы соотношения для расчета силовой части ККМ с управлением на базе этой микросхемы. Поскольку силовая часть работает на границе режима непрерывного тока (РНТ), то справедливы равенства для амплитуды импульса тока силового дросселя

'¿max = UBxh/L,

и среднего значения тока дросселя за период переключений Т

;icp=1^/(21), (16)

где ?! - время включенного состояния силового транзистора; T~ti+t2. Согласно равенству (16) в данном случае среднее значение ¡¿ср автоматически изменяется пропорционально входному напряжению ывх, если = const.

Поскольку период Г, а следовательно, и частота/= МТ изменяется в течение полупериода питающей сети, то строгий анализ режимов работы данного ККМ связан с большими трудностями. Однако, поскольку частота переключений / в данной схеме почти на три порядка превышает частоту питающей сети /с, то можно считать, что изменение частоты/ происходит медленно. Также медленно

меняется период переключений Т (рис. 13), поэтому можно использовать методы анализа, существующие для схем с постоянной частотой f, рассматривая полученные при /= const соотношения во всем диапазоне изменения частоты/

МКС

Формула для расчета индуктивности силового дросселя имеет вид

0 я л п 2к 5л соct,

6 3 2 Т Т рад/с

^Утш^вх^Сср

шш^вх^Сср

(17)

переключений за полпериода сети

Рис. 13. Изменение периода

где [1СЛ1;П - минимальное действующее значение напряжения питающей сети; - ми-

1 - для ti = 10 5 с; ас = 0,8;

2 - для i] = 10~5 с; ас=0,7

нимально допустимая частота переключений.

Обоснованы аналитические соотношения для расчета переходных процессов в схеме (рис. 12) методом припасовывания, вытекающие из уравнений

где ивх определяется выражением (1); согласно рис.12 Трн = Л4С7; Кл = = Л7/№+Лб+Л7); Хрн=А,/(Лд+Д8); задающее напряжение иг=иоп{\+Кщ)1{К^л).

Длительность интервала 1\ определяется по точкам пересечения кривой ырн(0 с кривой пилообразного напряжения «„(?), формируемой на конденсаторе Сб. Некоторые расчетные кривые для £/с = 85 В; /„ = 0,2457 А; из = 375,9 В, Ь = 0,5 мГн; С = 220 мкФ; мрн(0) = 7 В и ис{0) = 350 В представлены на рис. 14-17.

Расчетные кривые (рис. 14-17) подтверждают незначительное изменение напряжения ирн, а следовательно, и длительности 1\ за полпериода питающей сети и достаточно точное отслеживание кривой /¿ср(0 за изменениями напряжения ывх(/). Передаточная функция РН соответствует уравнению (18), так же, как и в ККМ с двухконтурной системой управления (рис. 2). Расчет параметров РН производится по усредненной структурной динамической модели (рис. 18, б).

Модель с дополнительным усреднением тока силового диода (рис. 18, 6) проверена сравнением процессов, рассчитанных по этой модели (рис. 19) и ранее методом припасовывания (рис. 14-17).

Модель на рис. 18, б позволяет рассчитывать параметры РН[ аналогично тому, как это делается в ККМ с двухконтурной системой управления.;

Четвертая глава посвящена моделированию и расчету ККМ с упрощенной двухконтурной системой управления, работающих в РНТ, н<|> имеющих более простую схему управления. Упрощенная схема микросхемы ф.1150 с основными внешними компонентами представлена на рис. 20. Важной ее особенностью

(18)

полупериода сети

Рис. 16. Участок процесса в ККМ в конце полупериода сети Рис. 17. Расчетные кривые установившихся

процессов в ККМ

иг

К„

wpa(p)

**рн.ср

'¿ср

1-7 2(р)

"пО

«Сер

Рис. 18. Структурные динамические модели ККМ: усредненная за период переключений (а); с дополнительным усреднением тока силового диода /Д.С| за полпериода питающей сети (б); /И1ГТ - выходной ток ИПТ на рис. 12; и„о = 0,2 В - значение напряжения пилы после ее сброса; Сп = = Q

является то, что усилитель ошибки регулирования напряжения и интегратор ШИМ построены не на обычных операционных усилителях, а на так называемых транскондуктивных усилителях (усилителях проводимости) DA 1 и DA2, представляющих собой двухвхо-довые преобразователи "напряжение-ток" (ПНТ). При этом корректирующий двухполюсник усилителя ошибки Rz, Cz, Су оказывается включенным не в цепи обратной связи ОУ, а между выходом ПНТ DA 1 и землей, а интегрирующий конденсатор Си - между выходом ПНТ DA2 и землей. На вывод б (Vfb) микросхемы через делитель RA, RB поступает сигнал обратной связи по выходному напряжению ККМ, равный Кдиных, где Кп = Кв/(ЯА + Rb), а на вывод 3 (Isns) через ЛС-фильтр RSf, Csf - сигнал, пропорциональный току дросселя, равный Rsh ■ Частота переключений определяется задающим генератором ЗГ, для чего требуется подключить к выводу 2 (FREQ) всего один внешний компонент - резистор RF.

Микросхема IR1150 имеет восьмивыводовый корпус. Выводы, не показанные на рис. 20, а: 7 (Fee) - вывод для подачи напряжения питания на микросхему; 8 (GATE) - выход микросхемы для подключения затвора силового МДП-трагаистора; 1 (СОМ) - земля и 4 (OVP/EN) - вывод для защиты от превышения выходного напряжения ККМ над заданным уровнем.

Рис. 19. Сопоставление результатов, полученных по усредненной динамической модели (рис. 18, б), с участком процесса, рассчитанного методом припасовывания

2 (FREO) -о

двухполюсник

Иуо-^тс Rsk

_____— 1Г < X ! ✓ ------х---^. ^— —

[ Т | 2 Т t

Л 't

Рис. 20. Схема микросхемы IR1150 (а); временные диаграммы, поясняющие принцип управления (б); R$- датчик тока;

Ra,Rb~ делитель выходного напряжения ККМ

С учетом высокой частоты переключений /= ИТ выходное напряжение ненасыщенного усилителя ошибки

"уо = gyсЛуо Рои - Каивък) (19)

можно считать постоянным за период Т. В равенстве (19) опорное напряжение Vref, формируемое внутри микросхемы, обозначено через U0„; gya - крутизна ПНТ DAX, которая согласно паспортным данным микросхемы находится в пределах от 30 до 55 мкСм (типовое значение 40 мкСм); R„ yo - сопротивление нагрузки

усилителя ошибки, равное параллельному соединению входного сопротивления интегратора и сопротивления цепи коррекции усилителя ошибки. Выходное напряжение интегратора DA2

'-и

где g„ - крутизна ПНТ DA2, время t отсчитывается от момента размыкания ключа сброса, совпадающего с моментом начала очередного выходного импульса ШИМ «ыим и отпирания силового транзистора.

Момент t] срабатывания компаратора DA4 определяется из уравнения

(2D

где iL{t\) - значение тока дросселя в момент срабатывания компаратора, совпадающий при принятых допущениях с моментом запирания силового транзистора ККМ; А'тс =2,5 - коэффициент усиления по напряжению усилителя DA3; Rs - сопротивление датчика тока силового дросселя.

С учетом выражения (20) из (21) получим уравнение для определения г,

K^Rsl Си 'J

Если постоянная времени интегратора

r„ = C„/g„ (23)

поддерживается равной периоду Т, то из (22) следует равенство

(24)

где у = 1]/Т- относительная длительность выходного импульса ШИМ.

Учитывая равенство 1-у = ивх/«вых, выражение (24) можно представить в виде

Uyo(tlKx , (25)

^тс^Лых

откуда следует, что мгновенное значение тока дросселя в момент выключения силового транзистора ККМ при выполнении условия (ТК = Т) изменяется пропорционально входному напряжению г/вх.

Обоснованы динамические модели ККМ с упрощенной двухконтурной системой управления: линеаризованная импульсная модель (рис. 21), которую целесообразно использовать для анализа устойчивости контура тока, и усредненная структурная модель (рис. 22), которая отличается от аналогичных моделей ККМ с двухконтурной системой управления (рис. 6) и с отпиранием сигового транзистора при нуле тока (рис. 18, б) только выражениями для коэффйциента усиления контура и возмущающего воздействия.

На числовом примере рассмотрены особенности расчета параметров силовой части и внешних компонентов микросхемы IR1150.

В заключении сформулированы основные результаты по диссертационной работе.

1-й-

1 и

-е-

Кт

ИЭ1

д«вх -(1-у)Амс

<Хр)

д. ИЭЗ

А/„

_ 'чзНдр) ^ -¿1

Дг/С

Рис. 22. Усредненная структурная модель ККМ: *н1=ас7(2ЗД); ас = \/2С/с/мСср

ДС/о,

Рис. 21. Линеаризованная импульсная модель ККМ с упрощенной двухконтурной системой управления; !'Уу0(р) - передаточная функция усилителя ошибки

В приложении приведены результаты экспериментального исследования ККМ с отпиранием силового транзистора при нуле тока, которые выполнены совместно с магистром техники и технологии А. А. Красновым. Создание и испытание экспериментального образца ККМ позволило убедиться в наличии всех обнаруженных теоретическим анализом особенностей режимов работы ККМ и большой важности рационального конструирования силового дросселя, выбора и размещения силовых и слаботочных компонентов и правильной разводки печатной платы.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

1. Выполненный анализ схем и методик их расчета подтвердил целесообразность разделения ККМ на три основные группы: с двухконтурной системой управления; с отпиранием силового транзистора при нуле тока дросселя; с упрощенной двухконтурной системой управления. Кроме того, схемы каждой из групп могут быть построены по однофазному и многофазному вариантам.

2. Показано, что расчет емкости выходного конденсатора во всех трех группах схем ККМ производится одинаково: либо из условия аварийного поддержания выходного напряжения на уровне не ниже заданного в течение некоторого интервала времени после исчезновения напряжения питающей сети, либо по заданному уровню низкочастотных пульсаций выходного напряжения. Амплитуда низкочастотных пульсаций выходного напряжения пропорциональна входной мощности ККМ, обратно пропорциональна удвоенной частоте питающей сети, емкости выходного конденсатора и выходному напряжению.

3. Показано, что исходные положения при расчете индуктивности силового дросселя ККМ в схемах с двухконтурной системой управления, работающим в РНТ с постоянным периодом переключений, и в схемах с отпиранием силового транзистора при нуле тока дросселя существенно отличаются: в схемах с двухконтурной системой управления индуктивность ограничена снизу, минимальное значение индуктивности обратно пропорционально максимально допустимому значению размаха пульсаций тока дросселя и частоте переключений, которая постоянная; в схемах с отпиранием силового транзистора при нуле тока значение индуктивности ограничено сверху и обратно пропорционально минимально допустимой частоте переключений. Определено, что для уменьшения серповидных искажений входного тока во всех схемах необходимо стремиться выбирать как можно большее значение частоты переключений, а для этого индуктивность дросселя должна быть как можно меньшей.

4. Разработанные динамические модели ККМ, основанные на методах разделения движений, припасовывания и усреднения, позволили обосновать и уточнить методики расчета, известные из фирменных рекомендаций по применению микросхем управления ККМ, выявить их недостатки и проблемы, требующие дальнейших исследований.

5. Выполненный методом припасовывания расчет переходных процессов в ККМ показал отсутствие в известных публикациях обоснований методик оценки серповидных искажений входного тока, недостаточную разработку методик расчета гармонического состава тока питающей сети. Этот расчет также показал целесообразность синтеза контура тока ККМ по условию реализации в контуре процессов конечной длительности, что возможно только с использованием дискретных моделей контура тока. Показано, что при использовании ПИ-регулятора тока постоянная времени числителя передаточной функции регулятора тока должно выбираться равной периоду переключений, а коэффициент усиления контура тока - равным отношению постоянной времени цепи силового дросселя к периоду переключений.

6. Показано, что усредненные за период переключений структурные модели контуров регулирования выходного напряжения отличаются тем, что коэффициент усиления разомкнутого контура изменяется пропорционально квадрату мгновенного значения входного напряжения ККМ, т. е. от 0 до максимального значения с удвоенной частотой питающей сети. Такие модели не могут быть использованы для синтеза контура известными инженерными методами.

7. Поскольку ток силового диода, представляющий собой последовательность импульсов сложной формы с длительностью, равной половине периода питающей сети, хорошо сглаживается выходным конденсатором достаточно большой емкости, то предложено использовать дополнительное усреднение тока силового диода за полпериода питающей сети, что незначительно искажает кривую выходного напряжения ККМ. Полученные таким образом структурные модели для схем трех групп отличаются только выражениями для коэффициентов усиления разомкнутого контура напряжения и возмущающего воздействия контура напряжения. Во всех трех схемах коэффициент усиления контура напряжения изменяется пропорционально квадрату действующего значения напряжения питающей

сети, но в схеме с двухконтурной системой управления этот недостаток компенсируется введением цепи прямого регулирования по входному напряжению ККМ.

8. Показано, что ток нагрузки во всех схемах ККМ вызывает значительную статическую ошибку регулирования выходного напряжения, несмотря на наличие в контуре напряжения астатизма первого порядка. В схеме с упрощенной двухконтурной системой регулирования возмущающее воздействие оказывается существенно больше тока нагрузки, что дополнительно ухудшает точность регулирования выходного напряжения.

9. На экспериментальном макете ККМ с включением силового транзистора при нуле тока дросселя качественно проверены и сравнены с результатами численных расчетов процессы, протекающие при пуске ККМ и в установившемся режиме.

Основные результаты диссертации опубликованы в следующих работах:

Публикации в ведущих рецензируемых научных журналах и изданиях, рекомендованных ВАК

1. Серебрянников, А. В. Структурные и схемные динамические модели импульсных преобразователей / Г.А. Белов, A.B. Серебрянников, A.A. Павлова // Вестник Чувашского университета. - 2008. - № 2. - С. 138-151.

2. Серебрянников, А. В. Частотный метод синтеза непрерывного корректирующего устройства для импульсного преобразователя / Г.А. Белов, A.B. Серебрянников, A.A. Павлова // Вестник Чувашского университета. - 2008. - № 2. -С. 151-166.

3. Серебрянников, А. В. Моделирование корректоров коэффициента мощности на основе метода усреднения / Г.А. Белов, Г.В. Малинин, A.B. Серебрянников // Нелинейный мир. - 2009. - № 9. - Т. 7. - С. 675-683.

4. Серебрянников, А. В. Анализ пульсаций входного тока и выходного напряжения двухфазного повышающего импульсного преобразователя / Г.А. Белов, A.A. Павлова, A.B. Серебрянников // Вестник Чувашского университета. - 2009. -№2.-С. 185-192.

Публикации в прочих изданиях

5. Серебрянников, А. В. Математическое моделирование составного импульсного преобразователя / Г.А. Белов, A.B. Серебрянников // Информационные технологии в электротехнике и электроэнергетике: Материалы V Всерос. науч,-техн. конф. - Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та, 2004. - С. 37-47.

6. Серебрянников, А. В. О применении фазовых псевдопортрегов при анализе импульсных преобразователей / Г.А. Белов, Г.В. Малинин, A.B. Серебрянников // Информационные технологии в электротехнике и электроэнергетике: Материалы VI Всерос. науч.-техн. конф. - Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та, 2006. - С. 152-159.

7. Серебрянников, А. В. Исследование переходных характеристик токовых контуров импульсных преобразователей с ПИ-регулятором тока дросселя / Г.А. Белов, Г.В. Малинин, A.B. Серебрянников // Информационные технологии в электротехнике и электроэнергетике: Материалы VI Всерос. науч.-техн. конф. -Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та, 2006. - С. 164-176.

8. Серебрянников, А. В. Статические характеристики и устойчивость импульсного преобразователя с двусторонней ШИМ-2 / Г.А. Белов, Д.С. Лукиян, A.B. Серебрянников // Практическая силовая электроника. - 2008. - № 29. - С. 34-39.

9. Серебрянников, А. В. Структурные динамические модели и частотный метод синтеза двухконтурных систем управления импульсными преобразователями / Г.А. Белов, A.A. Павлова, A.B. Серебрянников // Силовая электроника. - 2008. -№3.-С. 98-106.

10. Серебрянников A.B. Частотный метод синтеза двухконтурных систем управления импульсными преобразователями / A.B. Серебрянников // Молодежь: наука и инновации: Сб. научн. трудов в области фундаментальных наук. - Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та, 2008. - С. 100-111.

11. Серебрянников, А. В. Сравнение однофазного и двухфазного корректоров коэффициента мощности с отпиранием силовых транзисторов при нуле токов дросселей / Г.А. Белов, A.A. Павлова, A.B. Серебрянников // Силовая электроника. - 2009. -№ 3. - С. 36-39.

12. Серебрянников, А. В. Моделирование и исследование корректора коэффициента мощности с включением силового транзистора при нуле тока / Г.А. Белов, A.B. Серебрянников // Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем: Материалы VIII Всерос. науч.-техн. конф. - Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та, 2009. - С. 41-55.

13. Серебрянников, А. В. Динамические модели силовой части двухфазного повышающего импульсного преобразователя / Г.А. Белов, A.A. Павлова, A.B. Серебрянников // Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем: Материалы VIII Всерос. науч.-техн. конф. - Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та, 2009. - С. 223-236.

14. Серебрянников, А. В. Сравнение характеристик корректоров коэффициента мощности на базе однофазного и двухфазного повышающих импульсных преобразователей с переключениями при нуле тока / Г.А. Белов, A.A. Павлова, A.B. Серебрянников // Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем: Материалы VIII Всерос. науч.-техн. конф. - Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та, 2009. - С. 237-245.

Личный вклад автора. В работах, написанных в соавторстве, автору принадлежат: исследование структурных схем [1, 5] и получение расчетных зависимостей [4, 6-10, 13, 14], расчет конкретных числовых примеров [2], моделирование ККМ с отпиранием силового транзистора при нуле тока в пакете Matlab [3], моделирование усредненной нелинейной структурной модели силовой части ККМ в среде Simulink [12].

Формат 60x84/16. Бумага офсетная Печать оперативная. Тираж 100 экз. заказ №(

Отпечатано в типографии Чувашского госуниверситета 428015, Чебоксары, Московский проспект, 15

Оглавление автор диссертации — кандидата технических наук Серебрянников, Александр Владимирович

ВВЕДЕНИЕ.

ГЛАВА 1. ОСОБЕННОСТИ РАСЧЕТА КОРРЕКТОРА КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ С ДВУХКОНТУРНОЙ СИСТЕМОЙ УПРАВЛЕНИЯ

1.1. Описание схемы ККМ на базе микросхемы UC

1.2. Идеализированные обобщенные соотношения для ККМ.

1.3. Расчет силовой части ККМ

1.4. Расчет параметров внешних резистивных компонентов нелинейного блока микросхемы.

1.5. Расчет параметров внешних компонентов регулятора тока (РТ).

1.6. Расчет параметров внешних компонентов регулятора напряжения (РН)

1.7. Усреднение расчетной динамической модели контура напряжения ККМ за полпериода питающей сети

Выводы по первой главе.

ГЛАВА 2. ИСКАЖЕНИЯ ВХОДНОГО ТОКА КОРРЕКТОРА

КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ С ДВУХКОНТУРНОЙ

СИСТЕМОЙ УПРАВЛЕНИЯ И СПОСОБЫ ИХ УМЕНЬШЕНИЯ.

2.1. Процессы в токовом контуре ККМ при идеальном задающем воздействии.

2.2. Расчет процессов в токовом контуре ККМ по усредненным моделям

2.3. Влияние дополнительной второй гармоники входного тока

ККМ на гармонический состав тока питающей сети.

2.4. Искажения входного тока ККМ, вызванные дополнительными вторыми гармониками задающего сигнала токового контура.

Выводы по второй главе.

ГЛАВА 3. МОДЕЛИРОВАНИЕ И РАСЧЕТ КОРРЕКТОРА КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ С ОТПИРАНИЕМ СИЛОВОГО ТРАНЗИСТОРА ПРИ НУЛЕ ТОКА.

3.1. Анализ работы микросхемы UC

3.2. Обоснование соотношений для расчета силовой части ККМ.

3.3. Расчет параметров силовой части ККМ и внешних компонентов микросхемы UC

3.4. Обоснование и исследование динамической модели ККМ.

3.5. Усредненные динамические модели ККМ с отпиранием силового транзистора при нуле тока.

3.6. Моделирование ККМ с отпиранием силового транзистора при нуле тока в среде Matlab+Simulink

Выводы по третьей главе.

ГЛАВА 4. МОДЕЛИРОВАНИЕ И РАСЧЕТ КОРРЕКТОРА КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ С УПРОЩЕННОЙ

ДВУХКОНТУРНОЙ СИСТЕМОЙ УПРАВЛЕНИЯ

4.1. Упрощенная двухконтурная система управления ККМ, работающим в режиме непрерывного тока с постоянной частотой.

4.2. Динамические модели ККМ с упрощенной двухконтурной системой управления

4.3. Расчет ККМ с системой управления на базе микросхемы IR

Выводы по четвертой главе

Введение 2010 год, диссертация по электротехнике, Серебрянников, Александр Владимирович

Внедрение силовых электронных устройств на первых этапах развития энергетической электроники вызвало такие негативные явления, как искажения формы кривых токов и напряжений питающих сетей переменного тока, что, в свою очередь, привело к возникновению неактивных мощностей (реактивных на основной гармонике переменного тока и мощностей искажения на частотах высших гармоник) [1]. Решению этих проблем было посвящено много работ отечественных ученых, среди которых на первом этапе следует отметить работы О.А. Маевского, Ф.И. Бутаева и E.JI. Эттингера. Однако инерционность и неполная управляемость используемых в то время ртутных вентилей и тиристоров не позволяли эффективно решать задачи по устранению указанных негативных явлений.

В настоящее время повсеместное использование источников вторичного электропитания (ИВЭП), электронных устройств с импульсными источниками питания (ИИП), включение в сеть различных нелинейных нагрузок приводит к тому, что сетевой ток, потребляемый этими устройствами, при отсутствии специальных устройств коррекции носит импульсный характер [2-7]. Это приводит к существенному увеличению потерь мощности и недопустимым помехам в питающей сети. Кроме того генерируемые такими устройствами гармонические и нелинейные искажения тока отрицательно влияют на проводку электросети и подключенные к ней электроприборы, из-за чего появляется проблема их электромагнитной совместимости (ЭМС). В трехфазных сетях это влияние может выражаться также и в перегреве нейтральной линии, так как при протекании в нагрузках токов со значительными гармоническими составляющими ток в нейтральном проводе (который при симметричной нагрузке практически равен нулю) может увеличиться до критического значения [2]. Коэффициент мощности таких устройств обычно не превышает 0,7 (при единичном значении в идеале).

Самым современным из международных стандартов по ЭМС является IEC 61000-3-2:2005 с дополнениями в 2008 и 2009 годах [8]. В России в настоящее время действует стандарт ГОСТ Р 51317.3.2-2006, требования которого практически совпадают с международными [9]. В табл. 1 приведены регламентированные перечисленными стандартами уровни каждой гармоники тока частоты сети до 40-й включительно.

Таблица 1. Требования стандартов к гармоникам тока питающей сети

Номер гармоники Относительный допустимый ток, мА/Вт Максимально п допустимый ток, А

Нечетные гармоники

3 3,4 2,30

5 1,9 1,14

7 1,0 0,78

9 0,5 0,40

11 0,35 0,33

13 0,3 0,21

15 < л < 39 3,85 In 0,15x157/7

Четные гармоники

2 1,8 1,08

4 0,7 0,42

6 0,5 0,30

8 < п < 40 3 In 1,80/и

Следует отметить, что выполнение требований к допустимым искажениям тока сети, регламентируемым международными стандартами, является сложной технико-экономической задачей, решение которой требует совместных усилий как поставщиков, так и потребителей электроэнергии. Современная элементная база с использованием принципов импульсной модуляции позволяет обеспечить близкий к единице коэффициент мощности преобразователей электроэнергии (за счет устранения реактивной мощности) в широком диапазоне изменения частоты переключений, что дает значительный энергосберегающий эффект [10]. В большинстве практических случаев значение коэффициента мощности 0,99 является достаточным для того, чтобы считать влияние потребителя на питающую сеть несущественным.

Корректоры коэффициента мощности (ККМ) во всех промышленно развитых странах представляют собой одно из важнейших направлений в разработке энергосберегающих технологий силовой электроники [10]. На практике это означает, что во входную цепь практически любого электронного устройства с импульсными преобразователями необходимо включать специальную схему ККМ, обеспечивающую увеличение коэффициента мощности.

В настоящее время происходит непрерывное расширение номенклатуры и совершенствование структур микросхем управления ККМ, выпускаемых ведущими производителями электронных компонентов для силовой электроники (Texas Instruments [11], International Rectifier, Infineon, ON Semiconductor, Micro Linear и др.) [12]. Эти микросхемы реализуют различные методы коррекции коэффициента мощности, каждый из которых имеет определенные преимущества и недостатки, влияющие на выбор микросхемы, но основными являются следующие: 1) схемы с двухконтурной системой управления; 2) схемы с включением силового транзистора при нуле тока силового дросселя; 3) схемы с упрощенной двухконтурной системой управления.

Обилие микросхем управления ККМ очень сильно затрудняет проектирование ККМ. Сложной проблемой является даже выбор структуры ККМ и микросхемы управления. Трудно дать однозначный ответ, какая микросхема будет наиболее эффективна для применения в каждом конкретном случае. Но, несмотря на это, можно отметить, что типичной микросхемой управления ККМ первой группы является микросхема UC3854 [13, 14], ККМ второй группы - микросхемы UC3852 компании Texas Instruments [15, 16] и NCP1605 компании ON Semiconductor [17], и ККМ третьей группы - микросхема IR1150 компании International Rectifier [18-21].

Для сравнения в табл. 2 приведены основные параметры ККМ, построенных с использованием микросхем различных производителей [21], где приняты следующие обозначения: ООС - режим управления в течение одного периода; ССМ - режим непрерывного тока дросселя ККМ; DCM - режим прерывистого тока; АСМ — режим на границе непрерывного тока; ZVT — включение силового транзистора при нуле напряжения.

Таблица 2. Сравнение ККМ с ИС различных производителей

Наименование производителя Наименование ИС Мощность ККМ, Вт Корпус Ток запуска, мкА Коэффициент мощности Режим работы Частота ШИМ, кГц Ток управления драйвера, А Рабочая температура, °С

International Rectifier IR1150 754500 DIP-8 SOIC-8 17,5 0,999 ОСС ССМ 50-200 1,5 -25. +85

Texas Instruments различные типы 505000 различные типы 0,993 АСМ, ССМ, ZVT 125600 0,750 -40. +105

ON Semiconductor NCP1653 1003000 DIP-8 SOIC-8 18 0,998 ССМ 65-100 1 -40. +125

STMicro-electronics L6562 25-375 DIP-8 SOIC-8 70 0,998 ССМ 20-400 0,6 -40. +150

Infineon Technologies TDA4862 10-275 DIP-8 SOIC-8 75 0,99 ССМ 20-500 0,08 -40. +125

Freescale MC68HC908LB8 DIP-20 SOIC-20 12 8-битн. МК прогр. нет драйвера -40. +120

Atmel AT90PWM2/3 SO-24/32 8-битн. МК прогр. нет драйвера -40. +105

AUK Semiconductor S6500 150 DIP-8 30 0,99 DCM 50 0,5 -25. +125

Также имеются схемы многофазных ККМ (по числу параллельно работающих преобразовательных ячеек), которые строятся на базе однофазных ККМ и позволяют получить ряд преимуществ. Многофазные понижающие импульсные преобразователи рассматривались еще в начале 70-х годов прошлого века [22, 23]. В настоящее время в связи с построением ККМ на базе двухфазного повышающего импульсного преобразователя [24, 25] интерес к многофазным импульсным преобразователям снова стал повышаться.

Серийно выпускаются микросхемы управления двухфазными ККМ с отпиранием силового транзистора при нуле тока типа UCC28060 [26], работающие на границе режима непрерывного тока (РНТ), и для двухфазного ККМ, работающего в РНТ, типа UCC28070 [27]. Вместе с тем инженерные методики расчета подобных ККМ до сих пор до конца не разработаны.

Многие фирмы-производители микросхем управления ККМ выпускают руководства по применению, включающие методики расчета схем корректоров коэффициента мощности для конкретных микросхем, рекомендации по выбору компонентов и особенностям их использования [13-19]. Но, несмотря на это, методы расчета внешних компонентов микросхем управления ККМ до сих пор недостаточно обоснованы, что объясняется сложностью задачи синтеза систем управления ККМ, содержащей, кроме микросхемы и силовой части, достаточно много внешних компонентов. Недостаточно разработаны теоретические основы синтеза таких систем. Методики расчета схем управления, приводимые в рекомендациях по применению микросхем управления ККМ [14, 16, 17, 19], содержат предельно упрощенные расчетные соотношения без пояснения принятых при упрощении допущений и пределов применимости этих соотношений.

Большинство существующих публикаций по корректорам коэффициента мощности носит описательный, рекламный характер, повторяя, часто с искажениями, сведения, полученные из фирменной документации, и совершенно недостаточны для задач анализа, синтеза и проектирования ККМ [28-37]. Во многих публикациях рассматриваются схемы и основные характеристики силовой части ККМ, а системы управления ККМ практически не затрагиваются (например, [37]). Работ, посвященных строгому обоснованию математических моделей, методов расчета переходных процессов и синтеза контуров управления, недостаточно [38-47].

Диссертационных работ, посвященных однофазным ККМ, мало [48, 49]. Например, в работе [48] выполнено рассмотрение общих вопросов по однофазным ККМ и создание однофазного высокочастотного ККМ на основе теоретического анализа, моделирования и разработки новых алгоритмов управления. Работа [49] посвящена только разработке математических моделей и программного комплекса для исследования динамики ККМ и повышающего импульсного преобразователя.

Есть также диссертации по исследованию трехфазных ККМ [50, 51]. Значительно больше работ посвящено статическим компенсаторам реактивной мощности (статкомам) [52-57] и активным фильтрам [58-61], которые также являются устройствами для увеличения коэффициента мощности.

В работах по анализу режимов работы, проектированию и расчету ККМ на базе современных микросхем управления предложены строгий метод расчета процессов в ККМ с двухконтурной системой управления [62], который, однако, сложен для практического использования; предложен также метод синтеза системы управления ККМ, основанный на известном из теории автоматического управления методе коэффициента ошибок [63], метод синтеза контура тока, основанный на предварительном определении эквивалентного синусоидального воздействия контура [64] и метод усреднения [65]. Проведено сравнение однофазного и двухфазного ККМ с отпиранием силовых транзисторов при нуле токов дросселей [66, 67]. Для двухфазных ККМ также получены динамические модели силовой части [68] и выполнен анализ пульсаций входного тока и выходного напряжения [69].

Диссертационная работа посвящена подробному анализу и классификации принципов построения, существующих и улучшенных методик проектирования, расчета переходных и установившихся режимов, расчета гармонического состава тока питающей сети ККМ, основанных на трех основных структурах систем управления: 1) двухконтурной; 2) одноконтурной (с отпиранием силового транзистора при нуле тока силового дросселя); 3) упрощенной двухконтурной.

Поставленная цель потребовала решения следующей задачи:

4. Проведение экспериментальных исследований ККМ на реальном макете.

Методы исследования. Улучшение методик проектирования ККМ достигается за счет их более строгого обоснования эффективными точными и приближенными методами, такими как методы припасовывания, разделения движений, усреднения, структурных моделей и компьютерное моделирование.

Основные научные положения, выносимые на защиту:

1. Анализ структур и режимов работы ККМ с двухконтурной системой управления, с отпиранием силового транзистора при нуле тока и с упрощенной двухконтурной системой управления, существующих методик расчета параметров силовой части и внешних компонентов микросхем управления.

Научная новизна.

2. Точные математические модели включают в себя математические соотношения, полученные решением дифференциальных уравнений ККМ на участках их линейности, по которым с использованием метода припасовыва-ния разработаны программы расчета переходных процессов; обоснованы линейные импульсные модели ККМ; новыми являются также структурные модели, полученные двукратным усреднением (за период переключений и за полпериода питающей сети).

Практическая ценность диссертационной работы заключается в следующем.

Реализация результатов работы. Результаты исследования ККМ были использованы:

1) при разработке методик расчета и проектировании ККМ по темам: «Динамика, анализ и синтез систем управления энергосберегающими импульсными преобразователями электроэнергии» (Грант РФФИ, проект № 0808-97014 «рПоволжьеа»); «Исследование динамики и синтез энергосберегающих полупроводниковых преобразователей электроэнергии с современными высокоэффективными системами управления» (НИР № 1.3.07 в рамках тематического плана вуза);

Публикации. По теме диссертации опубликовано 14 печатных работ.

Заключение диссертация на тему "Анализ и расчет корректоров коэффициента мощности на базе современных микросхем управления"

Выводы по четвертой главе

1. Новая микросхема IR1150, собранная в восьмивыводном корпусе, реализует упрощенную двухконтурную систему управления ККМ, в которой используется пропорциональный регулятор тока дросселя, отсутствует цепь прямого регулирования по входному напряжению; регулятор напряжения строится на транскондуктивном усилителе, при этом корректирующий двухполюсник включен не в цепи обратной связи, а между выходом усилителя и землей.

2. Для обеспечения пропорциональности максимального значения тока дросселя на периоде переключения и входного напряжения ККМ требуется поддержание равенства постоянной времени интегратора Гн и периода переключений Т. При неточном выполнении этого равенства появляется ошибка регулирования тока дросселя.

3. Обоснованы динамические модели ККМ с упрощенной двухконтур-ной системой управления: линеаризованная импульсная модель, которую целесообразно использовать для анализа устойчивости контура тока, и усредненная структурная модель, которая отличается от аналогичных моделей ККМ с двухконтурной системой управления и с отпиранием силового транзистора при нуле тока только выражениями для коэффициента усиления контура и возмущающего воздействия.

4. На числовом примере рассмотрены особенности расчета параметров силовой части и внешних компонентов микросхемы IR1150.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

1. Выполненный анализ схем и методик их расчета подтверждает целесообразность разделения ККМ на три основные группы: с двухконтурной системой управления; с отпиранием силового транзистора при нуле тока дросселя; с упрощенной двухконтурной системой управления. Схемы каждой из групп могут быть построены по однофазному и многофазному вариантам. Многофазные схемы позволяют при той же силовой элементной базе повысить в т раз (т - число фаз) выходную мощность, существенно снизить уровень высокочастотных пульсаций входного тока и выходного напряжения.

2. Расчет емкости выходного конденсатора во всех трех группах схем ККМ производится одинаково: либо из условия аварийного поддержания выходного напряжения на уровне не ниже заданного в течение некоторого интервала времени после исчезновения напряжения питающей сети, либо по заданному уровню низкочастотных пульсаций выходного напряжения. Амплитуда низкочастотных пульсаций выходного напряжения пропорциональна входной мощности ККМ, обратно пропорциональна удвоенной частоте питающей сети, емкости выходного конденсатора и выходному напряжению.

3. Исходные положения при расчете индуктивности силового дросселя ККМ в схемах с двухконтурной системой управления, работающим в РНТ с постоянным периодом переключений, и в схемах с отпиранием силового транзистора при нуле тока дросселя существенно отличаются: в схемах с двухконтурной системой управления индуктивность ограничена снизу, минимальное значение индуктивности обратно пропорционально максимально допустимому значению размаха пульсаций тока дросселя и частоте переключений, которая постоянная; в схемах с отпиранием силового транзистора при нуле тока значение индуктивности ограничено сверху и обратно пропорционально минимально допустимой частоте переключений. Для уменьшения серповидных искажений входного тока во всех схемах необходимо стремиться выбирать как можно большее значение частоты переключений, а для этого индуктивность дросселя должна быть как можно меньшей.

6. Усредненные за период переключений структурные модели контуров регулирования выходного напряжения отличаются тем, что коэффициент усиления разомкнутого контура изменяется пропорционально квадрату мгновенного значения входного напряжения ККМ, т. е. от 0 до максимального значения с удвоенной частотой питающей сети. Такая модель не может быть использована для синтеза контура известными инженерными методами.

8. Ток нагрузки во всех схемах ККМ вызывает значительную статическую ошибку регулирования выходного напряжения, несмотря на наличие в контуре напряжения астатизма первого порядка. В схеме с упрощенной двухконтурной системой регулирования возмущающее воздействие оказывается существенно больше тока нагрузки, что дополнительно ухудшает точность регулирования выходного напряжения.

Библиография Серебрянников, Александр Владимирович, диссертация по теме Силовая электроника

1. Розанов, Ю. К. Основные этапы развития и современное состояние силовой электроники / Ю. К. Розанов // Электричество. — 2005. № 7. - С. 52-61.

2. Григорьев, В. Коррекция коэффициента мощности во вторичных источниках электропитания / В. Григорьев, Е. Дуплякин // Электронные компоненты. 2000. - № 2. - С. 66-68.

3. Забровский, Д. Коррекция коэффициента мощности в импульсных источниках / Д. Забровский // Компоненты и технологии. 2000. - № 6.

4. Магазинник, А. Г. Коррекция коэффициента мощности вторичных источников питания / А. Г. Магазинник, Л. Т. Магазинник, Р. Г. Магазинник // Электротехника. 2001. - № 5. - С. 40-42.

5. Климов, В. П. Коэффициент мощности однофазного бестрансформаторного импульсного источника питания / В. П. Климов, В. Н. Смирнов // Практическая силовая электроника. 2002. — № 5. — С. 21-23.

6. Климов, В. П. Схемотехника однофазных корректоров коэффициента мощности / В. П. Климов, В. И. Федосеев // Практическая силовая электроника. 2002. - № 8. - С. 23-28.

7. Полищук, А. Методы измерения тока в активных ККМ / А. Полищук // Силовая электроника. 2005. - № 1. - С. 80-83.

8. IEC 61000-3-2:2005+А1:2008+А2:2009. Electromagnetic compatibility (EMC) Part 3-2: Limits - Limits for harmonic current emissions (equipment input current up to and including 16 A per phase).

9. ГОСТ P 51317.3.2-2006. Совместимость технических средств электромагнитная. Эмиссия гармонических составляющих тока техническими средствами с потребляемым током не более 16 А (в одной фазе). Нормы и методы испытаний.

10. Васильев, А. Анализ современных методов и технических средств коррекции коэффициента мощности у импульсных источников питания / А. Васильев, В. Худяков, В Хабузов // Силовая электроника. 2004. - № 2. - С. 72-77.

11. Power Management Guide. Texas Instruments. 3Q. 2008.

12. Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. 2-е изд., испр. и доп. — М.: Издательский дом «Додэка-ХХ1», 2001. 608 с.

13. UC1854/UC2854/UC3854. High Power Factor Preregulator. Texas Instruments. - Data Sheet № 6/98. - http//www.ti.com/.

14. Todd, P. C. UC3854 controlled power factor correction circuit design / P. C. Todd // Product end applications Handbook 1995-96 / Integrated circuits Uni-trode, U-134. P. 10-303-10-322.

15. UC1852/UC2852/UC3852. High Power-Factor Preregulator. Texas Instruments. - Data Sheet № 10/94. - http//www.ti.com/.

16. Andreycak, B. Power factor correction using the UC3852 controlled on-time zero current switching technique / B. Andreycak // Product and Applications / Handbook 1995/96/Integrated Circuits Unitrode U-132. P. 10-269-10-284.

17. NCP1605, NCP1605A. Enhanced, High Voltage and Efficient Standby Mode, Power Factor Controller. ON Semiconductor NCP1605/D, April, 2009 -Rev. 7. — http://onsemi.com/.

18. IR1150(S)(PbF), IR1150I(S)(PbF). ^iPFC One Cycle Control PFC 1С. -International Rectifier. Data Sheet № PD60230 revC. - http://www.irf.com/.

19. Brown, R. PFC Converter Design with IR1150 One Cycle Control 1С. Application Note AN-1077 / R. Brown, M. Soldano. International Rectifier Technical Assistance Center.

20. Оливе, С. Применение микросхемы корректора коэффициента мощности (ККМ) IR1150 / С. Оливе // Электроника. № 12. - 2005. - С. 34-35.

21. Шевченко, В. ИС корректора коэффициента мощности производства компании International Rectifier / В. Шевченко // Chip News Украина. № 4 (64).-2007.-С. 2-4.

22. Белов, Г. А. Анализ многофазного импульсного преобразователя постоянного тока / Г. А. Белов // Вопросы применения тиристоров в преобразовательной технике. Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та, 1972.

23. Глазенко, Т. А. Полупроводниковые преобразователи в электроприводах постоянного тока / Т. А. Глазенко. JL: Энергия, 1973. - 304 с.

24. О'Лохлин, М. Новые решения в области многофазной коррекции коэффициента мощности / М. О'Лохлин // Электронные компоненты. 2008. — №6.-С. 51-55.

25. Нейдорф, Б. Многофазность позволяет покорить новые высоты / Б. Нейдорф, Т. Льюис // Электроника Инфо. — 2009. — № 4.

26. UCC28060. Natural Interleaving Dual-phase transition-mode PFC controller. Texas Instruments. - Data Sheet SLUS767E - May 2007 - Revised November 2008. — http//www.ti.com/.

27. UCC28070. Interleaving Continuous Conduction Mode PFC Controller. -Texas Instruments. Data Sheet SLUS794B - November 2007 - Revised November 2008. - http//www.ti.com/.

28. Иванов, В. Типовые схемы корректоров коэффициента мощности / В. Иванов, Д. Панфилов // Chip News. 1997. - № 9-10. - С. 38-45.

29. Фролов, А. Однокаскадный корректор коэффициента мощности / А. Фролов, С. Лузанов, А. Рыбак // Схемотехника. 2001. - № 10. - С. 12-14.

30. Кастров, М. Однофазные корректоры коэффициента мощности в системах вторичного электропитания / М. Кастров, А. Герасимов, Г. Малышков // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. 2004. - № 1. - С. 16-20.

31. Трехфазные корректоры коэффициента мощности в судовых системах электропитания / Б. Ф. Дмитриев и др. // Судостроение. 2004. -№6.-С. 49-51.

32. Барегамян, Г. В. Управление по вычисляемому прогнозу сетевым корректором коэффициента мощности / Г. В. Барегамян // Практическая силовая электроника. 2004. - № 16. - С. 20-26.

33. Чаплыгин, Е. Е. Виенна-выпрямитель трехфазный корректор коэффициента мощности / Е. Е. Чаплыгин, Минь Тьинь Во, Хоанг Ан Нгуен // Силовая электроника (приложение к журналу «Компоненты и технологии»). - 2006. - № 1. - С. 20-23.

34. Овчинников, Д. А. Высокочастотный выпрямитель с корректором коэффициента мощности и мягким переключением на всех ключах / Д. А. Овчинников // Практическая силовая электроника. — 2006. № 21. - С. 17-22.

35. Хэнкок, Д. Безмостовая схема корректора коэффициента мощности с повышенным КПД / Д. Хэнкок // Электронные компоненты. 2008. - № 10. -С. 79-82.

36. Климов, В. Корректоры коэффициента мощности однофазных источников бесперебойного питания / В. Климов, С. Климова, Ю. Карпиленко // Силовая электроника. 2009. - № 3. - С. 40-42.

37. Функциональное моделирование в MATLAB активного корректора коэффициента мощности / А. О. Васильев и др. // Exponenta Pro . 2003. -№2.-С. 67-70.

38. Каюков, Д. С. Анализ и проектирование корректора коэффициента мощности / Д. С. Каюков, И. Г. Недолужко // Практическая силовая электроника. -2003. -№ 11.-С. 20-25.

39. Чаплыгин, Е. Е. Спектральные модели корректоров коэффициента мощности с ШИМ / Е. Е. Чаплыгин // Практическая силовая электроника. -2003. -№ И.-С. 26-31.

40. Чаплыгин, Е. Е. Спектральное моделирование корректоров коэффициента мощности / Е. Е. Чаплыгин, Хоанг Ан Нгуен // Практическая силовая электроника. 2004. - № 15. - С. 23-28.

41. Малаханов, А. А. Модель однофазного корректора коэффициента мощности с интегрированием внутри такта / А. А. Малаханов // Вестник Брянского государственного технического университета. 2007. — № 1 (13). - С. 33-42.

42. Андриянов, А. И. Модель корректора коэффициента мощности с управлением внутри одного тактового цикла / А. И. Андриянов, А. А. Малаханов // Системы управления и информационные технологии. 2007. - № 1.1 (27).-С. 108-113.

43. Иванов, С.Ю. Модель корректора коэффициента мощности / С. Ю. Иванов, Р. В. Михайлов // Системы управления и информационные технологии. 2007. - № 6(29). - С. 109-114.

44. Михальченко, Г. Я. Математическая модель однофазного корректора коэффициента мощности / Г. Я. Михальченко, А. А. Малаханов // Доклады Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники. 2008. - Т. 2. - №. 2. - С. 143-149.

45. Краснов, И. Ю. Проектирование активного корректора коэффициента мощности и имитационное моделирование его работы / И. Ю. Краснов, В. Н. Черемисин // Известия Томского политехнического университета. -2009. Т. 314. - № 4. - С. 92-97.

46. Овчинников, Д. А. Разработка и исследование однофазных корректоров коэффициента мощности : дис. . канд. техн. наук : 05.09.12 / Овчинников Денис Александрович. Москва, 2004. - 153 с.

47. Малаханов, А. А. Математическое моделирование импульсно-модуляционных систем с коррекцией коэффициента мощности : дис. . канд. техн. наук : 05.13.18 / Малаханов Алексей Алексеевич. Брянск, 2007. - 175 с.

48. Нгуен, Хоанг Ан. Управление трехфазными выпрямителями с активной коррекцией коэффициента мощности : дис. канд. техн. наук : 05.09.12 / Нгуен Хоанг Ан. Москва, 2006. - 222 с.

49. Кондратьев, Д. Е. Трехфазные выпрямители с активной коррекцией коэффициента мощности и двунаправленной передачей энергии : дис. .канд. техн. наук : 05.09.12 / Кондратьев Дмитрий Евгеньевич. Москва: Моск. энергет. ин-т, 2008. — 194 с.

50. Конюхова, Е. А. Регулирование электропотребления промышленного предприятия при взаимосвязанном выборе режима и компенсации реактивной мощности : дис. . докт. техн. наук : 05.09.03 / Конюхова Елена Александровна. Москва, 1998. - 455 с.

51. Кирилина, О. И. Управление компенсацией реактивной мощности промышленных узлов нагрузки : дис. канд. техн. наук : 05.09.03 / Кирилина Ольга Ивановна. Красноярск, 2001. - 204 с.

52. Слепченков, М. Н. Комплексное устройство компенсации реактивной мощности и мощности искажения в системах питания с выпрямительной нагрузкой : дис. . канд. техн. наук : 05.09.12 / Слепченков Михаил Николаевич. Нижний Новгород, 2005. - 230 с.

53. Кошелев, К. С. Исследование и разработка средств защиты статического компенсатора реактивной мощности с цифровой системой управления : дис. . канд. техн. наук : 05.09.01 / Кошелев Константин Сергеевич. Москва: Моск. энергет. ин-т, 2008. - 191 с.

54. Лыонг, Тху Фонг. Компенсация реактивной и искажающей мощностей в судовых и корабельных электроэнергетических системах : дис. . канд. техн. наук : 05.09.01 / Лыонг Тху Фонг. Москва: Моск. энергет. ин-т, 2009. - 168 с.

55. Никитин, А. В. Полупроводниковые преобразователи с активными фильтрами для питания аппаратуры связи : дис. канд. техн. наук : 05.09.12 / Никитин Андрей Васильевич. Харьков, 1998. - 150 с.

56. Лозинова, Н. Г. Разработка и исследование способов активной фильтрации гармоник тока в воздушной линии постоянного тока : дис. канд. техн. наук : 05.14.02 / Лозинова Наталья Георгиевна. Санкт-Петербург, 2002. - 164 с.

57. Коваль, А. А. Система управления активным параллельным фильтром электроэнергии, адаптированная к электроприводу постоянного тока : дис. . канд. техн. наук : 05.09.03 / Коваль Алексей Анатольевич. Липецк, 2006.-211 с.

58. Сазонов, В. В. Универсальный регулятор качества электроэнергии на основе последовательного и параллельного активных фильтров : дис. . канд. техн. наук : 05.09.01 / Сазонов Владимир Валерьевич. Москва, 2007. - 171 с.

59. Белов, Г. А. Расчет процессов в широтно-импульсном корректоре коэффициента мощности / Г. А. Белов, А. А. Алексеев, А. В. Нестеров // Электричество. 2004. - № 9. - С. 48-56.

60. Белов, Г. А. Синтез системы управления широтно-импульсным корректором коэффициента мощности / Г. А. Белов // Электротехника. 2006. -№ 10.-С. 46-55.

61. Белов, Г. А. Структурные динамические модели и частотный метод синтеза двухконтурных систем управления импульсными преобразователями / Г. А. Белов, А. А. Павлова, А. В. Серебрянников // Силовая электроника. 2008. - № 3. - С. 98-106.

62. Белов, Г. А. Моделирование корректоров коэффициента мощности на основе метода усреднения / Г. А. Белов, Г. В. Малинин, А. В. Серебрянников // Нелинейный мир. 2009. - № 9. - Т. 7. - С. 675-683.

63. Белов, Г. А. Сравнение однофазного и двухфазного корректоров коэффициента мощности с отпиранием силовых транзисторов при нуле токов дросселей / Г. А. Белов, А. А. Павлова, А. В. Серебрянников // Силовая электроника. 2009. - № 3. - С. 36-39.

64. Белов, Г. А. Анализ пульсаций входного тока и выходного напряжения двухфазного повышающего импульсного преобразователя // Вестник Чувашского университета. 2009. - № 2. - С. 185-192.

65. Белов, Г. А. Структурные модели и исследование динамики импульсных преобразователей / Г. А. Белов // Электричество. 2008. — № 4. - С. 40-49.

66. Бронштейн, И. Н. Справочник по математике для инженеров и учащихся вузов / И. Н. Бронштейн, К. А. Семендяев. М.: Наука, 1967. - 608 с.

67. Белов, Г. А. Динамика импульсных преобразователей / Г. А. Белов. -Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та, 2001. 528 с.

68. Белов, Г. А. Теория автоматического управления. Дискретные и нелинейные системы автоматического управления / Г. А. Белов. Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та, 2009. - 448 с.

69. Попов, Е. П. Теория линейных систем автоматического регулирования и управления / Е. П. Попов. М.: Наука, 1978. - 256 с.

70. Теория автоматического управления : учеб. для вузов / С. Е. Душин и др.; под ред. В. Б. Яковлева. М.: Высш. шк., 2005. - 567 с.

71. Бесекерский, В. А. Цифровые автоматические системы / В. А. Бесе-керский. М.: Наука, 1976. - 576 с.

72. Цыпкин, Я. 3. Основы теории автоматических систем / Я. 3. Цып-кин. М.: Наука, 1977. - 560 с.

73. Белов, Г. А. Импульсные модели и устойчивость токовых контуров импульсных преобразователей с ПИ-регулятором тока дросселя / Г. А. Белов // Практическая силовая электроника. 2006. - № 22. - С. 37-43.

74. Белов, Г. А. Математическое моделирование и исследование динамики импульсных преобразователей / Г. А. Белов, Г. В. Малинин // Электричество. 2008. - № 6. - С. 40-52.

75. Белов, Г. А. Структурные и схемные динамические модели импульсных преобразователей / Г. А. Белов, А. В. Серебрянников, А. А. Павлова // Вестник Чувашского университета. 2008. - № 2. - С. 138-151.

76. Цыпкин, Я. 3. Теория линейных импульсных систем / Я. 3. Цып-кин. М.: Физматгиз, 1963. - 968 с.

77. Аррилага, Дж. Гармоники в электрических сетях / Дж. Аррилага, Д. Брэдли, П. Боджер; пер. с англ. — М.: Энергоатомиздат, 1990. 320 с.

78. Баскаков, С. И. Радиотехнические цепи и сигналы : учеб. для вузов / С. И. Баскаков. -М.: Высшая школа, 1988. 448 с.

79. Слепов, Н. Н. Широтно-импульсная модуляция / Н. Н. Слепов, Б. В. Дроздов; под общ. ред. А. А. Булгакова. -М.: Энергия, 1978. 192 с.

80. Белов, Г. А. Сигналы и их обработка в электронных устройствах : учеб. пособие для вузов / Г. А. Белов. Чебоксары: Изд-во Чуваш, ун-та,1998.-260 с.

81. Бесекерский, В. А. Теория систем автоматического регулирования / В. А. Бесекерский, Е. П. Попов. М.: Наука, 1966. - 992 с.

82. А. с. 537431 СССР. Устройство для управления вентильным преобразователем / В. А. Бизаков, Е. Е. Чаплыгин (СССР). 1976, Бюл. № 44.

83. Пат. 5278490 США. One-cycle controlled switching circuit / Keyue M. Smedley. № 07/926856 ; заявлено 08.06.1992 ; опубл. 01.11.1994.

84. Пейтон, А. Дж. Аналоговая электроника на операционных усилителях / А. Дж. Пейтон, В. Волш : Пер. с англ. М.: Бином, 1994. - 352 с.

85. LM13600 Dual Operational Transconductance Amplifiers with Linearizing Diodes and Buffers. National Semiconductor Corporation DS007980.1999. www.national.com.

86. Снижение электромагнитных излучений в импульсных преобразователях путем корректной разводки печатной платы // Новости электроники. -№ 10.-2005.-С. 13-16.

Похожие работы

Электротехника
05.09.00