автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.07, диссертация на тему:Теоретическое исследование и разработка сверхширокополосных антенн на основе численных методов электродинамики

Р Г Б ОД

2 Ь О Ь9з

МОСКОВСКИЙ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ ИНСТИТУТ (ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ)

ЯЦКЕВИЧ ВЛАДИМИР АНТОНОВИЧ

Теоретическое исследование и разработка сверхширокополосных антенн на основе численных методов электродинамики

05.12.07 - Антенны и СВЧ-устройства

Автореферат

диссертации на соискание ученой степени доктора технических наук

На правах рукописи

Москва - 1995

Работа выполнена в Вологодском государственном педагогическом институте.

Официальные оппоненты:

доктор технических наук, профессор Сазонов Д М. член-корреспондент РАН,

доктор технических наук, профессор Бахрах Л.Д.

доктор технических наук, профессор Гармаш В.Н. Ведущая организация: А.о. "Радиофизика".

на заседании диссертационного совета Д.053.16.11 Московского энергетического института (технического университета)

(105835 ГСП, Москва, Е-250, ул. Красноказарменная, 14). С диссертацией можно ознакомитсяа-библиотеке МЭИ.

Автореферат разослан ЧЧ " г.

Защита состоится "3 " УЩЬрА 1995

г. вауд_в" "час.

Ученый секретарь диссертационного совета к.т.н., доцент

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ.

Актуальность темы. Общая тенденция в радиотехнике к расширению используемой полосы частот привела к развитию техники сверхширокополосных антенн. К классу сверхширокополосных принято оIноешь антенны, у которых рабочая полоса частот превышаег одну октаву. Наиболее широкое распространение сверхширокополосные антенны получили в системах декаметрового диапазона волн: в станциях дальней связи, исследовательских станциях зондирования ионосферы, загоризонтных радиолокаторах, то есть там, где используется ионосферный канал распространения радиоволн. Помимо указанного традиционного применения сверхширокополосных антенн, они все тире используются и на более коротких волнах (вплоть до миллиметровых) в тех радиосистемах, где вследствие изменяющейся иомехоной обстановки или других факторов приходится оперативно изменять рабочую полосу в широких пределах. Примером могут служить системы радиоэлектронного подавления и обнаружения, для которых требуются антенны с многооктавной полосой частот. Необходимость в сверхширокополосных антеннах возникает также и в системах со сверхширокополосным сигналом, используемым в последнее время в радиолокации и радиосвязи.

Во всех указанных случаях требуются антенны с высокой направленностью, высоким уровнем согласования и стабильностью характеристик в широкой полосе частот. Ясно, что наиболее перспективные технические решения, удовлетворяющие указанным требованиям, связаны с применением частотно-независимых антенн, у которых рабочая полоса частот принципиально не ограничена. По этой причине в данной диссертации мы ограничились, в основном, классом частотно-независимых антенн, причем, учитывая, что частотно-независнмые спиральные антенны не претерпели существенных изменений с момента их изобретения и достаточно хорошо изучены, наибольшее внимание в диссертации уделено логопериодическим и близким к ним но конструкции антеннам.

В отличие от таких распространенных антенн, как диапазонные вибраторы или антенны бегущей волны, логопериодические антенны (ЛПА) позволяют во всем декаметровом диапазоне волн сохранить постоянный сектор обслуживаемых углов, коэффициент усиления, помехозащищенность, высокий уровень согласования. Широко

применяются ЛПА и на более высоких частотах, например в дециметровом диапазоне волн в качестве облучателя зеркальных антенн, а с переходом телевизионного вещания в дециметровый диапазон - как высококачественные телевизионные антенны. В последние годы появились микрополосковые и щелевые ЛПА сантиметрового диапазона, удобные для использования в бортовых радиосистемах.

Первоначально проектирование ЛПА осуществлялось на основе накопленного экспериментального материала, затем, с появлением численных методов - на основе полученных расчешым путем графиков и номограмм. Однако, полученные расчетные данные были неточными, а порой и ошибочными. Развитие прикладной электродинамики и. в частности, метода интегральных уравнений вызвало появление работ, служащих основой для более точного проектирования ЛПА. Численные методы анализа антенн с использованием аппарата ишегральных уравнений давно и с успехом применякмся блаюдаря работам E.H. Васильева, A.C. Ильинского, В.И. Дмигриева, В.В. Бодрова, A.B. Рунова, В.В. Овсянникова и других ученых в нашей стране, а также Кинга, Харрингтона, Ричмонда, Мэя за рубежом. Однако, непосредственное применение этих методов к антеннам такой сложной конструкции, какой обладает ЛПА, представляется трудным даже для современных ЭВМ. Действительно, несмотря на кажущуюся простоту алгоритмизации метода интегральных уравнений, его применение к сложной системе проводников требует определенной культуры вычислений, в противном случае полученное численное решение может оказаться далеким от точного. Определенные трудности вызывает также наличие в антенне распределительного многополюсника и необходимость проведения расчетов в широкой полосе частот. По указанным причинам почти во всех известных работах метод интегральных уравнений применялся лишь к одному типу логопериодической антенны, образованной из параллельных вибраторов, подключенных к двухпроводной линии передачи.

Однако существующие конструкции ЛПА чрезвычайно многообразны и выходят далеко за рамки указанного типа. Многообразие различных вариантов логопериодических антенн объясняется заложенными в них широкими возможностями для модификации с целью удовлетворения заданным требованиям: например, можно изменить форму вибраторов или тип распределительного многополюсника. В настоящее время интенсивно продолжается разработка новых типов

ЛПА. Ясно, что поиск оптимального варианта антенны для той или иной задачи путем изготовления различных образцов и их последующей экспериментальной отработки неэффективен, а порой и невозможен. Очевидно, что для проектирования ЛПА необходимы численные методы решения электродинамической задачи, в то же время развитие указанных методов явно отстает от потребностей современной техники логопериодических антенн. Особую актуальность этот вопрос приобрел в связи с использованием ЛПА в качестве элемента фазированной решетки. Это вызвало необходимость разработки надежных и эффективных численных мегодов. позволяющих анализировать излучатели со сложной многовибраторной структурой, какими являются ЛПА, в широкой полосе частот и производить оптимизацию параметров излучателей в решетке с учетом их взаимодействия.

Диссертация ограничена вопросами расчетно-теоретического этапа проектирования, который заключается в определении геометрических параметров устройства, при которых достигаются требуемые радиотехнические характеристики. Вопросы конструктивного выполнения и экспериментальной отработки устройств в работе не рассматриваются. Проектирование базируется на численных методах решения интегральных уравнений, изложенных в главах 1 и 2. а также на модели периодической структуры - единственном аналитическом методе, который дает ясное физическое понимание работы логопериодической антенны.

Цель днссертацнн - разработать точные и эффективные методы электродинамического анализа и синтеза логопериодических антенн различных типов и различных диапазонов волн, а также антенн и устройств СВЧ, близких по структуре к логопериодическим антеннам, и с помощью разработанных методов предложить новые технические решения следующих задач.

1. Создание ЛПА из несимметричных вибраторов над металлическим экраном.

2. Уменьшение размеров ЛПА.

3. Создание фазированных решеток из ЛПА.

4. Создание антенн для излучения и приема нестационарных сигналов с широким спектром частот.

5. Создание приемных ЛПА из активных элементов.

6. Создание широкополосных СВЧ-устройств логопериодической структуры.

Научная новизна работы. Новые результаты изложены в выводах к каждой главе диссертации. Из наиболее важных результате проведенных исследований отметим следующие.

1. Разработаны методы электродинамического анализа, которые отличаются ог известных тем, что применимы к более широкому классу логопериодических антенн.

2. Впервые поставлена и решена задача синтеза логопериодических антенн.

3. Для ЛПА наиболее распространенного типа разработана методика инженерного проектирования, которая отличается от используемой до сих пор большей точностью и простотой.

4. Исследованы возможности уменьшения размеров ЛПА.

5. Предложены и исследованы новые варианты ЛПА из несимметричных вибраторов над металлическим экраном.

6. Проведено численное исследование ЛПА в составе линейной и плоской периодических фазированных решеток, обнаружен эффект устойчивости характеристик ЛПА в решетке и показана возможность создания ФАР, совмещающих свойства сверхширокополосности и широкоугольного сканирования.

7. Установлена причина сильных искажений нестационарных сигналов с широким спектром частот, излучаемых логопериоди-ческими антеннами. Предложен новый класс антенн для излучения и приема сверхширокополосных сигналов без искажений.

8. Предложен новый класс логопериодических антенн, содержащих активные элементы (усилители) и обладающих существенно улучшенными направленными свойствами по сравнению с обычными ЛПА.

9. Предложен новый класс СВЧ-устройств, основанных на тех же принципах, что и логопериодические антенны, что обеспечивает их широкополосность.

Новизна предложенных технических решений подтверждается семью авторскими свидетельствами на изобретение.

Достоверность выводов. Теоретические результаты, полученные по оригинальной методике, проверялись путем сравнения с известными в литературе расчетными и экспериментальными данными. Кроме того, достоверность разработанных методов проектирования

подтверждена измерением характеристик созданных макетов антенн, что демонстрируется на соответствующих графиках.

Практическая значимость работы. Разработанные методы проектирования позволяют создать сверхширокополосные антенны различных диапазонов волн, от декамегрового до сантиметрового, для применения в системах связи, телевидения, радиолокации, радиоастрономии и других радиосистемах, где используется перестройка частоты в широких пределах или работа со сверхширокополосным сигналом. Результаты практического внедрения диссертационной работы в виде математических алгоритмов, эскизов антенно-фидерных устройств и их расчетных характеристик отражены в 18 научно-технических отчетах Гомельского конструкторского бюро "Луч" (197619801 г.) и Гомельского государственного университета (кафедра радиофизики, отраслевая лаборатория МРП, 1981-90гг.). Примерами внедренных разработок являются антенна для вертикального зондирования ионосферы диапазона 0,7-20 Мгц, излучатель для фазированной решетки с полосой частот 6:1 и сектором сканирования ±60° и другие антенно-фидерные устройства.

По материалам диссертации издана монография [1], в которой описаны различные типы логопериодических антенн и методы их проектирования. Это будет способствовать более широкому применению антенн данного класса в инженерной и радиолюбительской практике. Развитые методы электродинамического анализа тонких проводников исиользуются в учебном процессе при чтении лекционных курсов, дипломном и курсовом проектировании [2].

Положения, выносимые на защиту.

1. Методы электродинамического анализа логопериодических антенн, образованных из тонких проводников.

2. Метод синтеза логопериодических атгтенн.

3. Методика инженерного проектирования классической ЛПВА.

4. Методика проектирования ЛГ1А из несимметричных вибраторов.

5. Методика проектирования ЛПА с уменьшенными размерами.

6. Методика проектирования сверхширокополосных ФАР линейной и плоской геометрии.

7. Эффект устойчивости характеристик ЛПВА в р шетке.

8. Проектирование антенн для передачи-приема сверхширокополосных сигналов.

9. Проектирование приемных сверхширокополосных антенн с активными элементами.

10. Проектирование сверхширокополосных СВЧ-устройств лого-периодической структуры.

Апробация работы. Основные результаты работы докладывались на Всесоюзном научно-методическом семинаре высшей школы по прикладной электродинамике (г. Москва, апрель 1978г. и март 1984г.); на Межведомственных научно-технических конференциях по теории и технике антенн (Москва, 1983, 1985, 1987 г.г.); на Всесоюзной научной сессии, посвященной Дню радио (Москва, -1984г.); на Всесоюзных научно-технических конференциях по прикладной электродинамике (Одесса, 1988г., Казань, 1990г.); на других конференциях республиканского и вузовскою уровня (Белоруссия, Гомельский государственный университет).

Публикации. По материалам диссертации в открытой печати опубликовано 32 работы: монография, учебное пособие, 19 статей в центральных журналах, 4 тезисов докладов, получено 7 авторских свидетельств на изобретение.

Объем работы. Диссертация состоит из 7 глав, введения, заключения, списка литературы из 115 наименований. Работа изложена на 285 стр. текста, включая 51 стр. иллюстраций.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ.

Во введении дана классификация сверхширокополосных антенн, из которых выделен, как наиболее перспективный, класс логопериодических антенн. Для последнего даны краткие исторические сведения и на основе анализа патентной литературы приведены основные направления в технике логопериодических антенн.

Глава 1. Метод электродинамического анализа тонких проводников.

Большинство известных сверхширокополосных антенн можно моделировать системой тонких проводников, что позволяет сводить граничную задачу о возбуждении антенны к одномерным интегральным уравнениям. Однако применение метода интегральных уравнений, например к анализу ЛПА, затруднено тем. что сложная конфигурация проводников и их большой электрический размер приводят к

возникновению систем уравнений больших порядков. Это, в свою очередь, приводит к большому времени вычислений и к вычислительным погрешностям. По этим причинам данная глава посвящена рациональному выбору типа интегрального уравнения и исследованию вопросов, связанных со сходимостью численного решения.

Рассмофена электродинамическая задача о возбуждении тонкого криволинейного проводника, которая известным образом сводится к интегральному уравнению 1-го рода:

¿-[;(*')]= /СО- о)

где !. - интегральный оператор, /(.*') - искомое распределение электрического тока на проводнике, в - криволинейная координата, отсчитываемая вдоль оси проводника, /(.«) - функция, определяемая способом возбуждения проводника.

Для численного решения (1) в работе используется известный метод моментов, согласно которому искомое решение разлагается по системе бажсных функций :

Ф'ЬЕ'лИ, (2)

а уравнение (I) поочередно проектируется на выбранную систему функций (с,. В результате приходим к системе линейных

алгебраических уравнений

= у = 1,2,....л (3)

где г.„ =

I I

Для тонких проводников, в основном, используются два вида интегральных уравнений (1): Поглингтона и Мэя, причем обычно предпочтение отдается интегральному уравнению Мэя, численное решение которого (путем согласования в точках) обладае! хорошей сходимостью.

В данной главе показано, что интегральное уравнение Мэя, решаемое методом согласования в точках, и интегральное уравнение Поклинггона, решаемое методом Галеркина с использованием

известных кусочно-синусоидальных функций дают эквиваленшые численные решения [3]. В то же время второй подход удобнее с точки зрения его алгоритмизации, т.к. он дает однотипные уравнения в системе (3) и единое простое выражение для матр'ичных элементов, поэтому в данной работе используется только второй подход. Эгог подход применяется к изогнутым проводникам с П-образной и Т-образной конфигурацией, к проводникам с конечной проводимостью.

Особое внимание уделяется проблеме сходимости численного решения. Распространенная модель осевого тока, т.е. замена тока на поверхности проводника осевым током, позволяет получить простое ядро в интегральном уравнении (1), однако это упрощение приводит к расходимости численного решения, что обычно проявляется следующим образом. При увеличении числа членов в (2) распределение тока сначала стабилизируется, а затем, начиная с некоюрого п, в нем появляется осцилирующая компонента, связанная с некорректностью интегрального уравнения 1-го рода. Указанная расходимость не устраняется путем выбора какой-либо другой системы базисных функций или переходом от бесконечно малого к конечному зазору возбуждения. Для получения сходящегося решения либо применяют процедуру регуляризации, либо считают искомый ток распределенным по поверхности проводника, что в обоих случаях существенно усложняет решение, приводя к увеличению времени вычислений.

В данной главе предложен более простой подход [4], в котором осевой ток рассматривается, как вспомогательный, а после его определения вычисляется магнитное поле на поверхности проводника:

где /„ определяется из (3); - магнитное поле на поверхности проводника, производимое базисной функцией <ри. определенной на его оси. Величина (4), согласно граничному условию, дает искомую поверхностную плотность тока на проводнике, причем, в отличие от осевого тока (2), эта величина сходится с увеличением п. Приведенные примеры свидетельствуют об эквивалентности данного подхода другим известным методам расчета для вибраторов как малой, так и средней толщины. В то же время, изложенный здесь подход отличается вычислительной простотой, поскольку он формально совпадает с широко распространенным методом расчета тонких проводников.

(4)

отличаясь добавлением простых формул пересчета от осевою тока к поверхносгному. Обобщение этого подхода на систему тонких проводников приводит к системе линейных уравнений

где - элементы квадратной матрицы порядка NN1. которые имеют физический смысл взаимного сопротивления между у-й базисной функцией на п-м проводнике и //-й базисной функцией на т-м проводнике. Для я их величин получено удобное для численного интегрирования выражение

которое в случае проводников из прямолинейных отрезков сводится к однократному интегралу.

Рассмотрен 1акже важный вопрос об устойчивости вычислительных алгоритмов, во многом определяющий точность результатов. Вычислительный алгоритм, как правило, строится таким образом, чтобы при увеличении числа базисных функций п приближенное решение сходилось к точному, причем сам факт неизменности решения при возрастании п обычно служит практическим критерием его достоверности. Однако при фиксированном п корни системы уравнений (5) определяются неточно вследствие неточного задания элементов матрицы и столбца правых частей, а также вследствие округления чисел в процессе решения системы уравнений на ЭВМ. При увеличении порядка матрицы ее обусловленность, как правило ухудшается, в результате чего погрешности в определении корней могут возрастать. Таким образом, сходимость численного решения электродинамической задачи за счет возрастающих ошибок может отсутствовать, т.е. вычислительный алгоритм может оказаться неустойчивым.

В данной главе получена оценка для погрешности решения системы линейных алгебраических уравнений, которая позволяет контролировать точность численного решения электродинамической задачи в процессе сходимости, когда при возрастании порядка матрицы ее обусловленность ухудшается [4].

и

/л = 1Д...ЛЛ

(5)

Глава 2. Методы электродинамического анализа и синтеза лого-периодических антенн.

В 1-м параграфе с общих позиций рассмотрен класс логопериоди-ческих антенн. К логопериодическим структурам относят состоящие из бесконечного числа геометрически подобных элементов геометрические фигуры, которые переходят сами в себя при преобразовании сжатия трехмерного пространства в т -раз, где число г называется коэффициентом подобия структуры.

Пусть п - целое число, указывающее порядковый номер элемента структуры, причем нумерация растет от меньших элементов к большим; пусть /„ - какой-либо размер п-го элемента, а /■„ - расстояние от вершины структуры до какой-либо точки п-го элемента. При сжатии элемент логопериодической структуры с номером п переходит в элемент с номером п-1, а элемент с номером и + 1 - в элемент с номером п и т.д., следовательно, соответствующие размеры соседних элементов и их расстояния от вершины связаны соотношением

откуда видно, что с увеличением п размеры элементов растут по закону геометрической прогрессии.

ческой структуры, выполненный из проводников и диэлектриков и имеющий пару зажимов, к которым подключают генератор или приемник. Работа Л ПА основана на принципе электродинамического подобия элементов и принципе "отсечки". Согласно последнему в рабочей полосе частот в структуре можно выделить группу наиболее интенсивно возбужденных элементов (активную область), при удалении от которых как в сторону больших, так и меньших элементов интенсивность возбуждения достаточно быстро спадает. Чтобы в ЛПА выполнялся принцип отсечки, необходимо, чтобы генератор был подключен со стороны малых элементов, а в структуре сформирована обратная волна, т.е. энергия, распространяющаяся по проводникам от генератора в сторону расширения структуры, переходит в энергию пространственной волны, распространяющейся в противоположном направлении.

К указанным принципам нами добавлен еще один, названный принципом прозрачности, согласно которому необходимо, чтобы волна ~от —генератора; подключенного—к—наименьшему—элементу.--

(7)

ЛогопериоОической антенной называется фрагмент логопериоди

беспрепятственно достигала активной области без существенных потерь на отражение и затухание, т.е. часть антенны между генератором и активной областью должна быть прозрачной для волны. Правильно спроектированная ЛПА должна удовлетворять трем указанным принципам, что накладывает определенные ограничения на ее конструкцию.

Рабочая полоса частот ЛПА определяется размерами крайних элементов и теоретически может неограниченно увеличиваться при увеличении числа элементов. Для коэффициента перекрытия полосы частот, учитывая (7), получим оценку:

¿».Ан, =Л/гл~' . (8)

где N - число элементов в антенне; А=тр; р - число элементов в активной области. Обычно выбирают г = 0,8...0,95, а р= 3...4, в результате 0,4 < А < 0,8. Граничные частоты достигаются, когда активная облас!ь достигает крайних элементе', а в пределах рабочей полосы частот характеристики антенны обладают логарифмической периодичностью.

Логоиериодические антенны можно классифицировать по типу излучающих элементов (вибраторные, рамочные, щелевые, микро-полосковые и т.д.), по способу включения элементов в распределительную линию передачи (с параллельным, с последовательным включением).

При проектировании сверхширокополосных антенн необходимо решать ряд задач, важнейшая из которых - расчет радиотехнических характеристик. В отличие от известных методов электродинамического расчета, которые применялись, в основном, к ЛПА из параллельных вибраторов, разработанная в данной работе методика пригодна для более общего класса антенн, выполненных из любой конфигурации тонких проводников. Можно говорить и о большей точности предлагаемой методики, т.к. вычислительный алгоритм дополняется описанными в главе I процедурами, характеризующими устойчивую сходимость численного решення.

Рассмотрена возбужденная на входе источником гармонического сигнала ЛПА. образованная излучателями, клеммы которых объединены неизлучающим распределительным многополюсником. Предполагаем, что излучатели можно моделировать системой тонких проводников, югда проводники разбиваем на отрезки из расчета 7-10 отрезков на длину волны, а затем покрываем системой кусочно-

синусоидальных функций единичной амплитуды, причем клеммы проводников, точки излома и соединения проводников должны совпадать с центрами базисных функций. Используя для излучателей систему уравнений (5), а для распределительной линии матричные соотношения теории цепей, получим, в зависимости от способа включения излучателей в распределительную линию, следующие уравнения.

Для ЛГ1А с параллельным включения излучателей:

ГГ

е I \лг z,.

(9)

Z2, - блоки обобщенной матрица проводимостей

где Е - единичная матрица; г,,. Та, г мафицы взаимных сопротивлений; У1 распределительного многополюсника; 1А - вектор столбец, образованный из амплитуд базисных функций, покрывающих клеммы излучателей; I - вектор-столбец из амплитуд остальных базисных функций.

Для Л ПА излучателей:

последовательным включением петлевых

[Z+Z'']l =

(10)

где Ъ - обобщенная матрица взаимных сопротивлений; Ъ" - матрица, образуемая из элементов матрицы сопротивлений распределительного многополюсника.

В работе рассмотрены и более сложные случаи включения излучателей. Во всех случаях элементы обобщенной матрицы взаимных сопротивлений определяются численным интегрированием, а элементы матрицы сопротивлений и проводимостей распределительного многополюсника записываются в явном виде на основе теории СВЧ-цепей. Решение систем уравнений (9), (10) дает амплитуды всех базисных функций и, следовательно, распределение токов на излучателях. Это позволяет определить входное сопротивление ЛПА и характеристики излучения. Диаграмма направленности (ДН) антенны вычисляется по формулам:

Л,

тш |

где к - волновой век гор. направленный в точку наблюдения в дальней зоне; ?т - координата входа т-го излучателя; - компоненты ДН

т-го проводника, вычисленные относительно точки ?т:

.и, = зоул/(Г,^)/„(.*,„)ехр[д-г(лт)]л„ , с

где /,, „ - единичные орты сферической системы координат; -

координату точки интегрирования на т-м проводнике относительно точки гт: ж„ - криволинейная координата, отсчитываемая вдоль проводника т-го излучателя; 1„(хт) - распределение тока на т-м излучателе. Коэффициент усиления дается выражением

Изложенная процедура повторяется при увеличенном числе базисных функций до получения сходящегося результата. При этом на каждом этапе вычисляется число обусловленности матрицы, невязка системы уравнений и контролируется устойчивость процесса сходимости. В результате был создан ряд вычислительных программ, куда в качестве исходных данных вводятся геометрические параметры ЛПА: координаты точек излома и точек Т-образного соединения проводников, длины проводников и их радиусы, а выходными данными являются характеристики ЛПА: ДН, КУ, Zl^,^.

Отработка изложенных методов расчета и отладка соответствующих вычислительных программ производилась путем сравнения результатов с экспериментальными и расчетными данными, приведенными в литературе для классической ЛПВА, и показала совпадение результатов с графической точностью. Для антенн более сложной конструкции использовалась проверка выполнения граничных условий: с возрастанием порядка матрицы тангенциальная компонента электрического поля на проводниках должна стремиться к нулю.

Для оценки характеристик ЛПА достаточно рассчитать их на нескольких частотных точках в середине рабочей полосы частот, однако в большинстве случаев влияние краевых эффектов и возможное отступление от электродинамического подобия вызывают необходимость рассчитывать во всей рабочей полосе частот, что приводит к

большому объему вычислений. По этой причине для наиболее распространенной классической ЛПВА проведено сравнение изложенного метода с приближенным, когда на каждом вибраторе выбрана одна базисная функция. В результате установлены границы применимости приближенного метода [5], что позволяет при большом объеме вычислений, например, при численной оптимизации параметров антенны, использовать более простой в вычислительном отношении приближенный метод, а затем для выбранного варианта -точный.

Проектирование логопериодических антенн невозможно без ясного понимания их работы. Такое понимание дается теорией периодической структуры - единственным аналитическим подходом к анализу логопериодических структур. В работе рассмотрен периодический аналог ЛПА в виде системы параллельных вибраторов, соединенных 4-полюсниками. В такой системе токи и напряжения подчиняются теореме Флоке:

/„=/„*-"; =('>-■", |де у — си1 + /Д/ - коэффициент распространения; о</ и /У -соответственно затухание и фазовый сдвиг на один элемент структуры. с1 - период структуры. Дисперсионное уравнение такой системы имеет вид

У" (у.к!) =-(*'„+ У» + гУпЛу). (11)

где У" - входная проводимость вибратора в периодической структуре, Ут - элементы матрицы проводимостей соединительных 4-

полюсников.

В правильно спроектированной ЛПА волна распространяется в области малых элементов практически без затухания (принцип прозрачности), затем следует область сильного затухания за счет излучения, причем в этой области фазовый сдвиг должен обеспечить обратное излучение (принцип отсечки), г.е. находится в пределах

х < [к! <2л- ки. (12)

Сформулируем тс же требования для периодического аналога ЛПА, имея в виду, что движение волн в сторону расширения логопериодической- структуры -соответствует—для—периодического —

аналоги возрастанию частоты: периодическая структура должна иметь частотную характеристику фильтра нижних частот, т.е. с ростом частоты сначала слеОует юна прозрачности, затем зона запирания, а в области, предшествующей зоне запирания, фазовый сдвиг должен находится « пределах (12). Проверка выполнения этих условий осуществляется путем решения дисперсионного уравнения (11), откуда делается вывод о работоспособности соответствующей логопериоди-ческой структуры. В известных работах при решении дисперсионного уравнения величина У" вычислялась путем поэлементного суммирования взаимных сопротивлений вибраторов, однако при этом возникала неоднозначная интерпретация результатов, т.к. число различных решений для фазового сдвига /¡У оказывалось равным числу учитываемых взаимных свя)ей вибраторной структуры.

В данной работе входное сопротивление вибратора получено в виде ряда по пространственным гармоникам с учетом всех взаимных связей бесконечной структуры, что приводит к единственному решению для величины Д/. Анализ решения дисперсионного уравнения (11) позволил объяснить известные особенности работы ЛГ1А. а также установить ряд новых свойств. В частности, показано, что сдвиг фаз между токами на соседних вибраторах в активной области близок к л/2 независимо от параметров антенны. Как следствие этого, минус первая пространственная гармоника, определяющая излучение, имеет значительное замедление. Получено также необходимое для успешной работы антенны условие на параметры распределительной линии (1т Г|2<0). Данный подход

обобщен на случай системы взаимодействующих структур, для которой также исследовано решение дисперсионного уравнения [6].

В работе впервые поставлена и решена задача синтеза логопериодических антенн [7]. Широкий кЛЯЬс ЛПА представим в виде системы геометрически подобных излучателей, клеммы которых соединены распределительной линией, представляющей собой систему каскадно включенных СВЧ-четырехполюсников. Поиск удачных типов логопериодических антенн обычно происходит путем перебора различных конструкций четырехполюсников с помощью экспериментальною или численного моделирования.

Здесь предлагается метод синтеза, который по заданным требованиям к ЛПА позволяет однозначно рассчитать параметры четырехполюсников. Поставим задачу следующим обратом: геометрия

системы излучателей фиксируется, генератор подключен к клеммам наименьшего излучателя, заданы токи на клеммах излучателей, которые заранее определены из условия приближения к требуемой диаграмме направленности или из других соображений. Кроме того потребуем, чтобы потери в четырехполюсниках отсутствовали, а входное сопротивление антенны было чисто резистивным. Искомыми являются У-параметры четырехполюсников, реализующие заданное амплитудно-фазовое распределение.

Матрицу Ъ системы излучателей будем считать заранее вычисленной одним из известных методов. Пронумеруем излучатели, начиная с наименьшего, амплитуду входного тока положим равной единице. Тогда процедура синтеза состоит из следующих этапов.

1) вычисление напряжений на клеммах излучателей: =

2) вычисление нормирующей константы С = и^Ке^иЛ : 3) перенормировка токов и напряжений, которая не меняет заданной ДН: /„ =С/„; н„ = С{/„ (это обеспечивает реактивность четырехполюсников); 4) вычисление У-параметров соединительных четырехполюсников с помощью рекуррентных формул (здесь учтено, что У-параметры чисто мнимые: У = /й 1:

Указанную процедуру следует выполнять на нижней частоте рабочей полосы частот Л ПА. Для нахождения частотной зависимости У-параметров заметим, что в ЛПА четырехполюсники электродинамически подобны, то есть изменение частоты в г раз переводит параметры (п-1)-го четырехполюсника в соответствующие параметры п-го четырехполюсника: ^.„^(¿у) = ■ Следовательно, если изобразить графически взаимную проводимость Л„„., для различных п на нижней частоте л»,, то кривая, проведенная через указанные точки аппроксимирует частотную зависимость взаимной проводимости первого четырехполюсника /ц, в полосе частот <о„<а><и>,, где = <u«/гV ' ■ верхняя частота диапазона. Для произвольного к-го четырехполюсника частотная .зависимость элемента Лопределяется___

Ьп„,= Яец-£ле(цл) \т{ипип^)\ п=1,2,...Ы-1

по указанным точкам в диапазоне ыы <<о < <г»./г4 4 . Аналогичным образом определяется частотная зависимость собственной проводимости четырехполюсников. Для того, чтобы полученные частотные зависимости были физически реализуемы с помощью реактивных элементов, необходимо, чтобы передаточная функция четырехполюсника удовлетворяла известным ограничениям. В работе каждый четырехполюсник реализуется в виде параллельного соединения отрезков линий передач различной длины.

Глава 3. Проектирование логопернодических антенн из симметричных излучателей.

В данной пшве наибольшее внимание уделено наиболее распространенной ЛПА, образованной из параллельных вибраторов, подключенных переменнофазным образом к двухпроводной линии передачи. Эта антенна, предложенная Избеллом в 1960 году и в дальнейшем называемая классической ЛПВА, в последнее время широко применяется в телевидении. С помощью изложенного в главе 2 метода расчета проведено подробное численное исследование радиотехнических характеристик антенны, определено влияние ее геометрических параметров на входное сопротивление, КБВ, КУ. ДН в полосе частот. Дано физическое объяснение основным свойствам антенны. Обсуждаются возникающие на отдельных частотах паразитные резонансы. которые сопровождаются деформацией ДН и всплеском заднего излучения. Такие резонансы разделены на отражательные, которые устраняются применением в качестве оконечной нагрузки резистора, и асимметричные, возникающие вследствие возникновения в двухпроводной линии синфазной волны из-за возможной асимметрии антенны.

Обширный численный и экспериментальный материал, полученный для классической ЛПВА, позволил разработать простую методику расчета оптимальных параметров антенны для применения в инженерной и радиолюбительской практике. Актуальность этого вопроса вызвана тем, что в основополагающей работе Кэррела допущена ошибка в формуле для диаграммы направленности, что привело к завышению расчетных значений КНД антенны. Тем не менее, ошибочный график, рекомендованный для инженерного проектирования ЛПА, вплоть до последнего времени многократно

дублировался в справочных руководствах. В отличие от указанной методики Кэррела в работе предложена более точная и. в то же время, более простая процедура [I].

Задача проектирования рассмотрена в следующей постановке: заданы границы рабочей полосы частот и средние значения КНД и входного сопротивления в заданной полосе частот. Требуется определить параметры и размеры соответствующей ЛПВА. обладающей наименьшим числом вибраторов. Предложенная процедура, основанная на использовании двух графиков и грех простых формул, позволяет определить длины, координаты и диаметры вибраторов, а также размеры распределительной линии.

Рассмотрен также другой распространенный тип ЛГ1А, состоящей из двух зш загообразных проводников. Такая ин/енна имее! более сильные частотные колебания характеристик, чем классическая ЛПВА.

В качестве примера изложены результаты разработки маловысотной перевозимой антенны для станции вертикального зондирования ионосферы, работающей в диапазоне 0,7 - 20 МГц. состоящей из соединенных вместе ромбической и логопериодической антенн.

Глава 4. Проектирование логопериодических антенн из несимметричных вибраторов над металлическим экраном.

Логопериодические антенны с вертикальной поляризацией излучения, образованные из несимметричных вибраторов, применяются в диапазонах декамегровых и более коротких волн. Однако они уступают по радиотехническим характеристикам логопериодическим антеннам с переменнофазным включением вибраторов в двухпроводную распределительную линию. Причина \ заключается в том, что в несимметричной распределительной линии трудно получить частотно-Независимый 180-градусный фазовый сдвиг, необходимый для формирования обратного излучения. В результате, при движении волны в сторону расширения структуры фазовый сдвиг между вибраторами изменяется от нуля до 1,5л- и , следовательно, должен проходить через фазу я, при которой происходит синфазное сложение отраженных волн. Таким образом, перед областью _излучения._где_фазовый__сдвиг_близок„к__1,5/г_и где формируется

обратная пространственная волна, существует область запирания (зона непрозрачности). Эта трудность отсутствует для переменнофазных ЛПА, где фазовый сдвиг изменяется, начиная со значения, большею п. Для устранения области запирания усложняют распределительную линию, например путем включения дополнительных шлейфов или других элементов (варианты таких антенн описаны в [1]). При этом дополнительные элементы требуют точной настройки, вследствие чего антенна обладает критичностью характеристик к изменению геометрических параметров.

До настоящего времени поиск удачных конструкций ЛПА из несимметричных вибраторов осуществлялся путем перебора различных вариантов распределительной линии. Здесь для этой цели использован более общий подход, основанный на изложенном в главе 2 методе синтеза и позволяющий однозначно получить параметры распределительной линии. В конкретном примере амплитудно-фазовое распределение на вибраторах задавалось таким же, как у классической симметричной ЛПВА. В результате синтезирована несимметричная ЛПВА, у которой распределительная линия состоит из прямолинейных и зигзагообразных отрезков несимметричной линии передачи. Синтезированная антенна приближается по характеристикам к классической ЛПВА [7].

В работе предложен также другой подход к созданию несимметричных ЛПА с помощью линейных трансформаторов на связанных индуктивностях, реализация которых возможна в декаметровом диапазоне [8]. Первичные обмотки трансформаторов включены в распределительную линию последовательно, а вторичные обмотки подключены к несимметричным вибраторам, причем для обеспечения дополнительного 180-градусного фазового сдвига соседние вибраторы подключены к разноименным концам катушек. Для выполнения принципа электрического подобия значения собственных и взаимных индуктивностей катушек возрастают при удалении от входа антенны пропорционально размерам вибраторов. Изложен метод электродинамического расчета такой антенны, проведена численная оптимизация ее параметров. Расчеты показали, что рассмотренная антенна близка по радиотехническим характеристикам к известным ЛПА из несимметричных вибраторов, выгодно отличаясь слабой чувствительностью характеристик к разбросу параметров распределительной схемы, что упрощает изготовление и настройку антенны.

*

Третий предлагаемый подход основан на использовании в качестве элемента Л ПА согласованного в полосе частот четырехполюсного излучателя. Удачный вариант такого излучателя, предложенный Мэйсом и др. в 1972 году, состоит из щели в металлическом экране, закрытой с одной стороны резонатором, и несимметричного вибратора, размещенного ортогонально экрану, так, что ось вибратора проходит через центр щели. Вибратор и щель возбуждаются общей однопроводной линией, к одному концу которой подключается генератор, а к другому - поглощающий резистор. Достоинством антенны является стабильность входного сопротивления и наличие ДН кардиоидного типа в широкой полосе частот, в том числе, и при малых электрических размерах излучателя.

Для вибраторно-щелевых антенн данного типа до настоящего времени в литературе отсутствовал метод теоретического анализа, позволяющий вычислить их характеристики, что объясняется нетривиальным способом возбуждения вибратора и щели. Здесь анализ осуществлен на основе метода синфазного и противофазного возбуждений, что позволило получить для входного сопротивления вибраторно-щелевой антенны: г = , где гщ - входные

сопротивления соответственно вибратора и щели (вибратор и щель в данной антенне не взаимодействуют). При условии взаимной дополнительности вибратора и щели

гп-гш=(ьо 4 (13)

рассмотренная антенна обладает постоянным сопротивлением 60л-Ом, причем часть мощности излучается, а часть поглощается в оконечном резисторе. Известно, что условие (13) выполнено, если щель двухсторонняя, а вибратор - плоский с теми же размерами, что и щель. Для односторонней щели условие (13) нарушается, т.к. к проводимости щели добавляется проводимость резонатора. Чтобы приблизиться к условию (13), в известном варианте вибратор выполнялся коническим, однако уровень согласования в полосе частот (КСВ<2) недостаточен для использования антенны в качестве элемента Л ПА.

Здесь, для улучшения согласования предлагается вибратор выполнить в виде полого металлического цилиндра, внутри которого расположен разомкнутый коаксиальный шлейф с конденсатором, включенный последовательно вибратору. При выбранном соотношении между параметрами шлейфа, конденсатора, вибратора и ~резонатора~удалось~обеспечить~выполнение~(13)~в~~иолосе~часгот

О я //Я < 0,44, где I - длина вибратора. Приводятся КУ, КПД, ДН вибраторно-щелевой антенны.

При каскадном соединении вибраторно-щелевых излучателей образуется решетка бегущей волны, в которой сохраняется свойство -- частотной независимости входного сопротивления, в то же время КПД повышается до единицы, так как мощность излучается, не достигая оконечной нагрузки. Для формирования частотно-независимой ДН достаточно подчинить размеры элементов в указанной решетке закону геометрической прогрессии. В результате получается ЛПА, где распределительная линия изогнута в форме меандра, причем длины соединительных отрезков в активной области выбраны близкими к 0,5/! для формирования поперечного излучения. Заметим, что в обычных ЛПА получить режим поперечного излучения трудно, так как при синфазном возбуждении излучателей отраженные от них волны складываются также синфазно, что приводит к сильному рассогласованию. В предлагаемой вибраторно-щелевой ЛПА сохраняется согласование независимо от длин соединительных отрезков и фазировки излучателей [10-11].

Глава 5. Проектирование логопериодических антенн с уменьшенными размерами.

Большие размеры, характерные для традиционных лого-периодических антенн, являются их недостатком, препятствующим их применению на судах и других подвижных объектах. Уменьшение размеров ЛПА позволяет делать конструкцию прочной и удобной в эксплуатации. В декаметровом диапазоне волн даже небольшое уменьшение размеров антенны приводит к заметному снижению стоимости антенного сооружения. По "этим причинам задаче уменьшения размеров ЛПА посвящено немало работ. Уменьшение поперечного размера ЛПА сводится к уменьшению длины вибратора при сохранении его резонансной частоты. Обычно для этого применяют емкостные нагрузки на концах вибратора в виде дисков, изогнутых проводников, и т.д. При этом подбор и настройка укорачивающих элементов производится экспериментально и требует большого числа измерений.

В данной главе задача уменьшения поперечных размеров ЛПА решается путем применения рамочных, спиральных и уголковых

излучателей, причем анализ и оптимизация производится численно с помощью "ЭВМ.

Логонериодические антенны и» рамочных элементов (ЛГ1РЛ) исследованы в литературе значительно меньше по сравнению с лоюпериодическими вибраторными антеннами. В работе приведен электродинамический анализ ЛПРА, состоящей из соосной системы круглых замкнутых рамок, причем каждая рамка имеет две пары зажимов, расположенных-на противоположных сторонах рамки: одна пара подключена к одной распределительной линии, другая - к другой, а обе линии подключены параллельно к общему генератору. Рамки расположены соосно на поверхности конуса и образуют jioi о-иериодическую структуру.

Выбирая на каждой рамке в качестве базисных и проекционных функций азимутальные гармоники c"v(r = 0,±l,±l..) и учитывая их ортогональность, получим, что в матрице (6) отличны oi нуля лишь элементы для г = //:

где гп - радиусы рамок; а'т - коэффициенты ряда Фурье функции О. Выражение для правой част системы (5) запишем, учитывая, но каждая рамка возбуждается двумя одинаковыми сосредоточенными • источниками в противоположных точках ^> = 0 и <р = к :

где £ - угловой размер зазора возбуждения, V, - величина напряжения, приложенного к клеммам п-ой рамки. Таким образом, вычислительная процедура заключается в последовательном решении систем уравнений порядка N для каждой азимутальной 1армоники (Ы - число рамок в антенне).

Численное исследование показало хорошую сходимость решения: учет трех гармоник на каждой рамке (с<»р,со5 3|р,со5 5р) вполне достаточен даже для такой чувствительной величины, как уровень заднего излучения. Расчеты показали, что в подобных антеннах существует хорошо сформированная активная область, состоящая из рамок, периметр которых близок к длине волны, а фазировка токов обеспечивает направленное излучение в сторону вершины (за счет переменнофа ятю . включения рамок)._Как и для ЛПВА, рабочая

полоса частот не ограничена и определяется отношением диаметров наибольшей и наименьшей рамок. По сравнению с ЛПВА, имеющей то же число элементов и ту же полосу частот, данная ЛПРА обладасг уменьшенными в 1.5 раза габаритами при практически одинаковых входных и внешних характеристиках, за исключением низкочастотной части диапазона, где ЛПРА имеет ухудшенные направленные свойства. Интересен также плоский вариант антенны, представляющий собой систему концентрических рамок и обладающий двусторонним излучением. Рассмотренные ЛПРА близки по характеристикам и конструкции к частотно-независимым спиральным излучателям, отличаясь линейным характером поляризации излучаемого поля [12].

В работе исследован также спиральный вибратор, представляющий собой частный случай спиральной антенны, работающей в режиме поперечного излучения. Уменьшая шаг спирали, можно эффективно укорачивать вибратор при сохранении его резонансной частоты, а уменьшая диаметр вибратора, можно снижать уровень паразитной "рамочной" поляризации. Сравнение с известными в литературе результатами показало хорошую точность разработанной методики для одиночного спирального вибратора, что позволило рассмотреть также ЛПА из геометрически подобных спиральных вибраторов [14].

Результаты электродинамического анализа позволили сделать следующие выводы. Уменьшение размеров ЛПА за счет укорочения вибраторов сопровождается снижением уровня согласования и некоторым ухудшением направленных свойств ЛПА, что вызвано повышением добротности каждого вибратора. Например, если классическая ЛПВА с параметрами г = 0,92; от = 10°; N=15 имеет КБВ>0,8; КНД«9 дБ, то для уменьшенной в 1,5 раза ЛПА из спиральных вибраторов КБВ>0,7; КНД'чг? дБ, а для ЛПА из уголковых (У-образных вибраторов) ухудшение характеристик еще заметней. Учтем, что для нормальной работы ЛПА резонансные кривые соседних вибраторов должны пересекаться на достаточно высоком уровне, тогда получим соотношение г = 1- 1/20, где г -отношение резонансных частот соседних вибраторов, (5 - добротность вибратора. Таким образом, повышение добротности излучателя можно компенсировать увеличением г. В свою очередь, увеличение г требует увеличения числа излучателей в антенне для сохранения полосы частот согласно (8). Для рассмотренной ЛПА из спиральных

вибраторов (у которых <3=14) достаточно увеличить г от значения 0,92 до 0,95, а число вибраторов от 15 до 24, в результате получим антенну, характеристики которой практически такие же, как у исходной Л ПА из прямолинейных вибраторов (у которых (2=5) при уменьшенных в 1,5 раза размерах.

Определены также возможносги уменьшения поперечного размера ЛПА независимо от вида укороченных вибраторов [15]. Для этого использован известный теоретический предел Чу-Харингтона для минимальной добротности излучателя. В итоге сделан вывод о том, что теоретически можно неограниченно уменьшать поперечный размер ЛПА при сохранении ее характеристик, однако практически приемлемые конструкции получаются при уменьшении поперечного размера не более, чем в 2...3 раза; дальнейшее уменьшение размера ЛПА приводит к необходимости резкою увеличения числа вибраторов в антенне и, следовательно, к ухудшению ее конструктивных и экономических показателей.

Глава 6. Проектирование фазированных решеток из логоперноди-ческих антенн.

Объединение антенн в решегку позволяет сформировать остронаправленную диаграмму, повысить уровень излучаемой мощности, реализовать режим сканирования или многолучевой режим, в приемном режиме осуществлять адаптацию к помеховой обстановке и другие виды обработки сигнала.

При проектировании многоэлементных ФАР одной из основных является проблема выбора и оптимизации излучателя. При этом основные требования к радиотехническим характеристикам излучателя следующие: высокий уровень согласования на входе излучателя в диапазоне частот и секторе углов сканирования; отсутствие сильных деформаций в парциальной диаграмме излучателя в решетке. При выполнении этих требований успешно решаются и вопросы формирования диаграммы решетки, например стабилизация ширины луча с увеличением частоты достигается отключением части раскрыва или изменением АФР на элементах.

В данной главе основное внимание уделено анализу и оптимизации классической ЛПВА, работающей в качестве излучателя -фазированных решегок _ с-прямолинейным _ и плоским _раскры вам и.

Существенным является условие отсутствия побочных максимумов в диаграмме решетки, которое приводит к тому, что в длинноволновой части диапазона электрическое расстояние между излучателями становится малым. Такие системы создавались и ранее для радиоастрономии и загоризонтной радиолокации, однако в литературе отсутствовал анализ излучателя в решетке за исключением случая решетки из трех ЛПВА. В силу того, что теория многоэлементных решеток из ЛПВА была развита недостаточно, их возможности были реализованы неполностью, в частности, неясным оставался вопрос о работе ЛПВА в электрически плотной решетке при воздействии сильной взаимной связи на характеристики излучателя. Этот и другие вопросы были решены с помощью надежных методов электродинамического анализа, которые впервые появились в наших работах [16-19], позже были экспериментально обоснованы и последовательно изложены в данной главе.

Для произвольной решетки ЛПВА получено матричное уравнение для токов, по которым определяются элементы матрицы рассеяния и парциальные ДН излучателей. Рассмотрен предельный переход к неог раниченной периодической ФАР и показано, что анализ излучателя в режиме линейного фазирования сводится к такой же системе уравнений (9), как и для одиночной ЛПВА с той лишь разницей, что матричные элементы вычисляются в виде ряда. При этом для линейной ФАР используется суммирование по раскрыву:

где - взаимное сопротивление между и-й базисной функцией на п-м вибраторе центрального излучателя и // -й базисной функцией на ш-м вибраторе излучателя с номером р; Э - период решетки; 0п - угол сканирования.

Для плоской ФАР используется более эффективная процедура суммирования по дифракционным максимумам:

а А м—{в1

где ат = 5т#0со5р,) + рЯД/,; /0, = яп 0, яп<рв-к/Я/с/,;

В™ =ехр(-фт гг + Р\ -') 2] : "„ - координаты вибраторов в

ЛПВА; «/,, <1, - периоды решегки; - спектральная плотность ц -й базисной функции на т-м вибраторе. По найденным характеристикам ЛПВА в сканирующей ФАР нетрудно перейти к режиму сосредоточенного возбуждения и определить парциальный КУ излучателя.

Проведенное численное исследование позволило установить следующие уникальные свойства ЛПВА в периодической линейной ФАР: входное сопротивление антенны слабо изменяется при сканировании в широком секторе углов (+60°) на любой частоте рабочего диапазона антенны; входное сопротивление антенны на фиксированной частоте в синфазно возбужденной решетке стабильно при изменении периода решетки вплоть до малых межэлементных расстояний (О/Л »0,06); антенна сохраняет диапазонные свойства в решетке, т.е. при изменении частоты ее входное сопротивление остается стабильным, а активная область - хорошо сформированной.

Перечисленные свойства названы эффектом устойчивости характеристик ЛПВА в решетке. Как видно. ЛПВА радикально отличается от более простых излучателей, например для вибратора действительная часть входного сопротивления при уплотнении решетки возрастает по закону ~ Я/О для линейной решетки и Я„ » Я2/^»^ ' ■п-пя плоской решетки. Эффект устойчивости, впервые обнаруженный в [16]. был затем подтвержден в [17], а также в других отечественных и зарубежных работах. Понимание этого эффекта может служить отправной точкой для решения задачи создания идеальных излучателей для фазированных решеток. Указанный эффект, впервые объясненный нами в [6] на основе теории периодической структуры, связан с существованием в ЛПА сильно замедленной обратной волны. Поле такой волны экспоненциально убывает в поперечном направлении, что даег уровень взаимосвязи между антеннами в решетке близкий к минимально возможному, характерному для идеального излучателя. Кроме того, имеет место явление, которое можно назвать саморегулированием взаимной связи: при уплотнении решетки замедление волны растет, что, в свою очередь, увеличивает скорость спадания поля. Приведенный в работе анализ позволил дать рекомендации, направленные на улучшение свойства устойчивости.

Приведен пример разработки излучателя для линейной ФАР декаметрового диапазона волн с полосой частот 6:1 и сектором сканирования ±60° в горизонтальной плоскости. Излучатель -представляет-собой-ЛПВА-из-вертикально-расположенных^тонких

симметричных вибраторов, закрепленных с помощью наклонною леера, натянутого между двумя опорными мачтами. Проводилась численная оптимизация параметров излучателя в решетке с целью удовлетворения следующим требованиям: длина антенны не более Ата,, число вибраторов минимально, побочные максимумы отсутствуют, КБВ на входе не менее 0,5. Экспериментальная проверка на модели решетки в метровом диапазоне показала хорошую точность расчетов для диаграмм направленности, КБВ в активном режиме, элементов матрицы рассеяния[17].

Использование Л ПА в эквидистантных двумерных решетках с плоским раскрывом затруднено тем, что максимальный поперечный размер этого излучателя составляет приблизительно 0,5А„,„, в то время, как |ребования к диаграмме направленности системы накладывают ограничения на период решетки: < Ят1„. Вследствие этого решетка

с прямоугольной сеткой даже при предельном уплотнении излучателей имеет в режиме излучения по нормали коэффициент перекрытия по частоте ¿„„/Я,,,,,, < 2. Необходимость отклонения луча ог нормали дополнительно уменьшает рабочую полосу.

С целью расширения полосы частот нами предложена плоская решегка из идентичных Л ПА, оси которых ортогональны плоскости раскрыва и находятся в узлах прямоугольной сетки, а плоскость полотна каждой антенны повернута на угол ч> = arci^d^ jnd^ ), где n=l,

2, 3.....[18]. В этом случае имеем Лт„/ят1Л = 2VT+V , т.е. нижняя

граница диапазона теоретически не ограничена, поскольку она определяется длиной наибольшего вибратора логопериодической антенны, которая при предлагаемой схеме размещения излучателей может быть сколь угодно велика. Электродинамический анализ такой системы [19] показал, что ограничение рабочей» диапазона имеет место со стороны высоких частот и проявляется в том, что при d/X > 0,5 характеристики излучателя искажаются вследствие неблагоприятного сложения взаимных связей и появления дифракционных максимумов. В области частот, когда ¿//А <0,5 входное сопротивление логопериодической антенны слабо изменяется в пределах ее рабочего диапазона и близко к величине входного сопротивления одиночного излучателя, а парциальный КУ излучателя близок к своему максимальному значению ятач = 4ж/г</,, cos#n / Я2 .

Глава 7. Проектирование сверхширокополосных антенн н устройств СВЧ на основе модификации логопериодических структур.

В данной главе предложены и исследованы новые устройства, которые по структуре и принципу работы близки к ЛГ1А. В первую очередь рассмотрен важный вопрос об излучении нестационарных сигналов с широкой полосой частот [21]. Рассматривая передачу сигнала между входом антенны и точкой в дальней зоне, получим, что достаточным условием неискаженного излучения сигнала произвольной антенной является постоянство коэффициента усиления и линейность фазовой ДН в пределах ширины спектра сигнала: G(cu) = comí; у(ш) = -оя„ + miг.

Ошибочно принято считать, что причина сильных искажений излученного логопериодической антенной сигнала заключается в перемещении фазового центра при изменении частоты. Если бы проблема сводилась только к перемещению фазового центра, то ее можно было бы легко преодолеть, выбрав угол при вершине антенны так, чтобы расстояние, проходимое гармоническим сигналом от входа антенны до фазового центра по распределительной линии, а затем по пространству обратно, было бы кратно Я/2. Указанное расстояние, выраженное в длинах волн, не зависит от частоты, поэтому в этом случае y(ai) = ////г, что означает неискаженное излучение сигнала.

В работе показано, что причиной указанных искажений является резко нелинейная логарифмическая зависимость фазовой диаграммы от частоты: у/(й>) = (гг/\пт)\п(й)/ш0), вызванная тем, что резонансные

частоты вибраторов подчинены закону геометрической прогрессии: w, =го„т" ", где (oN - резонансная частота наибольшего вибратора. Чтобы приблизить фазочасготную характеристику к линейной функции и тем самым уменьшить искажения сигнала, изменим геометрию логопериодической антенны [22] так, чтобы резонансные частоты вибраторов подчинялись закону арифметической профессии: и„ =r«v+(/V-л)Дю, откуда следует соотношение, которому должны

подчиняться длины вибраторов: I„ = ls /[l + (N - n)(A<y со v)].

Электродинамический расчет предлагаемой антенны производился так же, как для ЛПВА: методом интегральных уравнений рассчитывалась частотная зависимость коэффициента передачи между "входом —антенны —и —точкой - в —дальней—зоне,—а —затем —на -основе

спектрального метода вычислялось мгновенное значение поля в дальней зоне. Расчет показал, что в антенне при сохранении сверхширокополосных свойств реализуется близкая к линейной частотная зависимость фазовой диаграммы: -я!о/&(о . Рассчитанная

импульсная характеристика с графической точностью совпадает с импульсной характеристикой идеального полосового фильтра с полосой частот 3,5:1.

Отступление от логопериодической геометрии позволяет реализовать не только линейную, но и более сложные зависимости фазочастогной характеристики антенны. В частности предложена антенна, обладающая свойством оптимального фильтра сигналов и обеспечивающая сжатие ЛЧМ-сигнала.

Для неискаженной передачи сигнала по радиоканалу между двумя антеннами коэффициент усиления каждой антенны должен возрастать пропорционально частоте. Это достигнуто за счет того, что углы наклона плеч вибраторов по отношению к распределительной линии плавно уменьшается в сторону больших вибраторов [24].

Изложен также другой подход к задаче уменьшения искажений излучаемых сигналов, основанный на синтезе пассивного четырехполюсника, подключенного ко входу Л ПА и играющего роль фазового корректора [25]. Этот подход обобщается на случай решетки из радиально расположенных Л ПА [26].

Предложенные антенны наиболее целесообразно использовать для передачи-приема радиоимпульсов в системах скоростной передачи информации. Такие сигналы являются сверхширокополосными, т.к. их длительность /„ сравнима с периодом высокочастотного заполнения. Основная часть спектра такого радиоимпульса сосредоточена в пределах ±4л//и вокруг частоты заполнения и должна размещаться в пределах рабочей полосы частот антенны.

Рассмотрена широкодиапазонная антенна бегущей волны, используемая для приема радиоволн декаметрового диапазона. Антенна образована из эквидистантной решетки одинаковых вибраторов, подключенных через резисторы к двухпроводной линии передачи. Предложен способ улучшения направленных свойств такой антенны, основанный на усложнении цепи связи между каждым вибратором и собирательной линией за счет введения фазовых корректоров и неодинаковых резисторов. На основе электродинамического метода расчета проводилась численная оптимизация

параметров фазовых корректоров и сопротивлений резисторов. В результате показано, что в диапазоне длин волн 70-10 м достигается повышение КНД, сужение главного луча диаграммы направленности и его прижатие к земной поверхности. Это, в свою очередь, позволяет повысить помехозащищенность антенны и увеличить дальность радиосвязи [27-28].

В работе предложены новые приемные логопериодические антенны, содержащие активные элементы - усилители [29-31]. Антенна состоит из несимметричных вертикальных вибраторов, образующих линейную решетку, причем размеры вибраторов одинаковы, а расстояния между ними подчиняются закону геометрической прогрессии. Каждый вибратор подключен ко входу усилителя, выход ко юрою подключен к общей линии передачи воздушною irnia, один конец которой нагружен на согласованную нагрузку, а другой является входом антенны, который подключается к приемнику. Для антенны декаметрового диапазона волн используются резонансные усилители, выходы которых непосредственно подключены к линии передачи, а выходные сопротивления выбраны достаточно большими так, чтобы усилители слабо шунтировали линию передачи: »W, где W -волновое сопротивление линии передачи. Диапазонные свойства антенны обеспечиваются наличием в линии передачи, нагруженной на высокоомные выходы усилителей; режима бегущей волны, а также тем, что резонансные частоты усилителей образуют геометрическую прогрессию, вследствие чего активная область перемещается вдоль антенны пропорционально частоте падающего поля.

Для антенны метрового. диапазона усилитель связан с линией передачи согласованно через направленный ответвитель на связанных линиях. Здесь активная область сформирована за счет частотно-избирательных свойств направленных ответвителей, длины которых образуют геометрическую прогрессию.

Заметим, что у обычных ЛПА максимум диаграммы направленности ориентирован в сторону коротких вибраторов, г де находится вход антенны, поскольку длинные вибраторы препятствуют распространению волн по пространству и по линии передачи. С этой целью у классической ЛПВА из симметричных вибраторов используется переменнофазное включение вибраторов в линию, а для ЛПА из несимметричных вибраторов, где такое включение невозможно, .используется_усложненная___конструкция линии передачи. В

предлагаемой активной Л ПА максимум диаграммы направленности ориентирован в сторону, противоположную входу антенны, так как все вибраторы являются электрически короткими и, следовательно, прозрачными для электромагнитной волны, а способ подключения усилителей гарантирует сохранение режима бегущей волны в линии передачи. Таким образом, здесь используется простейшая конструкция линии передачи в виде линейного провода над экраном.

Измерения характеристик отдельного элемента в виде вибратора с усилителем послужили основой для численного моделирования активной Л ПА, образованной из рассмотренных элементов. Для напряжения на входе антенны получено выражение V = Е01аГ(О, <р), где £„ - амплитуда падающего поля: /, - действующая длина активного элемента, определяемая экспериментально; Г(0.?>) - ДН активной Л ПА. Один из вариантов 30-элементной антенны длиной 1.5Ят„ имеег в 10-кратной полосе частот действующую длину 12 м и ширину луча в горизонтальной плоскости 40...50°, в то же время, обычная Л ПА такой же длины и с тем же числом вибраторов имеет ширину луча в горизонтальной плоскости 110°. Повышенная направленность активной Л ПА достигнута за счет наличия в антенне активной области большого размера при близком к оптимальному амплитудно-фазовом распределении.

Предложенные активные Л ПА, помимо известных достоинств активных антенн (малая высота вибраторов, малый антенный эффект фидера) обладают существенно улучшенными направленными свойствами по сравнению с обычными ЛПА и могут Применяться в качестве эффективных приемных антенн в декаметровом и метровом диапазонах волн.

Принципы построения логопериодических антенн, рабочая полоса частот которых не ограничена, распространены нами на устройства СВЧ [32]. Предлагаемое в работе устройство состоит из двух двухпроводных линий передачи 1 и 2, соседние концы которых образуют вход и выход устройства, а противоположные концы нагружены на резисторы. Линии передачи I и 2 соединены между собой четырехполюсниками, каждый из которых представляет собой отрезок линии передачи с последовательно включенными конденсаторами. Длины отрезков и емкости конденсаторов, а также расстояния между зажимами соседних соединительных четырехполюсников увеличиваются при удалении от плоскости входных и выходных

клемм по закону геометрической прогрессии. Сигнал, поданный на вход линии 1, полностью ответвляется в линию 2, возбуждая в ней волну, бегущую в противоположном направлении и полностью проходит на выход устройства. Работа устройства основана на выполнении, помимо принципа электродинамического подобия, также принципов отсечки и прозрачности.

Численный анализ устройства проводился на основе эквивалентной схемы, представляющей собой объединение трех многополюсников, что позволило получить систему линейных уравнений

ГГ

У'+У" У" "и1'

У" У'+У" и'

о

где и1 - вектор-столбец, состоящий из искомых напряжений на клеммах соединительных четырехполюсников в линии передачи I; и* -аналогичный вектор-сюлбец напряжений в линии передачи 2; У1, у' • матрицы проводимостей 2Ы-полюсников, образованных линиями передачи соответственно 1 и 2; У", у". У", У" - блоки матрицы проводимостей 4Ы-полюсника, образованного из N соединительных четырехполюсников. В работе приведены результаты расчета коэффициента передачи |52,| и КСВ на входе устройства в полосе

частот 5,5:1.

Данное устройство можно использовать как полосно-пропускающий фильтр, широкополосный трансформатор сопротивлений или для получения частотно-независимого фазового сдвига. В последнем случае следует • использовать два описанных выше устройства, одно из которых подобно другому с коэффициентом подобия р, т.е. все размеры и значения емкостей одного получены умножением на р соответствующих величин для второго устройства. Входной сигнал делится поровну между входами устройств, а разность фаз между выходными сигналами теоретически (для неограниченных логопериодических структур) не зависит от частоты и дается выражением А<р = я\пр!\п т. Приведены примеры устройств, для которых Др = 90°±10° и Д^ = 120°±10° в полосе частот 4:1.

По сравнению с известными СВЧ-устройствами, реализующими постоянный фазовый сдвиг, например многосекционным фазовращателем Шиффмана. предлагаемое фазосдвигакнцее-устройство имеет-то

преимущество, что в нем отсутствуют связанные линии, проектировать которые трудно. Кроме того, расчет элементов устройства отличается простотой, а характеристики устройства - слабой чувствительностью к разбросу параметров элементов, свойственной логопериодическим структурам.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ.

В диссертации рассмотрены расчетно-теорети теские вопросы проектирования сверхширокополосных антенн, в основном, логопериодических и близких к ним по конструкции. Основные результаты работы можно сформулировать следующим образом.

1. Предложена эффективная процедура численного решения электродинамической задачи о возбуждении системы тонких проводников, а именно: обоснован рациональный выбор интегрального уравнения; получено удобное выражение для матричных элементов; предложена процедура, гарантирующая устойчивую сходимость численного решения.

2. Разработаны универсальные методы электродинамического расчета характеристик логопериодических антенн различных типов, имеющих проволочную конструкцию.

3. Разработан метод синтеза логопериодической антенны с заданной геометрией излучателей, позволяющий по заданному амплитудно-фазовому распределению на излучателях, реализовать распределительный многополюсник.

4. Проведено аналитическое исследование логопериодических антенн на основе модели периодической структуры и установлен ряд особенностей их работы, понимание которых необходимо для успешного проектирования Л ПА.

5. Для логопериодической антенны наиболее распространенного типа разработана методика инженерного проектирования, отличающаяся от используемой до настоящего времени большей точностью и простотой.

6. Разработан общий подход к проектированию ЛПА из несимметричных вибраторов, предложены и исследованы новые варианты антенн этого класса.

7. Исследованы возможности уменьшения размеров ЛПА. Показано, что ценой увеличения числа элементов в антенне

теоретически возможно неограниченное уменьшение поперечного размера ЛПА. Практически приемлемые конструкции получаются при уменьшении поперечного размера не более, чем в 2-3 раза.

8. Разработаны методы расчета характеристик фазированных решеток из, ЛПВА. Проведено численное исследование ЛПВА как элемента периодической ФАР, обнаружен и объяснен эффект устойчивости характеристик ЛПВА в решетке по отношению к взаимным связям и даны рекомендации, направленные на улучшение свойства устойчивости.

Разработан излучатель для ФАР декаметрового диапазона волн с полосой частот 6:1 и сектором сканирования ±60°. Предложена и исследована плоская периодическая решетка, в которой схема размещения логопериодических антенн допускает неограниченное расширение рабочей полосы частот.

9. Установлена причина сильных искажений сверхшироко-полосиых сигналов, излучаемых логопериодическими антеннами и предложены способы уменьшения искажений сигналов. В частности предложены антенны, которые отличаются от логопериодических законом изменения координат и длин вибраторов, что позволило в одном случае существенно уменьшить искажение излучаемого сигнала, в другом - обеспечить сжатие сигнала с Л ЧМ-модуляцией, в третьем -обеспечить передачу сверхширокополосного сигнала по радиоканалу между двумя антеннами.

Полученные результаты расширяют область применения логопериодических антенн, открывая возможность их использования в системах со сверхширокополосным сигналом.

10. Предложены новые логопериодические антенны, содержащие активные элементы и обладающие существенно улучшенными направленными свойствами по сравнению с обычными ЛПА. Предложенные антенны могут быть использованы в качесгве эффективных приемных антенн в декаметровом и метровом диапазонах волн.

П. Предложены новые СВЧ-устройства, основанные на тех же принципах, что и логопериодические антенны, что обеспечивает их широкополосность.

Основное содержание диссертации изложено в работах:

1. Яцкевич В.А. Логопериодические антенны. - М.: Радио и связь; Вологда: Русь, 1994,- 96с.

2. Яцкевич В.А. Метод интегральных уравнений в теории антенн: Учебное пособие. Гомельский государственный университет, г. Гомель, 1984,- 51с.

3. Яцкевич В.А., Федосеенко Л.Л., Самусенко А.И. Решение интегрального уравнения для криволинейного проводника // Изв. вузов. Радиоэлектроника,- 1982,- Т.25,- №8,- С.24-28.

4. Яцкевич В.А., Каршакевич С.Ф. Устойчивость процесса сходимости численною решения в электродинамике II Изв. вузов. Радиоэлек фоника. - 1981. - Т.24, №2. - С.66-72.

5. Яцкевич В.А., Лапицкий В.М. Точный и приближенный методы расчета логопериодических вибраторных антенн // Изв. вузов. Радиоэлектроника. - 1979. - Т.22, №5. - С.69'72.

6. Яцкевич В.А. Анализ логопериодических вибраторных антенн // Радиотехника и электроника. - 1983. - Т.28, №11. - С.2108-2115.

7. Яцкевич В.А. Синтез логопериодических антенн заданной геометрии // Изв. вузов. Радиоэлектроника. - 1985. - Т.28, №2. - С.40-45.

8. Яцкевич В.А., Ляхова И.П. Логопериодическая антенна на связанных индуктивностях // Изв. вузов. Радиоэлектроника. - 1985. -Т.28, №7. - С.15-19.

9. А. с. 987731 (СССР). Широкодиапазонная антенна/В.А. Яцкевич., Вик.А. Яцкевич. - Опубл. в Б.И., 1983, №1.

10. А. с. 1688331 (СССР). Логопериодическая антенна/В.А. Яцкевич. -Опубл. в Б.И., 1991, №40.

11. Яцкевич В. А., Никитченко М.В. Приближенный анализ широкодиапазонных вибраторно-щелевых— антенн // Изв. вузов. Радиоэлектроника. - 1987. - Т.30, №5. - С.87-90.

12. Яцкевич В.А., Рубан А.П. Электродинамический анализ логопериодических антенн из рамочных элементов // Изв. вузов, радиоэлектроника. - 1982. - Т.25, №2. - С.86-89.

13. Яцкевич В.А., Каршакевич С.Ф. Электродинамический анализ вибратора с фидерной линией // Изв. вузов. Радиоэлектроника. - 1982. -Т.25. №2. - С.89-92.

14. Яцкевич В.А., Самусенко А.И. Электродинамический анализ спиральных вибраторов // Изв. вузов. Радиоэлектроника. - 1983. - Т.26, №8. - С.25-30.

15. Логопериодические антенны уменьшенных размеров/В.А. Яцкевич. А.И. Самусенко, Р.Ш. Хамитов, Н.И. Шлык // Тезисы докладов 29-й Всесоюзной научной сессии, посвященной Дню радио. - ч.2. - М.: Радио и связь. - 1984. -С.6.

16. Ушаков Ю.С., Вериго Б.А., Яцкевич В.А. Электродинамический анализ сканирующих решеток из логопериодических антенн // Тезисы докладов научно-технической конференции. Минск, май, 1975.

17. Широкодиапазонные фазированные решетки из логопериодических вибраторных антенн./Б.А. Вериго, Г.А. Полухин, Ю.С. Ушаков, В.А. Яцкевич // Сб. научно-мегодичсских craiert по прикладной электродинамике. М.: Высшая школа. - 1980. - Выи. 4. - С. 132-163.

18. А. с. 1050017. Плоская антенная решетка/В.А. Яцкевич, Вик. А. Яцкевич. - Опубл. в Б.И., 1983, №39.

19. Яцкевич В.А., Лапицкий В.М. Анализ логопериодической вибраторной антенны в плоской фазированной решетке // Изв. вузов. Радиоэлектроника. - 1981. - Т.24. №5. - С.31-36.

20. Вяхирев Н.И., Яцкевич В.А. Электродинамический анализ рефлектора из металлической сетки // Изв. вузов. Радиоэлектроника. -1981. - Т.24, №2. - С.109-111.

21. Яцкевич В.А., Федосенко Л.Л. Антенны для излучения сверхширокополосных сигналов II Изв. вузов. Радиоэлектроника. -1986.-Т.29, №2.-С.69-74.

22. А. с. 1190437 (СССР). Антенна. / В.А. Яцкевич, Л.Л. Федосенко. -Опубл. в Б.И., 1985, №41.

23. Яцкевич В.А. Излучение и прием сверхширокополосных сигналов логопериодическими антеннами // 1-я Всесоюзная научно-техническая конференция "Устройства и методы прикладной электродинамики". 1315 сент., 1988. Тезисы докладов. М.: Изд-во МАИ. - 1988. - С.57.

24. А. с. 1475436 (СССР). Антенна/В.А. Яцкевич.

25. Яцкевич В.А. Уменьшение искажений сверхширокополосных сигналов излучаемых логопериодической антенной. // Изв. вузов. Радиоэлектроника. - 1991. - Т.34, №5. - С.39-44.

26. Яцкевич В.А. Коррекция искажений сверхширокополосных сигналов, излучаемых решеткой из логопериодических антенн //

Всесоюзная научно-техническая конференция "ФАР и их элементы". 1115 июня 1990 г. Тезисы докладов. Казань, 1990 г.

27. А. с. 1741206. Антенна бегущей волны/В.А. Яцкевич, Ю.М. Полевиков.

28. Яцкевич В.А.. Полевиков Ю.М. Антенна бегущей волны с повышенной направленностью// Радиотехника. - 1991, №1. - С.60-63.

29. Яцкевич В.А., Кудрявцев H.A. Активная логопериодическая антенна // Радиотехника. - 1988. - №12. - С.49-52.

30. Тиличенко М.П., Яцкевич В.А. Активная логопериодическая антенна на основе направленных ответвителей // Радиотехника, 1991,

31. А. с. 1730707 (СССР). Активная логопериодическая антенна./В.А. Яцкевич. М.П. Тиличенко.

32. Яцкевич В.А. Широкополосное устройство СВЧ на основе логопериодической структуры // Изв. вузов. Радиоэлектроника. - 1984. - Т.27, №2. - С.74-76.

№11.

Подписано к печати "

Типография .МЭИ. Красноказарменная, ]3.