автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.13, диссертация на тему:Малогабаритные транзисторные преобразователи напряжения с улучшенными показателями качества для устройств радиотехники и средств связи

На правах рукописи

РГБ ОД

О г- им

/ Г*

ХУДЯКОВ Владимир Федорович

УДК 621.396.6:621.314.5

МАЛОГАБАРИТНЫЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ С. УЛУЧШЕННЫМИ ПОКАЗАТЕЛЯМИ КАЧЕСТВА ДЛЯ УСТРОЙСТВ РАДИОТЕХНИКИ И СРЕДСТВ СВЯЗИ

Специальность: 05.12.13 - Систеш и устройства радиотехники

и связи

05.09.12 - Силовая электроника

АВТОРЕФЕРАТ диссертации на соискание ученой степени доктора технических паук

Санкт-Петербург 1996

Работа выполнена в Санкт-Петербургской государственной академии аэрокосмического приборостроения (ГААП)

Официальные оппоненты:

доктор технических наук профессор Бубнов Ю.З., Заслуженный деятель науки и техники Р$, академик-секретарь АЭН,

доктор технических наук профессор Васильев A.C., доктор технических наук профессор Козярук А.Е.

Ведущая организация: 0А0"НИИ системотехники" Холдинговой Компании "Ленинец", г.Санкт-Петербург.

Защита состоится "jcj 1996 г. в часов на заседании Диссертационного совета Д 063.21.01 Санкт-Петербургской академии аэрокосмкчеокого приборостроения по адресу: 190000, Санкт-Петербург, ул.Б.Морская, 67, ГААП.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке академии. Автореферат разослан " // 1996 г.

/

/

Ученый секретарь Диссертационного совета

/

о

ОЕЦАЯ ХЛРЛКТЕРИСТШ РАБОТЫ

Актуальноетъ проблем!,'. Б состаз современных радпотехнпчес-ких комплексов, содергни'дкх устройства радиотехники и средств связи (У7СС) :: предназначение для приема, обработки и передачи информации, как правило, входят устройства ггоричкого злектропита- ■ ш'л (УГЗП), пострсешше на базе преобразователей напряжения средне.'!: мощности от 0,1 до 2 кЕт. Совершенствование ког.шлексов УРСС предполагает улучшение эксплуатационник характеристик при более оф5ок?яв:юм использовании объема конструшкш, что достигается мп-миакерпзппней всех составляющих устройств, среда которых необходимо впделить 7Е5П по следутлцим щдокизм. Ео-пссксс, эксплуатационное характеристики УРСС в значительной мере еависят от уровня и точности йодкеркашы питакдого напряжения, величины пульсаций и исмех, то есть от показателей качества УВЗП. Зо-в'горшс, ссраГ.ио вдпуск&еизз УВЗ'1 па базе преобразователей напряжения шеь? относительно низки:1! урэгокь мкниатаризагии (их удельная мшюоть составляет 15...25 Ет/да3) и занимают от 25 до СО;' об7.'ип комплекса. Указшшке ирачшш ойуслоаяизшс? иасусщуа и5сб>:ода.:ость и актуальность минлатпрлзалкп и улучшения показателей тчоотаа преобразователей напряг.ония как неотъемлемой части комплексов УРСС.

Наиболее яередбктиышма в плане мют&евразвлка яаяжзгея УВЗП на базе транзисторнцх преобразователен напряжения (Т!Ш) с высокой частотой коммутации ключевых элементов - транзисторов и полупроводниковых диодов. Текло ТИМ иасат пошиешшй КДЕ 1.' содержат малогабаритные (за счет высоко!*. частот;; преобразования) электромагнитное элемента (2МЗ) - оклово.! ?ране-Т-ор.датор и огламиваюмио фальтрн. Объем конструкции шюокочастолшх ТЛИ в основном определяется размера?,и: теплоотводов, необходимых дтя рассеивания теряемо;! в элементах мощности, осиовяу» доли которой при высокой частоте преобразования составляют диигиьческив потери мощности (ДМ) в ключевых элементах.

В разработку теории и методов проектирования УБЭП внесли зиа-чигелышй зглад мл ¡огне огочестзешнс л каруоричие учение. Их усилиями сформировано новое и важное направление по теоретическим исследованиям и практической реализации миппатюрлзированних ТП11. В то по время в этих исследованиях не наши должного отражения вопросы комплексного решения конструкторских, энергетических и электротехнических задач. В результат"" оказалось, что в теории высокочастотных ТПН практически отсутствуют разделы, в которых с дсста-

- 2 -

точной глубиной б'ио бы исследовано влияние параметров конструкции на энергетические (значение КПД, величина и распределение по элементам потерь мотаости) и электрические (уровень и нестабильность выходного нштпяяелкя) показатели качества ц уровень миниатюризации (удельною мощность) тагах устройств. По этой причине возникают затруднения с обоснованием выбора типа и параметров конструкции и сложности в обеспечении требуемого уровня качества

тпн. ■

Обычно при проектировании конструкции мощных ТПН решается обязательная задача по исключении сверхнормативного перегреза элементов, а тип конструкции выбирается исходя из условии эксплуатации, особенностей построения комплекса УРСС и специфики производства. При этом не учитывается то, что любая конструкция высокочастотного ТПН обладает реактивны?,я компонентами с распределенными параметра1.«, которые обычно принимаются во внимание лишь при решении задачи электромагнитной совместимости. Однако эти компоненты, особенно, индуктивного характера (индуктивность монтажа цепей переменного и пульсирующего токов, а таюке индуктивность рассеяния трансформатора), названные малыми индуктивностями, могут сущест-вешо ухудшить энергетические и электрические показатели качества и, как следствие, препятствовать эффективной миниатюризации высокочастотных ТПН.-

В связи с наличием зависимости энергетических, электрически и конструкторско-техкологическлх показателей и, в конечном итоге, уровня качества ТПН от реактивных компонент индуктивного характера, возникает необходимость исследовании электромагнитных процессов в цепях ТПН с использованием математических моделей элементов и с учетом указанных малых индуктизносте;:, определяемых типом и размерами конструкции. Результаты исследовании создадут основу для разработки методов снижения негативной роли реактивных компонент и последующего проектирования ТПН с улучшенными показателям! качества. В то ке время улучшать электрические показатели целесообразно путем управления качеством функционирования ТПН с получением .требуемых значений статической нестабильности выходного напряжения (внутреннего сопротивления ТПН) за счет регулирования,а такте с обеспече!шем улучшенных динамических характеристик и устойчивости ТПН при различных условиях эксплуатации. При этом расширяются эксплуатационные возможности ТПН и класс потенциальных потребителе'; с различными требованиями к параметрам электрической энергии.

В силу изложенного актуальной. задаче;'! ягллетсл развитие тео-

ри:: расчета проектирования высокочастотных Т1Ш сродней мощности в направлен:;;! исследования и последущего снижения отрицательного влияния реактивных компонент конструкции на показатели качества. Эта задача находится в рамках ватной народнохозяйственно" проблема повпмения уровня качества ТШГ путем улучшения энергетических, электрических л конструкторско-технологичеслспх показателей. Решение данной проблем:*' позволит обеспечить требуемые эксплуатационное характеристики, снизить тепловые нагрузки и повысить надежность комплексов УРСС при более элективном использовании объема конструкции и экономии копстру1сциопн;.'х материалов.

Цель работ;:. Улучпекие энергетических, электрических и конст-рукторско-технологическнх показателе;! качества 7ПН средне;4; моинос-тн дта комплексов УРСС.

Глл достижения поставленной пели необхо,1имо реиить следугщие задачи:

1.Развить теорию расчета и проектирования б ;: с о ко ч; i с т о а ■::;; х Т;П) в направлении исслздованяд впляикя ропктхяшх компонент конструкции на энергетические, электрические I! конструктороко-тохноло-глческке показатели качества.

2. Улучил?ь энергетические показатели качества за счет минл-мазэиии ДПМ, обусловлошшх злшшием хдалюс ипдуктнвпостек,

3. Обеспечить управление качеством функционирования для улучшение электрических показателен качества ТИП.

4. Разработать методики проектирования ТИН с максимально« удельно" мощностью и управляемым качеством фуикдаонарозаккя.

5. Создать макети и образгс; малогабаритных ТШ{ средне;; мся-псота с улутленшл.та показателя?.:;! качества и провести их опктн.ую апробация.

Методп исслсдордш'л;. Достоверность и обоснованность получение: в работе результатов обуеловле;п! пргс-нгиенлом математического аппарата, соответствующего решаем;;',I задачам: теории линенних л нелинейных пенен, теории систем автоматического регулирования, численных методов анализа, теории вероятностен и математической ста-ткстикп. Основние теоретические, положения работы ^тодтвормденн результатами! испытаний и внедрением макетов и опытных образцов ТИП.

Научная новизна диссертационной работы заключается в следующем:

I. Получила развитие теория расчета ¡1 проектирования высокочастотных ТЛИ в направлении исследования и снижения негативного влияния реактивных компонент конструкции на энергетические, электричо-

ские и конструкторско-технологкческие показатели, позволяющая решать комплекс задач от разработки и анализа новых математических моделей до создания новых методик проектирования ТЛИ с улучшенин-мк показателями качества.

2. Предложены новые метода управления качеством функционирования для улучшения электрических показателей и алгоритм проектирования ТПН с обоснованием выбора типа конструкции и степени децентрализации звена переменного токд по критерию максимума удельной мощности.

3. На основе полученных теоретических результатов созданы новые технические решения на уровне изобретении, используемые в макетах и опытных образцах ТПН с улучшенными показателями качества.

На защиту внносятся:

1. Основные положения получившей развитие теории расчета и проектирования ТПН, включающей разработанные математические модели, представляющие собой:

- аналитические выражения для исследования электромагнитных процессов, определения потерь мощности и оценки статической нестабильности выходного напряжения ТПН с учетом малых индуктивностей конструкции и инерционности полупроводниковых ключей;

- системы уравнений состояния силовой цепи ТПН, содержащих дискретные схемы замещения реактивных элементов, для упрощенного расчета переходных процессов и динамической нестабильности выходного напряжения стабилизированного ТПН;

- диаграгчу для прогнозирования устойчивости стабилизированного ТПН, имеющего выявленную 2 - образную входную характеристику с участком отрицательной обратной проводимости.

2. Результаты исследований разработанных математических моделей, обеспечившие возможность минимизации ЛШ.1 в ключевых элементах и снижение статической нестабильности выходного напряжения, обусловленных влиянием малых индуктивностей конструкции.

3. Методы управления качеством функционирования, позволяющие улучшить электрические показатели ТПН за с.чет регулирования эквивалентного внутреннего сопротивления и обеспечения требуемых динамических характеристик путем формирования сигнала управления на входе канала 00С.

4. Метод управления уровнем загрузки параллельно включаемых стабилизирующих модулей, реализуемый регулированием утла модуляции в качщом модуле пропорционально задаваемому току нагрузки.

5. Методики расчета и проектирования ТЛИ, результаты применения которых подтверждают улучсенке показате; -гдчествд. вира-

зишееся в повышении уровня миниатюризации (удельной мощности) и 1ШД ТШ!, а также в получении возможности выбора требуемого значения нестабильности выходного напряжения и обеспечения устойчивой работы стабилизированных ТПН.

Практическая ценность и реализация результатов работы.

Полученная в результате проведению: исследований новая информация о аншшш реактивных компонент конструкции на показатели качества высокочастотных TIBI позволила на этапе проектирования:

- выбирать тип конструкции, номинальную мощность силовых модулей п частоту преобразования по критерию максимума.удельной мощности;

- обеспечить повышение КПД ТПН мощностью 0,0...2 кВт на 10...18$ до 0,88 при выходном напряжении 27 В (до 0,75 при 5 В)

за счет обоснованного перехода к модульной конструкции и минимизации ДЛМ, обусловленных влиянием малых индуктивностей;

- определить предельные значения удельной мощности модульных ТПН с выходным напряжением 5...27 В, составляющие соответственно от 120...260 Вт/дм3 при использовании дискретной элементной ба:ш

до 250...400 Вт/дм3 при переходе на беокорпусние элементы и О'.й с повышенной планарностью.

Эксплуатационные возможности Ш1. спроектированных на основе полученных в работе результатов, расширены за счет:

~ сокращения числа типономиналов ТШ1 с различными уровнями номинально;! мощности, определяемыми количеством используемых силовых модулей;

~ обеспечения совместной работы в ТПН стабилизирующих мо,нулей одинаковой или различных номинальных мощностей с подключением их входных захпмов к общему или раздельным источникам питания;

- регулирования статической и выбора динамической нестабильное-тел выходного напряжения, что увеличивает число потенциальных потребителей ;

- применения разработанных устройств контроля и защиты, обеспе-чиваших требуемое качество функционирования ТПН в рекнмах холостого хода и токовых перегрузок;

- исключения автоколебательного режима стабилизированного ТПН путем рекомендованного выбора параметров элементов входного индуктивно-емкостного фильтра.

Диссертационная работа обобщает результаты НИ0КР, выполнявшихся в ГАЛЛ (ЛИАП) в рамках государствегашх программ с непосредственным участием автора в период с 1974 по I9S5 г.г, для

предприятий, специализирующихся в создании УРСС. По результатам этих Ш-ЮКР созданы макеты и образцы моноблочных и модульных ТИП с естественным отводом тепла, выполненные на отечественной дискретной элементной базе. Они имеют повышенный КПД до О,85...О,87 (выходное напряжение 27 В) или до 0,70...0,73 (выходное напряжение 3...5 В) и относительно высокую удельную мощность, превышающую в 2...8 раз этот же показатель у серийно выпускаемых промышленностью преобразователей напряжения и составляющую от 35 до 200...260 Вт/дг,13 в зависимости от уровня выходного напряжения. При использовании этих ТПН реализуется возможность выбора требуемых значений статической и динамической нестабнлыюстей выходного напряжения. Разработанные макеты и образцы'прошли испытания и внедрены на предприятиях радиотехнической промышленности и промышленности средств связи.

Результаты работы также внедрены в .учебный процесс ГМП. Разработанный о участием автора автоматизированный измерительно-вычислительный комплекс, выполненный на базе интерфейса КЛ.МАК и микроэвм и предназначенный для исследований и испытаний ТПК в статическом и динамическом режимах, используется при выполнении цикла лабооаторных работ. Материалы диссертации вошли в учебные курсы "Проектирование усилительно-преобразовательных устройств", "Приборы и техника эксперимента", "Системы электропитания летательных аппаратов", читаемые автором.

Апробация работы л публикации. Результаты работы обсуждались на симпозиумах, конференциях и семинарах, основными среди которых являются:

- Международные симпозиумы по электромагнитной совместимости ЭМС-93 и ЭМС-95 (г.Санкт-Петербург, 1993, 1995 г.г.),

- Всесоюзная НТК "Современные задачи преобразовательной техники" (г.Киев, 1975 г.),

- Всесоюзные НТК "Проблемы преобразовательной техники" (г.Киев, 1979, 1983 г.г., г.Чернигов, 1987, 1991 г.г.),

- Всесоюзная НТК "Математическое моделирование в энергетике" (г.Киев, 1990 г.), ,

- Всесоюзная НТК "Метода и средства неразрушающего контроля немагнитных и неэлектропроводных материалов и изделий" (г.Яремча,

1990 г.),

- П и Ш Всесоюзные НТО "Проблемы электромагнитной' совместимости силовых полупроводниковых преобразователей" (г.Таллинн, 1982,1986)

- 1У Всесоюзная НТК по средствам вторичного электропитания РЭА

(г.Ленинград, 1904 г.),

- Республиканские НТК"Моделирование и идентификация компонентов и узлов электронной техники"(г.Киев, 1982,1903,1934,1885 г.г.),

- Республиканский НТС"Проектированяе и исследование источников вторичного электропитания РЗА" (г.Киев, 1581 г.),

- Республиканская НТК, посвященная Дню Радио (г.Таллинн,1979^г.),

- Городская НТК в ПО им.С.П.Королева (г.Киев, 1931 г.),

- Отраслевые НТК (г.Ленинград, 1976,1977,1978 г.г.),

- 41 и 44 областные НТК по узловым проблемам радиотехники, электроники а связи (г.Ленинград, 1985,1539 г.г,).

- НТК профессорско-преподавательского состава ЛИЛП(1975-1935 гг).

По теме диссертации опубликованы £8 работ, в том числе: 30 статен и докладов, 25 авторских свидетельств и I патент на изобретения, 2 учебных пособия. Во ВНТ;Щ зарегистрированы 15 отчетов о ННОКР по вопросам разработки УБйП комплексов УГСС, выполненных по темо диссертации с непосредственным участием гьзтора за период с Г974 по 15Эб г.г.

Оохем и структура диссертации. Работа состоит и:» >*>»•> д-гшм, мести разделов, заключения и описка литературы. 0б::и:й объем диссертации составляет 328 стр., в том числе 231 стр. основного текста и 99 рисунков па 71 стр. Список литературы вк/шчает 153 наименования .

КРАТКОЕ СОДКРКЛШГЕ РАБОТЫ

В первом разделе рассматриваются осиотмне направления развития современных УБЭП и проводится сопоставительный анализ показателей качества ТЛИ сродней мсцнооти. Доказывается целесообразность построения высокочастотных ТЛИ на базе одно- и двухтактных транзисторных инверторов и випрянителей на полупроводниковых диодах и осуществлен»! стабилизации выходного напряжения за счет трансформаторной редукции и широтио-импульсной модуляции (1Ш"!1) напряжения в цепи переменного тока. Применяемая элементная база - серийно выпускаемые дискретные полупроводниковые ключи и малогабаритные электромагнитные элементы (ЗМЭ) с планарпой конструкцией.

Основным электрическим показателем, определяющим качество фукгшистшрованш стабилизированных ТИН, выбрана нестабильность выходного напряжения в статическом и динамическом ре.тамах. На нее непосредственно или косвенно влияют 8 групп выязлешшх факторов-параметров. Управление качеством функционирования ТПН реа-

лизуется регулированием или выбором требуемых значений электрических показателей, что расширяет эксплуатационные возможности Ш1 и класс потенциальных потребителей электроэнергии в комплексах УРСС. Одновременно необходимо повысить уровень миниатюризации ТШ1, основным критерием которой является удельная мощность Му •= Р2/V", где Р£ - мощность ТПН, V - габаритный объем конструкции. Повышение удельной мощности возможно за счет улучшения энергетических показателей качества - увеличения 1Щ при снижений потерь мощности. Проведен анализ составляющих потерь мощности в элементах ТПН и причин их появления. Особенно выделяется роль ДГО.1, определяемых частотой преобразования, инерционностью ключевых элементов и малыми пндуктквноотями цепей переменного и пульсирующего токов.

Для сравнения различных вариантов выполнения ТПН мо-тло применять обобщешшй показатель качества, представляющий собой интегральную характеристику

К = £(П,,Пг.....П„)^(П,.Пг,.. Д1п),

где §■(...) = I при условии нахождения i -го показателя в заданных пределах и &(.,,)= О - в противоположном'случае; f (...) - Функция качества; ["li. - единичный показатель качества, связанный с множеством параметров элементов. Дня упрощения сравнения вариантов целесообразно использовать принцип Парето, по которому предпочтение отдается предлагаемому решению с улучшенным единичным показателем качества при условии отсутствия ухудшения всех остальных показателей у сопоставляемых вариантов.

В .конце раздела формулируются цель работы и основные научно-технические задачи, решаемые в диссертации.

Второй раздел посвящен математическому моделированию и анализу электромагнитных процессов в цепях ТПН. На выбор вида математических моделей влияют длительность исследуемого интервала, идеализация элементов цепи и учитываемые нелинейности. По результатам анализа процессов оцениваются ДО и нестабильность выходного напряжения U2 ТПН- Статическая нестабильность зависит от диапазона изменения входного напряжошт U| , внутрешюго сопротивления ТПН, инерционности полупроводниковых ключей, малых индукти-вностей силовой цепи коммутации и коэффициента передачи К0с каната 00G. Коэффициент передачи Кос вместе с параметрами выходного сглаживающего фильтра и возможностями блока управления по диапазону регулирования утла модуллш-i определяют динамическую нестабильность ий.

Инерционность транзистора и диода в режиме "большого сигнала" определяется совокупностью динамических параметров - постоянных

врекзня ключа на соответствующих интервалах процесса ксмягтацаи. Для опонкя длительности процесса выключения диодного ключа к процессов вклучспия п выключения транзисторного ключа попользуется ссноокое уравнение метода заряда

d О/с! t - I -Q/T. (I)

Для расчета интервала одоокоЛ обратной проводимости tp выключаемого диода ¡¡з (I) с учетом граничных условий: Q = Qo пр;: t = О 'и (а - Осе г при (. = tp , получено вырауенке

G СО =Q0e j г ОЙ! tp-готс

где Со = Он = Iiip'tp- начальник зааяд, пакокзвть'Л з базе открытого диода при протскани:' пртмого тока 1ц,> ; :i Tg-fc - постоянные доездил расоаснвтк'Л (уля пнте овала t0 ) и отоечкл (дчя ян—

а * 1 г ~ 1

теркача отсечки обратного тока iore) диода; Lv - обратное лэеоб-ттолшяе Ла::лаоа; изображение то:;а диода n;::t гакпгшлй

ty( t); 1C.Q- амплитуда обратного vo:c\ диода. Оснок.гл ссоЗ-мксоть (I) состоят в учете остаточного заряда Goer. on?o;:^i:c:.:oiv> : г о — дням wsaraomi, а тага» постоянной здеизии \jc • ;-и:.j

спад обратного тока на интервала 1'отс . то

; 11 _ f i _ Т p-U-tpV^otc ' "

In [I ~ Lp) — Ics f В работе иенолъзуе,дся еноте:« относителыпкс • параметров, обозначаемых знаком (*), при этом в качество базотш величин >чп1раны: длл времен« и постоянных премзгы - Тр , дня тока - ток нагрузки If)", для напряжения - выходное- напгтхенпе [jo . для шияго-сти (потесь мочпости) - мощность иаг-рузки Рп . Трансцендентное уравнение с относительными параметрам::, полученное из (2) при экспоненциальном залипающем токо. формируемом транзистором, имеет вид ,

к И li_ Ли_. ! о -1 _ Q- t'M = 0 (3)

V-'^отс t-'^ \ L- tW ^ i

a iron линейно нараставшем токе, формируемом индуктивностью Lg , эквивалентной малым индуктивностям силовой цепи коммутации,

illk + Т* Ky_f L__tl_____= 0 U)

l-Пгс il(tt ЧГ Г i-^c I '

где К„ - коэффициент насинення транзистора; Тр, - постоявшая времени транзистора, характеризующая ого инерционность в активном регпме; 1нс - начальны;'! ток в конце интервала, определяемого перезарядом емкости перехода база-эмиттер и началом входа транзистора в насыщение при наличии Ls Ктр Uj/Us ~ коэффициент избыточности напряжения при коэффициенте трансформации Кгр

трансформатора: ^ = ^¿/Рн - постоятшая времени силовой цепи коммутации, определяемая Ц , приведенной к цел:: нагрузки с сопротивлением РчП.

Для определения корит: уравнения (3) или (4) используются численные методы решения. Особенность трансцендентных уравнений, решаемых относительно [р . состоит в учете параметров, характеризующих инерционность к ре~лм включения транзистора, малых инду-ктивностей, определяемых постоянной времени , и постоянных времени диода Тр к То к на интервалах и Ьогс ,пз которых состоит процесс его выключения.

Инерционность транзисторного ключа кроме Тп, характеризуется постоянно!*: времени накопления (рассасывания) носителей в режиме насыщения. Коллекторный ток транзистора в активном режиме нарастает (спадает) по экспоненциальному закону. Кроме того при включении транзистора имеет место задерт-ка, обусловленная перезарядом емкости перехода Саза-эмпттер, а при выключен;!:: - задержав до начала выхода из насыщения при запирающем базовом токе, обусловленная рассасыванием избыточных носителей.

Качество функционирования стабилизированного ТПН мокно оценивать по форме статической (СЗХ) и динамической (ДВХ) внешних характеристик. Идеальная форма СВХ (рис.1 а) и ДВХ (рпс.1 б) соответствуют отрезкам пунктирных прямых линий. На реальной СВХ выделяются 3 характерных участка: участок стабилизации 1-2, участок токовых перегрузок 2-3 и участок холостого хода 1-4.

В динамических режимах, как это следует из ДВХ, возникают опасные для потребителя перерегулирования выходного напряжения относительно его номинального значения и опасные для полупроводниковых ключей самого ТПН сверхнормативные броски вхо,оного тока и определяющего его тока дросселя выходного сглатывающего фильтра. Запуску ТПН соответствует кривая 0-1-2; сбросу нагрузи! (увеличению сопротивления ) - кривая 2-3-4 и набросу нагрузки - кривая 4-5-2.

При высокой частоте преобразования { жесткость СВХ и связавшая с ней статическая нестабильность выходного напряжения существенно зависят от инерционности транзисторных и диодных ключей и малых индуктпвностей силовой цепи коммутации. Малые индуктивности за счет ЭДС ^амопндуэдш, возникающей при нарастании коммутируемого тока, исключают транзистор ¡ги активный элемент из контура коммутации, переводя его в насыщенной состолние практически сразу поело начала процесса включек-л. После этого они задают линейно наргст.шц;;П тек еуклзчспщс-гося д;:о;т\, опяедзлк? амплитуду

обратного тока ICf и, как следствие, длительность интервала высокой обратной проводимости, вычисляемую из (4). Длительность импульсов напряжения на выходе .выпрямителя, определявшая уровень Ua ТЛИ, сокращается на величину интервала tp .С увеличением Ц и 1г влияние малых индуктивноетой усиливается и кесткость. CRT уменьшается. Так 1ши - 5 л относительной частоте преоб-разовагая f = tp f =0,1 жесткость CI3X снижается более, чем на . 30;^ и продолжает уменьшаться с ростом , что соответствует возрастанию эквивалентного внутреннего сопротивления ТЛИ. Достаточно существенно и ьлиянде инерционности транзисторного ктача на форму СВХ, которое мо:яет быть снижено форсированием его выключения. Для комменсашш указанных воздействий необходимо уменьшать

, расширять возможности блока управления и повышать Viо; , что моасет вызвать ухудшение динамических свойств ТЛИ.

Для оценки динамической нестабильности LJ?. силовая цепь ТЛИ рассматривается отдельно для «нтерйзла ta (транзистор инвертора открыт) и дня интервала t,x (транзистор инвертора ачщясг), в пределах какдого из которых она имеет свою эквивалснтнум с::с:.?,г замечешь Геакигаше элементы из ото:: схем:: авклглл'ли'с. Они заменяются резнстпзшл.к аналогами в гзде динамического сопротивления (проводимости), зависящего от длительности рассматриваемого интервала, и источниками напряжения (тою). Декретные схемы замещения (ЛТС) для дросселя (доя&'.^ческа? пвоводлмость, подключенная паталлельно источнику тока) и конденсатора (динамическое сопротивление, соединенное последовательно с источником папрчло-шм) вместе с другими элементаг.л образуют цепь постоянного тока, уравнения котооой составляются достаточно просто. В качестве интервала дискретизации выбирается мо:-:с<с?.".гута;нюнныи интервал, в 1шедзлах которого кривые тока и иапрязешэт аппроксимируется по-ллномамп, а их граничило значения образуют решетчатые функции на \\ - ом цикле (периоде) в виде [,[п] - для тока дросселя и ИДП]-для напряжения на конденсаторе выходного фильтра. При определении граничных значений попользуется известный метод припаеовыва-шщ, что позволяет получить уравнения в аналитическом виде для

11 -го периода и представить их в матричной форме, как это требуется' в методе усредненного пространства состоянии цепи,

У[а-чУ HYinl + ВХ[п], (5)

Uafnllj - решетчатая функция вектора состояния [\[п]\ цепи в начале П -го периода;

Y(n4] " пачальиое состояние вектора дая ( П + I) -го периода

где , т

Yin] =

или конечное состояние дчя п -го периода;

XlnJ H иВ

КтрЦ о

- вектор возмущающих воздействий;

матрицы коэффициентов, содержащие первичные параметры цепи, а также tg и t^.

Система (5) непосредственно применима для расчета временных зависимостей переменных состояния Y[nj и для решения ее не требуется определения корней характеристического уравнения. Заданное начальное значение вектора Y [01 определяет вид динамического режима к характер анализируемого переходного процесса.

Передаточная характеристика блока управления о каналом безынерционной 00С, связывающая угол модуляции 6 = l q- /Т ( Т -"период коммутации ключей) с величиной отклонения Ug от номинального значения, нел1шейна и может быть аппроксимирована. У аппроксимированной характеристики линейная часть (зона регулирования) ограничена (нелинейность типа "насыщение"). Ограничения определяются минимальным и максимальным 6ffîM$-i значениями утла модуляции, обусловленными возможностями блока управления. Проведенная аппроксимация позволяет определять значение угла модуляции, для каждого межкоммутацлонного интервала в виде решетчатой функции

Гб ШАХ при ujn']< U2nùn' tt[n+U = K&(U2N-ll2№ï) при Urnun^ u2ÏnléUanw,(6)

|ônlin при U2[n] > Uanux, где Ko - коэффициент передачи блока управления с каналом ООО; UamM 11 mv.П ~ граничные значения выходного напряжения, определяющие зону регулирования. Кз найденного значения угла модуляции рассчитываются tgii toi.-, используемые в матрицах коэффициентов в (5) для определения резистизных аналогов реактивных элементов.

Полученные математические модели в виде системы уравнений состояния выходного сглаживающего фильтра с дискретными схемами замещения реактивных элементов и выражения, описывающие изменение угла модуляции, позволяют оценивать динамическую нестабильность по величине перерегулирования из огибающей решетчатой функции для выходного напряжения ТПК в режимах запуска или сброса-наброса нагрузки. За счет применения этих моделей существенно сокращается подготовительный этап моделирования, а кроме того 0Ш1 обладают простотой, наглядностью к удовлетворительной точностью.

В третьем разделе выполняется анализ потерь мощности, обусловленных влиянием параметров элементов и малыми индуктивное тями, для последующего улучшения энергетических показателей качества. Исследуется влияние на ДШ.! инерционных свойств транзисторных и диодных ключей, режимов управления транзисторами по базе, индуктивности дросселя выходного фильтра п малых индуктивноетеп в цепях управления Lq ¡' в силовой цепи коммутации L<j. Для какдого случая приводятся выражения дня тока и напряжения на ключе, длительности рассматриваемого интервала коглтутацин и соответствующих ему /¡Л?.', а талере динамические вольт-амперль'з характеристик! (ДХ), отражающие траекторию рабочей точки глюча в координатах тока и напряжения. Все полученные выражения сгрутшчрованы в таблицы и -содержат только относительные параметры.

Наиболее значимей являются составляющие ДГ.! Ртр (на интервале tp ) и Рг0 (на интервале tfiTC^ 3 транзисторах инвертера,Формирующих запирал:;::" тот: диодов выпрямителя на интервале t о , длительность которого рассчитывается :«.з (3). Татя уст:«но-<л«на, что значение составляющей р мсг.ст быть яояоосакико близ::::.-.'. с РТ1> яри использован:::; диодов с различиями ooovx:-ткл;.^!.!»: 'ip и ■X отс. "алце i:;pQ'!:?::i4!oo?!i Lg з пенях ук^авлен иг т.заизкс-гораси, характеризуемые постоянно:! времени f ь , ¡¡оцсссгот форму кривой базового тока, засяпгусззс процесс коммутации диодов г. ухе.тачивйит составляющую ЯГ! - р-ГР (рис.2 а).

Г.злыэ индуктивности ъ сило''.ой цепи коммутации при ссотяощеннц

> Ку'С> / К и 1)

гакштапуп* нак-пзнко транзистора во агеуя выключения дпела .и формируют ого запиаа.л;пй тек на интервале to . д'л-^х-ьяоеть которого определяется из (4) и кожот быть больно о»м ка порядок лостслн-кои времени Т'и, характеризующей инерционность диодч на i аосгаатрп-ваомом интервале. При ото:.: РГ|. и Р-п слакомя тол пренобращимо малыми, но увели',и гнил оя составляющие о дно,'.'.х на интервале отсечки обра'; кого 'ГОКа ,

и в транзисторах на интервале отсечки коллекторного то""а

Р0> К, f% (t-Kp tn '

. где Kp - коэффициент рассасывания транзистора, 1 ¡{^ 2 при лучевой схеме гд'прямпт.еля и Кса= I при мостовой ила одяотактнол схемах; = Kytp/tu - относительное значение тока в Ls в конце интервала tp . ДИМ из (8)-, (Э) прч выполнении (7) обуслов-

лены рассеянием энергии, запасаемой малыми индуктивноетяш. и растут при увеличении L<; и уменьшении с коэффициентом пропорциональности относительно Us

KPL = i Hj[l + K2Cti(ru"l)2] (Ю)

при 1ИС = 0. Влияние емкости эмиттепного перехода проявляется в постепенном нарастании ЭДС самоиндукции на Li и переходе транзистора в насыщение при токе коллектора, равном 1нс . При этом запирающий ток диода представляется как суперпозиция постоянного и линейно нарастающего токов, что учитывается в (4).

Минимизация суммарных ДГСЛ РгТ в ключевых элементах возможна путем уменьшения t^ до величины, близкой к Тр и Tjs с обеспечением насыщения транзисторов во врет выключения диодов и форсированием процесса отсечки коллекторного тока за счет увеличения Кр (рис.26). На рис.2 б направления увеличения коэффициентов насыщения К и и рассасывания Ко , характеризующих режимы управления и (порсирование процессов включения и выключения транзисторных ключей, показаны стрелками. Причем для коэффициента рассасывания показан близкий к предельному случай с Кр ^ 10. Величина ДПМ, обусловленных только наличием малых индуктивноетей, может превышать 30% от Р^ при f*^ 0,1 и 5. Важно заметить, что с увеличением наиболее существенно возрастают ЛПК в транзисторах из (9) и составляют более 90$ всех ДШЛ. При этом не представляется возможным получить КПД более 0,75 только из-за ДШЛ, обусловленных влиянием малых индуктивностей. В то же время КПД, приближающийся к 0,9, можно обеспечить при 6 1 и f -¿-0,05. Это достигается построением с;лового блока ТПН из нескольких параллельно работающих каналов преобразования электроэнергии (децентрализацией! звена переменного тока) и переходом к модульной структуре устройства.

От индуктивности lvfl подводящих шин зависит режим работы конденсатора входного емкостного фильтра, который характеризуется уровнем пульсаций напряжения и величиной потерь мощности в нем. Потери мощности в конденсаторе емкостью С учитываются введением в его последовательную схему замещения эквивалентного сопротивления потерь I* . Процессы перезаряда конденсатора входного фильтра с учетом 1>п описываются дифференциальным уравнением второго порядка, результат решения которого представляет собой сложное выражение, мало пригодное по этой причине для анализа потерь мощности. В работе предлагается упрощенный вариант расчета потерь мощности, применимый в случае, если период собственных колебаний входной.цепи ТПН Т^ ^ , что соответствует нера-

венству

(гЭМС)2. (п)

В этом случае пульсации напряжения на конденсаторе входного фильтра, представляющие собой отрезки синусоидальной кривой, имеют форму близкую к треугольной с максимальным размахом пци В = = 0,5. С увеличением или С размах пульсаций уменьшается, приближаясь к предельному значению

ист1и=0(25 КТР1г/СЬ (12)

Для опенки потерь мощности в конденсаторе с учетом среднего значения тока перезаряда в пределах интервала коммутации при вы- ' полпенни (II) получено выражение

.. ' 2 Р* =0,251-^14(^0У (ГЗ)

где Г*=ГКтр/Кц - относительное оквпватеитное сопротивление потерь, приведенное к цепи нагрузки. Потери в конденсаторе при наличии и при Г ^0,1 Ом могут достигать 1СК..15;'5 от суммарных потерь в элементах ТШ1,- имеющем КПД окаю 0,9. Разработана методика выбора емкости конденсатора с обеспечением требуемого температурного ре.хима. Следует отметить, что потери модности в конденсаторе входного фальтт имеют экстре!,■альнуп зависимость о? угла молуляшт в соответствии с (13). Оли могут быть еппмопы, если выполняется (И), за счет выбора типа конденсатора, соладапдего малш Г , без уменьшения [1ст!11 или путем уголичонгл С с одновременным сниггсением ист'т из (12). Применение входного дросселя с индуктивное тыэ больше:! чем 1<п-. иалооф£екта»по для уменьшения потерь модности.

В разделе приведены значения постоянных времени некоторых типов модных высокочастотных диодов и транзисторов, полученные по разработанным методикам, учитывавшим реальную фор;,г/ испнтательно-го сигнала, а татаз указаны типы конденсаторов, наиболее перспективных для применения в 'ГШ!. Результаты эксперимента.'!?'ных исследований подтверждают существенную значимость малых индуктивнос-тей для процессов коммутации ключей и ДГ*. Б частности, показано, что длительность интервала выключения диода может быть сокращена в 5...10 раз за счет уменьшения Т\, на этом интервале. 3 работе предложены новые схемотехнические решения силового блока, позео-лящие минимизировать ДПМ в ключевых элементах ТПН.

В четвертом Разделе рассматриваются предложеши-га метода управления качеством функционирования, позволяющие улучшать электрические показатели ТПН, При реализации этих методов возмояно обеспечение требуемых значений нестабильности выходного 'напвяке-иия ТГП1, работающего в статическом или динамическом рекнмах без

нарушений условий ого устойчивости (при отсутствии автоколебаний). Уменьшить статическую нестабильность выходного напряжения по току нагрузки, компенсируя негативное влияние на нее малых индуктивно-стей конструкции и инерционности ключевых элементов. можно путем управления величиной эквивалентного внутреннего сопротивления ТПН, у которого СВХ имеет изменяемую крутизну на участке стабилизации Ул. Формирование восходящей СВХ у ТПН с разомкнутой 00С позволяет снизить требования к выбору Кдс ПРИ замыкании 00С и получить при этом СВХ близкую к абсолютно жесткой.

Такой эффект достигнут в однотактннх ТПН, содержащих транзисторный ключ о пропорциональным токовым управлением. При анализе математических моделей процессов в цепи управления ключа выявлен действенный фактор (введенная дополнительная составляющая базового тока), обеспечивающий линейный характер нарастания U^ при увеличении . Также разработана методика синтеза цепи управления транзисторным ключом для построения ТПН, у которых снижение статической нестабильности выходного напряжения достигается без увеличения Кос. .

Предложены два метода управления качеством функционирования, при реализации которых возможно регулировгние внутреннего сопротивления ТПН с замкнутой 00С. В первом методе входной сигнал канала ООО формируется с учетом изменения пульсирующей составляющей Ö2 от тока нагрузки. Уровень этого сигнала выбирается равным мгновенному значению U2 . фиксируемому в одной точке интервала tß- с возможностью регулирования времени до момента фиксации. При этом крутизна восходящей или падающей СВХ изменяется в пределах (относительно узких) пульсирующей составляющей.

Второй предлагаемый метод управления обладает более широкими возможностями. При его реализации входной сигнал канала 00С формируется с использованием напряжения [Jj = Kj I9 , определяемого током нагрузки и получаемого с помощью токового канала. Причем от этого напряжения Uy зависят опорное напряжение Uon (коэффициент влияния К^ ) и напряжение, пропорциональное Ug. (коэффициент влияния Kg), разность которых подается на вход канала ООС. В результате зависимость Ug от тока нагрузки принимает вид

U? = U2/U2(r i-I2 [krh-KtiJi-k,/^)], (14) где 12= 12/1гк ; Rßn/RvM ~ относительное внутреннее

сопротивление стабилизированного ТИН; R^tl- сопротивление нагрузки в номинальном режиме iK^-j^1--относительный коэффициент передачи токового канала. HN

Из (14) видно, что при К,= Kg токовый канал не влияет на Uj , при может бкть получена восходящая СВХ, а при

Ki?" Ко - падающая. Крутизна СВХ регулируется в широких пределах при положительных-и отрицательных значениях эквивалентного внутреннего сопротивления ТПН. Суммарная статическая нестабильность определяется не только и влиянием малых индуктпвностей и инерционностью ключей, что учитывается Kj , но и дополнительным действием токового канала, а тленно:

кп=- Ki + (15)

Выражение (15) подтверждает возможность получения абсолютно жесткой СВХ с Kjj- = 0 без увеличения Кос • входящего в Kj , или снижения требуемого значения Кдс при сохранении неизменности |<j£ .

Качество функционирования предполагает отсутствие автоколебаний (нарушений устойчивой работы) у стабилизированного ТПН, который питается от источника напряжения Un с внутрешшм сопротивлением R0 и Г-образным фильтром, состоящим из дросселя I, и конденсатора С . Напряжение Uj на выходе фильтра является входным напряжением ТПН. С его увеличением среднее значенио входного тока = KTp8Ig снижается, поскольку блок управления уменьшает угол модуляции, стабилизируя U2 ■ а амплитуда тока Im = Ктр1о остается постоянной. Возможности блока управления по регулированию угла модуляции ограничены önila и ^щах' • По этим причинам входная вольт-амперная характеристика (ВАХ) стабилизированного ТПН имеет 2 -образную форму (рис.З.а, кривая I). На ВАХ имеется участок стабилизации о отрицательной проводимое- • тью (| , определяемой как тангенс угла наклона в рабочей точке. На двух других участках стабилизация U2 отсутствует при неизменном угле модуляции, равном одному из граничных значений.

В цепях , содержащих нелинейный элемент с аналогичной ВАХ, возможно возникновение автоколебаний. Первая причина их возникновения - многозначность ВАХ. Ее можно исключить, если нагрузочная прямая (рис.З.а, прямая 2) источника питания будет пересекать ВАХ только в одной точке, что соответствует неравекотву:

R0g с 1. <16>

По результатам анализа' нелинейной цепи-с отрицательной проводимостью в режиме "малого сигнала" получега характеристическое уравнение с двумя корнями и выражение для комплексной проводимости, с учетом свойств которых построена диаграмма устойчивости (рис.361 IIa диаграмме прямой I соответствует граничное значение неравенства (16). Второе условие- в виде неравенства

R0C/L>9 (iv)

отранает границу возникновения затухающих синусоидальных колебаний при F=VfC,/l>/^ (кривая 3). Заштрихованные области А и В между прямой I и кривой 3 соответствуют устойчивому функционированию ТПН. Кривая 2 внутри этой области отражает третье условие

R0> 2/УсД — QL/C, (18)

определяющее границу раздела затухающих апериодического (область А) и колебательного (область В) режимов.

Диаграмма устойчивости и выражения (16,17,18) позволяют на этапе проектирования прогнозировать качество функционирования и выбирать соотношения параметров входного фильтра дгл обеспечения устойчивости работа ТПН. Из-за наличия Ro значение напряжения на -выходе фильтра с увеличением тока нагрузки может оказаться ниже допустимого уровня Uimin и тогда процесс стабилизации прекращается при исправном блоке управления с канатом 00С. Такой режим исключается при соблюдении баланса мощностей

0 , Рпн-Pro,

где р = Kmмощность, потребляемая ТПН от источника,

И ШАХ-"-¿^ ПИ и п 1-л Р п!> г2

тлеющего нижнее значение напряжения иПц; rR0 = R0 Kfp сГтлх lo ~ мощность, теряемая на внутреннем сопротивлении источника; -КПД ТПН.

Наличие устойчивого и автоколебательного режимов работы подтверждается результатами расчетов, выполненных при использовании математических моделей на базе ДТС, причем сам ТПН заменяется источником тока. Установлено, что при возникновении автоколебаний величина перерегулирования выходного напряжения мо".ет достигать 50% от номинального значения U2N nPJI Ii5-кратных выбросах входного тока (тока дросселя фильтра).

Управление динамической нестабильностью выходного напряжения предполагает уменьшение перерегулирования О 1Х>, имеющего место при запуске ТПН или при сбросе-набросе нагрузки. Для получения такой возможности проведен частотный анализ ТПН в режиме "малого сигнала" (влияние импульсного звена пренебрелсимо мало) как линейной САР о применением логарифмических амплитудной и фазовой f(ü)) частотных характеристик (ЛАХ к ЛФХ) при разомкнутой 00G (рис.4). При использовании безынерционной 00С (кривые I на рис.4) ЛАХ имеет излом, связанный с наличием выходного фильтра второго порядка. Малый запас по фазе Д^ , характеризующий колебательность системы, предопределяет значительную динамическую нестабильность, достигающую 50%.

Для улучшения качества функционирования ТПН в динамических

режимах предложен метод управления, основанный на формировании входного сигнала канала 00С с учетом []г 11 напряжена на дросселе выходного фильтра и направленный на получение требуемой кри-В011 переходного процесса и ДЗХ. При реализации метода синтезируется система с желаемой ЛМХ (рис.4, кривые 2) за счет перехода к инерциошюй 00С с интегро-дшйферешипующил звеном, что обеспечило

снижение величины перерегулирования выходного напряжения (5Ч12 вплоть до получения апериодического процесса за счет меньшего коэффициента передачи системы в области средних частот;

уменьшение колебательности и увеличение устойчивости системы путем обеспечения ббльшего запаса по фазе Д Фд ;

повышение стабильности выходного напряжения в статическом режиме, обусловленное возрастанием коэффициента передачи системы в области низких частот.

Математические модели элементов инерционной ООО и силовой цепи, построенные с использованием ДТС, позволили получить решетчатые функции, соответствующие углу модуляции и выходному напряжению, и оценить динамическую нестабильность. Характеристики переходных процессов в ТПН с такой СОС оказываются существенно лучше, чем при безынерционной ООО. Подтверждается возможность получения ДВХ с формой, близкой к идеальной. По результатам анализа найдены области значений постоянных времени интегро-диф-ференцирующего звена, при выборе которых обеспечивается наименьшая динамическая нестабильность, не превышающая 10...15% при любом динамическом режиме, причем при сбросе-набросе нагрузки ток изменялся в 3 раза. Кроме того возможно получение апериодического нарастания выходного напряжения ТПН при запуске. Важно отметить, что применение этой ООО расширяет диапазон регулирования угла модуляшш блоком управления и обеспечивает возможность получения повышенного коэффициента стабилизации, достигающего 400...500. В разделе формулируются рекомендации по синтезу параметров элементов инерционной ООО.

В пятом разделе решаются задачи проектирования модульных ТПН с улучшенными показателями качества. Переход к модульным ТПН дает возможность сокращения требуемого числа типономиналов (типажей) и создает основу для решения задачи унификации таких устройств. Модульные ТПН целесообразно строить по иерархическому принципу с обеспечением всех видов совместимости - электрической, информационной, конструктивно-технологической и эксплуата-

1 тонной. Разработанный алгоритм проектирования модульных 1111! позволяет обоснованно выбирать тип (моноблочный или модульный) конструкции ТПН с определением рацпоналышх загрузок элементов (модуле ¡5 нулевого уровня), выходную модность силового модуля (модулей первого уровня) и частоту преобразования по критерию максимума удельной мощности силового модуля Мум-

Переход от моноблочной к модульной структуре путем создания ряда параллельно работающих каналов преобразования электроэнергии - децентрализации звена переменного тока - обеспечивает уменьшение величины индуктивности монтажа за счет меньших размеров теплоотводящей конструкции и сокращения количества ключевых элементов в сборках в каждом отдельном канале. Такой канат конструктивно оформляется в виде силового модуля первого уровня. содержащего инвертор, выпрямитель, входной и выходной фильтры. Степень децентрализации определяется выбранным числом оптовых модулей при заданной номинальной модности всего модульного Т1Ш. При о том ток нагрузки отдельного силового модуля спивается в [\|м (число модулей) раз, что эквивалентно увеличению сопротивления его нагрузи! с уменьшением и позволяет минимизировать величину ДГ.1 (рпо.2 б).

Б результате решения задачи по определению требуемой степени децентрализации звена переменного тока ТИП, имеющего коистру-. ■ кцпю, рассчитанную на естественный способ отвода тепла, ¡1 выполненного на дискретных полупроводниковых элементах и иланарних ЭГ.1Э, определена максимальная величина удельной мощности силового мо,дуля, которая составляет 260 Вт/дм3 при 1!? = 27 В (рис. о а, ■ зависимость I от N м ) шш 140 Вт/да3 при = 5 В и момет бить увеличена до 400 Вт/да3 или 250 Вт/дм3 (при тех ;-.;е уровнях соответственно) за счет применения бескор1гус!Г'х полупроводниковых элементов и ЭМЭ с повышенной шикарность». Кроме того выявлены области значений частоты преобразования от 40 до 120 кГц (рис.5 а, зависимость 3 от { ) и значений номинальной мощности (тока_нагрузки) силовых модулей, составляющих от 50...75 Вт при \]2 = 5 В до 120...160 Вт при и2= 27 В (рис.5 б). Ь пределах указанных областей находится близкая к максимальной удельная мощность модулей. Заштрихованные области на рис.5 б рекомендуется использовать в качестве границы дая выбора типа конструкции ТПН: моноблочной при меньшей и модульной - при большей номинальной мощности всего устройства.

За счет обоснованного перехода от моноблочной конструкции к

- 21 -

модульной у ТИН мощностью 0,8...2 кВт получено

увеличение 1ШЛ на ГО... 18^ до 0,83 (у модуля до 0,9) при [¡^ = 27 В и до 0,75 (у модуля до 0,76) при Ug = 5 В, связанное со снижением суммарных потерь мощности более чем в 2,5 раза и ДИМ, обусловленных влиянием малых нндуктивност°й, - в 4...5 и более раз;

более чем двухкратное возрастание удельной мощности My всего устройства до 200 Вт/дм3(рис.5 а, зависимость 2 от NM ) при U;> = = 27 В (до 80...90 Вт/дм3 при U<> = 5 В) с возможностью ее дальнейшего повышения до 300 Вт/дм3 (до Í50 Вт/да3) при тех же уровнях выходного напряжения.

Удельная мощность Mv модульного ТПН несколько ниже, чем у отдельного модуля из-за наличия промежутков между модулями, не-•обходашх для отвода тепла и прохождения воздушных потоков.

Построенные диаграммы распределения потерь мощности по элементам моноблочного и модульного ТПН отражают значимость ДПМ, обусловленных влиянием малых индуктивностей, и их существенное уменьшение (в транзисторах - почти на порядок) при переходе к модульной конструкции. Сопоставляются соотношения габаритных объемов элементов и теплоотводчщего корпуса, подтверждающие целесообразность перехода на бескорпусные элементы, дальнейшего снижения потерь мощности и увеличения планарности ЭМЭ. Приводится методика расчета потерь мощности с учетом ДПМ, определяемых влиянием малых индуктивностей и инерционностью ключевых элементов. Методика имеет удовлетворительную точность (погрешность не превышает 101!). В ней используются специально разработанные но-' мограммы, позволяющие упрощенно определять длительность интервала i ¡> и рационально выбирать режимы включения транзисторных ключей при наличии Ls.

Друга! важная задача проектирования модульных ТПН заключается в сохранении полученных повышенных удельных показателей

отдельных силовых модулей при объединешш в единое устройство и

i

суммировании их мощностей на постоянном токе. Рассматриваются два варианта суммирования мощностей за счет параллельного соединения силовых модулей. В первом варианте используется общий для всех модулей блок управления с каналом 00С без уравнительных устройств. При этом имеет место относительно большой разброс выходных токов модулей, достигающий I07S с перегрузкой по мощности до 20^. Во втором варианте в каждом модуле применяются свой блок управления с каналом 00С и введенный токовый канал, что позволило контролировать и одновременно снижать до I...2ÍÍ величину разброса токов.

Во втором варианте 'каждый модуль первого уровня представляет собой моноблочный стабилизированный ТГШ, номинальная мощность которого выбирается в соответствии с данными рис.5 б. Модуль применяется автономно или шесте с другими модулями, имеющими одинаковую или различные значения номинальной мощности и подключаемыми своими входными зажимами к общему или раздельным источникам питания. Регулирование крутизны падающей или восходящей СВХ отдельного модуля сохраняется и у всего модульного ТГШ. Всё это расширяет эксплуатационные возможности тагах ТГШ и создает основу для решения задачи их унификации. Эффективность предложешюго метода управления уровнем загрузки модулей за счет автоматического выбора угла модуляции в каждом модуле подтверждается результатами проведенных исследований.

Установлено, что даже при значительных по величине допусках на параметры элементов силового блока (ло 50%) и источников опорного напряжения (до 10,2) разброс токов у параллельно соединенных модулей составляет менее 1%. В наибольшей мере на распределение токов влияют допуски на параметры элементов токового канала и особенно наличие различного характера (падающего или восходящего) СВХ у модулей, определяемого предварительной регулировкой.

В шестом разделе анализируются основные результаты экспериментальных исследований и приводится описание макетов и опытных образцов ТПН и аппаратуры для испытания таких устройств в различных режимах. Исследование, разработка и'испытания ТГШ проводились в рамках НИОКР в ГЛАП (ЛИАП) при непосредственном участии автора диссертации в период о 1974 по 1995 г.г. За этот период выполнено более 10 разработок различных ТЛИ, питоадася от сортовой сети постоянного тока напряжением 27 В и от промышленной сети переменного тока напряжением 220 В. Все разработанные ТПН рассчитаны на естественный способ отвода тема и серийно выпускаемые дискретные полупроводниковые элементы с возможным переходом на бескорпусную элементную базу, прошли испытания и внедрены на предприятиях радиотехнической промышленности и промышленности средств связи.

Бортовой стабилизированный ТПН с моноблочной (пластинчатой) конструкцией при Us = 27 В ± 1%, Р2 = 810 Вт п f = 40 кГц имеет объем 6,5 дм3 при КПД около 0,72 и удельной мощности 125 Вт/дал3. С переходом к модульной конструкции в виде 6 силовых модулей мощностью по 135 Вт объем ТПН уменьшился до 4 да3, а КПД и удельная мощность увеличились до 0,85 и 200 Ет/дм3 соот-

иетственно. При этом КПД отдельного силового модуля достиг 0,87...0,09. Модули включены параллельно без выравнивающих устройств и разброс токов между ними составил.до IG'1.

Несколько Kiuse значения удельной мощности, достигающие 80...100 Вт/дм3, у разработанных бортовых стабилизированных 7ТШ с U2 = 5 В, 9 В, 12 В, 15' В, 27 В, f = 120 кГц при КПД от 0,7ü до 0,85 и мощности нагрузки до 20 Вт. Снижение Му/ обусловлено меньшей номинальной мощностью и применением унифицированных корпусов, имеющих избыточные габариты. Эти ТПН могут включаться параллельно и при этом максимальный разброс их токов составил до 2,7,1, что выявлено в результате испытаний.Экспериментально подтверждено снижение нестабильности выходного напряжения до 0,05','з, а динамическая нестабильность не превыпала 3!» при запуске и 5% при сбросе-набросе нагрузки (ток нагрузи: изменялся вдвое).

Модульные стабилизированные ТПН с бестрансформаторныгл входом, питающиеся от промышленной сети переменного тока, при U2 = = 3 3± Й, Р2 = 450 Вт и f = 40 кГц имеют КПД до 0,70 и Му = = 32 Вт/дм3, а .при U2 = 5 3 ± 1%, Р2 = 375 Вт и f ^ 40 кГц КПД составляет 0,72...0?3, а Mv = 54 Вт/дм3. ТПН снабжены устройствами контроля и защиты. Модульный ТПН, содержащий два параллельно соединенных модуля в виде стабилизированных ТПН, имеет КПД около 0,85 и Mv = 82 Вт/да3 прл Р2 = 270 Вт, U2 = = 27 В ± 1% и f = 50 кГц. Разброс токов между модулями не превышает 2%. У такого ТПН регулируется крутизна восходящей и падающей СВХ и он снабжен устройством контроля и защиты. Срав- ■ нительно низкая величина удельной мощности указанных ТПН с бестрансформаторным входом связана с применением унифицированных корпусов и недостаточно высоким уровнем конструкторской проработки.

Таким образом, разработанные образцы ТПН по сравнению с серийно выпускаемыми преобразователями напряжения имеют увеличенный КПД, достигающий 0,85, повышенную з 2...8 раз удельную мощность, составляющую 35...200 Вт/да3 в зависимости от уровня выходного напряжения, пониженные до 0,02...О,05$ статическую и до 105? динамическую нестабильности и регулируемое в пределах - 20Т$ эквивалентное внутреннее сопротивление (крутизна СВХ).

Для сбора, обработки, хранения информации в процессе испытан.".;: стабилизированных ТПН с разомкнутой и замкнутой ОСС разработан и запущен в эксплуатацию автоматизированный измерительно-вычислительный комплекс (АПК). Он построен на базе стандарт-

ного измерительного интерфейса КЛМАК с использованием микроЭВ". С помощью ЛИК испытывались ТПН в статическом режиме (получение СВХ, регулировочной характеристики, характеристики стабилизации при изменении входного напряжения к др.) и в динамических режимах - запуск, изменение опорного напряжения, сброс-наброс нагрузки. ЛИК внедрен в учебный процесс ГАЛП.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

На основании проведенных в работе теоретических исследований, подтвержденных испытаниями л внедрением макетов и опцт;и;х образцов, решена ваглая проблема повышения уровня качества ТПН за счет улучшения энергетических, электрических г. кснструкторско-технологических показателей. В итоге достигнуты следующие основные научные а практические результаты.

1. Получила развитие теория расчета и проектирования высокочастотных ТПН на основе разработанных математических моделей!, включающая:

аналитические выражения для исследования электромагнитных процессов в цепи ТПН и определения потерь мощности с учетом параметров элементов, режимов управления транзисторами и малых индуктивностей конструкции;

системы уравнений состояния силовой цепи, содержащих дискретные схемы замещения реактивных элементов, для расчета переходных процессов и динамической нестабильности выходного напряжения с учетом нелинейности передаточной характеристики блока управления и инерционности качала СОС;

аналитические выражения для оценки статической нестабильности выходного напряжения по току нагрузки, преобладающее влияние на которую оказывают выявленные составляющие напряжения, зависящие от инерционности полупроводниковых кличей и малых индуктивностей конструкции;

диаграмму для прогнозирования устойчивости стабилизированного ТПН, имеющего нелинейную входную характеристику с участком отрицательно:'! проводимости и снабженного входным индуктивно-емкостным фильтром.

2. Исследования, проведенные в направлении улучшения энергетических и конструкторско-технологических показателей качества ТПН, позволили

оценить негативное влияние малых индуктивностей на КПД ТИН к определить условия, при выполнении которых и одновременном снижении постоянной времени силовой цепи коммутации обеспечивается

минимальный уровень Д1М в ключевых элементах;

обоснованно выбрать степень децентрализации звена переменного тока по критерию максимума удельной мощности, реализуемой переходом к модульной конструкции, что дало возможность улучшить показатели качества ТПН мощностью 0,8...2 кВт, а именно:

- увеличить КПД на 10...х8% до 0,88 при уменьшении суммарных потерь мощности в 2,5 раза, а ДД' - в 4,..5 раз;

- повысить удельную мощность почти в 2 раза до 200 Вт/дм3;

- сократить длительность интервала выключения диодов выпрямителя в 5...8 раз и снизить статическую нестабильность выходного напряжения;

определить для силовых модулей ТПН область значении номинальной мощности, составляющих от 50...75 Вт при выходном напряжении 5 В и КПД до 0,76 и до 120...160 Вт при выходном напряжении 27 В и КПД до 0,83...О,90, в пределах которых сохраняется близкая к максимальной удельная мощность модуля от 120 до 260 Вт/да3 (предельный уровень от 250 до 400 Вт/дмэ) при указанных уровнях выходного напряжения.

3. Для решения задачи улучшения электрических показателей

ТПН

предложены методы управления качеством функционирования, реализация которых дает возможность регулирования эквивалентного внутреннего сопротивления ТИП (крутизны CDX) и синения статической нестабильности выходного напряжения без увеличения коэффициента передачи канала 00С;

разработан принцип построения канала ООО, позволивший снизить динамическую нестабильность выходного напряжения и получить апериодический процесс запуска ТПН о одновременным повышением коэффициента стабильности в статическом режиме;

разработана диаграмма устойчивости, вместе с аналитическими выражениями отражающая соотношения параметров входной цепи стабилизированного ТЛИ, питающегося от источника ограниченной мощности с выходным индуктивно-емкостным фильтром, при выполнении которых создаются условия обеспечения режима стабилизации, исключения автоколебаний и повышения запаса устойчивости.

4. Управление уровнем загрузки параллельно работающих стабилизирующих модулей, образующих ТПН, осуществляется автоматическим регулированием угла модуляции в каждом модуле с помощью токового канала, что расширяет эксплуатационные возможности ТПН за счет регулирования крутизну СВХ и обеспечения совместной работы

- 26 -

модулей одинаковой или различных мощностей.с подключением их входных зажимов к общему или раздельным источникам питания.

5. Для проектирования 'ГПН с улучшенными показателями качества разработаны

методика расчета потерь мощности, в которой учтены составляющие потерь, зависящие от малых индуктивностей;

алгоритм проектирования модульных ТПН, позволивший по критерию максимума удельной мощности выбрать тип конструкции, диапазон рекомендуемых значений частоты преобразования и величину номинального тока нагрузка силового модуля при заданном уровне выходного напряжения;

методики и рекомендации по синтезу параметров канала ООО и цепей управления для получения требуемых значений статической и динамической нестабильностей выходного напряжения;

методика обеспечения требуемого теплового режима конденсатора входного фильтра с учетом влияния индуктивности подводящих ыин.

6. На основе разработанных методик проектирования, рекомендаций по синтезу и предложенных техлических решений, выполненных на уровне изобретений, созданы макеты и опытные образцы моноблочных и модульных ТПН, прошедшие испытания и внедренные на предприятиях радиотехнической промышленности и промышленности средств связи, По сравнению с серийно выпускаемыми преобразователям;; напряжения созданные ТПН с частотой преобразования 40...120 кГц имеют

увеличенный КПД, достигающий 0,85 и 0,70...0,73 при выходном напряжении 27 В и 3...5 В соответственно;

повышенную в 2...8 раз удельную мощность, достигающую 35...200 Вт/да3 в зависимости'от уровня выходного напряжения;

пониженные до 0,02...0,05$ статическую и до 10',I динамическую нестабильности выходного напряжения и регулируемые и пределах - 20/о крутизну СВХ и эквивалентное внутреннее сопротивление.

Для исследования и испытаний ТПН в статическом и динамическом режимах создан автоматизированный измерительно-вычислительный комплекс на базе стандартного измерительного интеррейса КАНАК с микроЭВМ, применение которого позволяет снизить трудоемкость испытаний и повысить достоверность получаемых результатов. Комплекс внедрен в учебный процесс ГААП.

Hi!

а)

fvf

1

II

hu о L

Kir 2

5_h

XZH М2П puc1

4

*

и

Kf to

2ftSi йо8

0.5.

Л >4

lp-1

'б)

Ш

£ ¡A tí^

тя

Рис.5

аь 12û кГц

т Ь]

Рис.4

V

2

3

ПУБЛИКАЦИИ.

1. Мощный малогабаритный транзисторный конвертор /Авдеев В.В., Иосифе В.Б., Пакздов А.П., Худяков В.Ф.//Современные задачи преобразовательной техники /ИЭД АН УССР. - Киев, 1975. - Вып.4, -

- С.368-373.

2. Худяков В.Ф. Влияние индуктивности рассеяния промежуточного трансформатора на величину потерь мощности в полупроводниковом конверторе //Конструктивно-технологические проблемы миниатюризации РЭА: Межвуз.сб. /ЛЭТИ. - Л.,1977. - Вып.114. - С.79-82.

3. Худяков В.Ф., Левин А.М. Минимизация потерь мощности в полупроводниковом конверторе при помощи полного факторного эксперимента //Конструктивно-технологические проблемы миниатюризации РЭА: Меквуз.сб./ЛЭТИ. - Л.,1977. - Вып.Г14. - С.73-79.

4. Худяков В.Ф. О повышешш КПД полупроводшпгового конвертора при модульном конструировании //Цифровые и аналоговые методы обработки сигналов: Меявуз.сб./ЛЭТИ. - Л. ,1977. - Вып.120.-

- C.II5-II8.

5. А.с.570170 СССР, ЫКИ2Н02М 7/537. Транзисторный инвертор/В.В. Авдеев, Л.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. - Опубл.25.08.77, Бкш.'Ш.

6. Пакидов Л.П., Худяков В.Ф. Базовые показатели качества унифицированных вторичных источников питания //Электронная техника. -Сер.8. -Управление качеством, метрология, стандартизация. - 1978.

- Вып.5. - С.58-62.

7.'Пакидов А.П., Худяков В.Ф. Методика измерения динамических параметров полупроводниковых диодов //Электронная техника. - Сер.8.

- Управление качеством, метрология, стандартизация. - 1978, -Вып.7. - С.79-83.

B. Худяков В.Ф., Пакидов А.П. Динамические потери мощности в транзисторах инвертора //Приборные автоматические системы¡Меквуз. сб./ЛЭТИ. - Л.,1978. - Вып.129. - С.134-137.

9. А.о.630720 СССР, МКИ2Н02.Ч 3/335. Стабилизированный конвертор /В.В.Авдеев,, В.Б.Иоффе, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. - Опубл.30.10. 78, Бая.МО.

10. Пакидов А.П., Худяков В.Ф. Динамические потери мощности при работе транзисторного инвертора на выпрямитель //Проблемы преобразовательной техники /ИЭД АН УССР. - КиевД979. - Выи.З. -

C.134-137.

11. Худяков В.Ф., Пакидов А.П. Измерение и расчет потерь мощности в лакопленочкых конденсаторах при несинусоидалышх пульсациях напряжения //Электронная техника. - Сер.5. - Радиодетали и

компоненты. - 1979. - Вып.5. - С.28-35.

12. Худяков В.О., Паклдов Л.П. Экспериментальное определение потерь моолюсти в полупроводниковых ключевых элементах //Систем« обработки и передачи информации: Межвуз.сб. /ЛЗТИ. - Л.,1979. -Выл.I. - С.147-150.

13. Худяков В.О, Определение постоянной времени транзисторов в режиме переключения: Тезисы Докладов и рекомендации НТК. - Сер.8 /ЩШ"Электрош:ка". - Ы.,1979. - Вып.1. - С.73-75.

14. Низковольтный транзисторный преобразователь средней мощности модульной структуры с бестрансформаторным входом /Пакидов А.П., Тихонов В.И., Худяков В.Ф. и др. //Тезисы докладов РНТК "Малогабаритные источник;! питания для системотехники" /Зет.НШНТИ и ТЭИ. -/Таллинн, 1979. - С.4.

15. Худяков 3.0., Пакидов А.П. Динамика работы диодов сильноточного выпрямителя в транзисторном низковольтном преобразователе//Те-зисы докладов РНТК"Малогабаритные источник! питания для системотехники " /Э с т . Н КИНТК и ТЭИ. - Таллинн,1979. - С.5.

16. А.с.6617С0 СССР, МКИ"Н02М 7/537. Транзпсторшгй преобразователь с !!£■",!/В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. - Опубл.05.05. 79, Еюл.№17.

О

17._ А.о.693523 СССР, ГЛйГ'ЖШ 7/537. Регулируем транзисторный инвертор /В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. - Опубл.25.10.79, Бюл. .','39.

18. А.с.696586 СССР, ЫКИ2Н02М 7/537. Транзисторный инвертор с Ш-Ы /В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. - Опубл.05.II.79, Бюл..'Щ.

19. А.с.720644 СССР, !ЖП2Н02М 7/537. Регулируемый транзисторный инвертор /В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. - Опубл.05.03.80, Бюл. .№9.

20. А.с.775847 СССР, МЮГНОЖ 7/537. Транзисторный инвертор с ШШ выходного напряжения /В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. -Опубл.30.10.80, Бюл.МО.

21. А.с.838931 СССР, ЦКЙюг?.! 7/537. Транзисторный регулируемый инвертор /В.Ф.Худяков, А.П.Па1шдов, В.З.Авдеев. - Опубл.15.06.81, Еюл. )1?Л.

22. Худяков В.Ф., Пакидов А.П. Елиянге пульсаций тока дросселя фильтра на процессы коммутации транзисторов и диодов в конверторе //Техническая электродинамика. - 1932. - Вып.4. - С.29-34.

23. Худяков З.Ф., Пакидов А.П. Методика определения постоянных времени полупроводникового диода при произвольной форме запираю-

цего тока //Электронная техника. - Сер.8. - Управление качеством, стандартизация, метрология, испытания. - 1982,- Вып.5. -С.46-49.

24. Худяков В.Ф. Потери мощности в конденсаторе входного фильтра высокочастотного транзисторного конвертора //Проблемы электромагнитной совместимости силовых полупроводниковых преобразователей /ШЭО АН ЭССР. - Таллинн, 1982. - С.229-230.

25. Л.с.957388 СССР, MMpH02M 7/537; Транзисторный инвертор с 1Ш /В.Ф.Худяков, А.П.Пакидов. - Опубл.07.09.82, Еш.^ЗЗ.

26. Худяков В.Ф. Коммутация ключей в транзисторном конверторе при наличии малых реактианостей //Проблеш преобразовательной техник;! /ИЭД АН УССР. - Киев, Г983. - Вып.4, - C.T23-I2G.

27. Худяков В.Ф. Ншшие конструкторско-тсхнологических параметров на энергетические показатели транзисторного конвертора //Современные проблемы'и технология производства РЗА: тсжвуз.сб. /ЛЭТК. - Л., 1983. - Вып.168. - С.3-10.

28. Худяков В.Ф., Пакидов А.П. Динамические потери мощности в транзисторах.конвертора при наличии малых реактивностой в силовой цепи коммутации //Техническая электродинамика. - 1983. -Вып.5. - С.32-36.

29. Л.с.1035753 СССР, ЫКИ^ЮгМ 3/335. Стаиилпзировашын преобразователь напряжения /В.Ф, Худяков, Л.П.Пакидов, В.А.Хабузов. -Опубл. 15.08.83, Бел. №30.

30. Л.с.1065996 СССР, i,nai3H02:,i 3/335. Транзисторный конвертор /В.Ф.Худяков, А.П.Пакидов. В.А.Хабузов. - Опубл.07.01.84,Вал..'Я.

31. Л.с.1185484 СССР, МЮГН02Н 7/12. Устройство для защиты преобразователя /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов. - Опубл.15. 10.85, йм.#38.

32. Хабузов В.А., Худяков В.О., Широков В.Л. Моделирование переходных процессов в транзисторных стабилизаторах напряжения с ши-ротно-импульсной модуляцией //Техническая электродинамика. -1986. - 17 е.- Деп. в ВИНИТИ 16.07.86. J3 5123 - В86.

33. Анохин В.В., Худяков В.Ф., Широков В.Л. Автоматизация экспериментальных исследований РЭА: Учеб.пособие /Л!Ь'Л. - Л.,198Г>.~ 80 с.

34. Худяков В.Ф., Хабузов. В.А., Светлов A.A. Помехоустойчивое устройство для электрической защиты транзисторного преобразователя //Проблемы ЗШ силовых полупроводниковых преобразователей /ИТФЭФ All ЭССР. - Таллинн, 1986. - С.118.

35. Лобанова Т.П., Екевцев A.B., Худяков В.Ф. Проектирование электромагнитных элементов для сглаглвавдих и поглехоподавчлшик

- 31 -

фильтров //Проблем'; ЭМС силовых полупроводниковых преобразователей /¡Лч'ЗО ЛИ СССР. - Таллинн, 1986. - С.147.

36. Л.с.1249677 СССР, МК]Г*П02М 7/537. Регулируемый преобразователь /А.П.Пагедоз, В.''¿.Худяков, В.Л.Широков, В.В.Рункин. - Опубл.07.08.

86, Бил..1,'29.

37. A.C.I2G2C58 ССОР, мхн^югм 3/335. Трзлзисторный преобразователь /В.О.Худяков, В.А.Хабузоз, А.А.Светлов, В.В.Рункин. - Опубл. 07.10.86, Б:-ал..';>37.

38. Худяков В.О., Хабузов В.А. Формирование внешен характеристики стабилизированного преобразователя //Проблемы преобразовательной техник! /1-ТЭД ЛИ УССР. - Киев,1937. - Еып.З. - С.251-253.

39. Худяков 3.0., Светлов A.A. Источник вторичного электропитания //Информационный листок №243-87. - Лен.ЦПТИ и П. - 1987. - 2 с.

40. А.с.1283391 СССР, МК^НОгН 7/12. Устройство для защиты конвертора /В.О.Худяков, В.А.Хабузов, А.Л.Светлов. - Опубл.15.01.87,

41.А.с.1305842 СССР, МЮ^НОЗК 7/08. Широтно-импульсный модулятор для стабилкзкрозашого преобразователя /З.Ф.Худяков, В.А.Хабузов, А.П.Пакидов, В.Д.Широков. - Опубл.23.04.87, Бюд.Мб.

42. А.с.1332490 СССР, Мы^НОгм 7/537. Регулируемый транзисторный инвертор /Ю.Б.Бсло'лапкин, С.Б.Романов, З.Ф.Худяков. -Опубл.23.08.

87, Вол.:,'31.

43. А.с.1379026 СССР, M:'!i;H02M 7/538. Транзисторный преобразователь /З.Ф.Худяков, В.А.Хабузов, А.П.Пакидов и др. - Опубл.07.03. 83, Еш ЛО.

44. А.с.1485219 СССР, MKH^GOöF 1/577. Многоканальный стабилизирующий преобразователь напряжения /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов, A.A. Светлов и др. - Опубл.07.06.89, Бюл.Ш.

45. А.с.1499425 СССР, МКР^НОгм 3/335. Стабилизирующий преобразователь напряжения /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов, А.Л.Светлов. -Опубл.07.08.89, Бюл.Я>29.

46. Худяков В.Ф., Пакидов А.П., Хабузов В.А. Моделирование электромагнитных процессов в цепях однотактного преобразователя //Математическое моделирование в энергетике /ШМЗ АН УССР.' - Киев, 1990. - Вып.4. - С.163-164.

47. А.с.1567999 СССР, MKJ^GOIZ 27/26. Устройство для измерения внутреннего сопротивления конденсатора /В.Ф.Худяков, Ю.А.Девятки, В.А.Хабузоз. - Опубл.30.05.90, Бгал.^О.

48. Худяков В.О., Хабузов В.А. Регулирование статической внешней характеристики стабилизированного преобразователя напряжения

//Проблемы Преобразовательной техники /ГОД АН УССР. - Киев, 1991.

- Вып.З. - С.184-186.

49. Худяков В.Ф., Пакидов А.П., Хабузов В.Л. Злектромал<нтние процессы в цепях управления транзисторным ключом однотактного преобразователя напряжения //Проблемы преобразовательно!! техники /ГОД АН УССР. - Киев,1991, - Вып.З. - С.187-189.

50. А.с. 1744775 СССР, !,!КП5Н02М 3/335. Однотактный преобразователь напряжения /В.Ф.Худяков, А.П.Пакидов, В.А.Хабузов. - Опубл. 30.06.92, Бет.№24.

51. А.с.1769318 СССР, Ш&ЮгМ 3/335. Однотактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное /А.А.Пономаренко, С.Б. Романов, В.Ф.Худяков и да. - Опубл. 15.10.92, Еюл..'<'38.

52. Электрорадиоизмерения: Учеб.пособие /Артемьева Н.Г., Руков-чук В.П., Худяков В.Ф. и др. /СП5ГААП. - СПб., 1993. - 24 с.

53. Худяков В.Ф. Оценка параметров трансформатора, определяющих помехозащищенность однотактного преобразователя //Международный симпозиум по электромагнитной совместимости ЭМС-93: Сб.научн. докл. /СПбЗТУ. - СПб., 1593. - Вып.2. - С.433-436.

54. A.C.I8I576I СССР, МКИ^НОгМ 3/335. Стабилизирований преобразователь напряжения /В.А.Хабузов, В.Ф.Худяков, А.П.Пакидов и др.

- Опубл.15.05.93, Бюл.№18.

55. А.с. 1820464 СССР, ЫКП^ОгМ 3/335. Стабшшзировашшп преобразователь напряжения /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов. - Опубл.07.06.93, Бал.№21.

56. Патент 203I53I МГШ6Н02М 3/335. Однотактный обратноходо-вой преобразователь напряжения /В.А.Хабузоь, В.Ф.Худяков, Д.П. Пакидов и др. - Опубл.20.03.95, Бол..'КЗ.

57. Худяков В.Ф., Хабузов В.А. Модели для оцешш параметров ЭМС стабилизированного преобразователя в динамическом режиме //Мек-дународный симпозиум по электромагнитной совместимости и электромагнитной экологии ЗМС-95: Сб.научн.докл. /СПбЭТУ. - СПб., 1995. - С.167-169.

58. Худяков В.Ф., Хабузов В.А. Параметры ЭМО стабилизированного преобразователя с инерционной ООС в динамических режимах //Международный оимпозиум по электромагнитной совместимости и электромагнитной экологии ЗМС-95: Сб.научн.дом. /СПбЭТУ. - СПб. , 1995. - С.174-176.

Введете.

1. Классификационный анализ показателей качества транзисторных преобразователей напряжения комплексов УРСС ?

1.1. Основные направления развития современных УБЭП

1.2. Энергетические показатели качества ТПН

1.3. Электрические показатели качества

2. Математическое моделирование и анализ электромагнитных процессов в силовой цепи ТПН . . ^

2.1. Особенности электромагнитных процессов в цепях Т11Н.

2.2. Математические модели процесса выключения диодного ключа.

2.3. Математические модели процессов коммутации транзисторного ключа

2.4. Оценка статической нестабильности выходного напряжения ТПН.

2.5. Математические модели элементов и процессов для оценки динамической нестабильности выходного напряжения ТПН ЧЬ

Выводы к разделу

3. Анализ и минимизация потерь мощности в элементах силовой цепи ТПН.

3.1. Динамические потери мощности в ключевых элементах

3.2. Влияние малых индуктивноетей силовой цепи коммутации на динамические потери мощности в ключевых элементах

3.3. Экспериментальные исследования динамических потерь мощности и схемотехнические методы их минимизации

3.4. Потери мощности в конденсаторе входного фильтра при наличии индуктивности подводящих шин

Выводы к разделу

4. Управление качеством функционирования и улучшение электрических показателей ТТЛ!.

4.1. Формирование восходящей CBI для снижения статической нестабильности выходного напряжения ТЕШ.

4.2. Методы управления качеством функционирования и снижения статической нестабильности выходного напряжения ТПН.

4.3. Управление динамической нестабильностью выходного напряжения.

4.4. Обеспечение устойчивости стабилизированного ИШ, питаемого источником с индуктивно-емкостным фильтром

Выводы к разделу

5. Проектирование модульных ТПН средней мощности с улучшенными показателями качества

5.1. Основные задачи проектирования модульных УВЭП

5.2. Определение основных характеристик силовых модулей.

5.3. Методика расчета потерь мощности и КПД силовых модулей

5.4. Суммирование мощностей силовых модулей ТПН.

Выводы к разделу

6. Экспериментальные исследования показателей качества ТПН

6.1. Результаты испытании макетов и опытных образцов

6.2. Автоматизированный измерительно-вычислительный комплекс для испытаний ТПН.

Выводы к разделу 6.

В состав современных радиотехндческих комплексов, содержащих устройства радиотехники и средств связи (УРСС) и предназначенных джя приема, обработки и передачи информация, как правяло, входят устройства вторичного электропитания (УВЭП), построенные на базе преобразователей напряжения средней мощности от 0,1 до 2 кВт.Совершенствование коьшлексов УРСС предполагает улучшение эксплуатационных характеристик при более эффективном использовании объема конструкция, что достигается миниатюризацией всех составлящих устройств, среди которых необходимо выделить УВЭП по следующшл причинам. Во-первых, эксплуатационные характеристики УРСС в значительной мере зависят от уровня и точности поддержания питающего напряжения, величины пульсаций ж помех, то есть от показателей качества УВЭП. Во-вторых, серийно выпускаемые УВЭП на базе преобразователей напряжения имеют относительно низкий зфовень миниатюризации (их удельная мощность составляет 15...25 Вт/ди^) и занимают от 25 до 60^ объема комплекса. Указанные причины обусловливают насущную необходимость ж актуальность миниатюризации и улучшения показателей качества преобразователей напряжения как неотъемлемой части комплексов УРСС. Наиболее перспективными в плане 1линиатюризацйй являются УВЭП на базе транзисторных преобразователей напряжения (ТПН) с высокой частотой коммутации ключевых элементов - транзисторов и полупроводниковых диодов. Такие ТПН имеют повЕшенный КПД и содержат малогабаритные (за счет высокой частоты преобразования) электромагнитные элементы (ЭМЭ) - силовой трансформатор и сглаживающие фильтры.Объем конструкции высокочастотных ТПН в основном определяется размерами теплоетводов, необходимых ДЕЯ рассеивания теряемой в элевлентах мощности, основную долю которой при высокой частоте преобразования составляют динамические потери мощности (ДШ1) в ключевых элементах.В разработку теории и методов проектирования УВЭП внесли значительный вклад многие отечественые и зарубежные ученые. Их усилитш сформировано новое и важное направление по теоретическим исследованиям и практической реализации миниатюризированных ТПН. В то же вре!м в этих исследованиях не надши должного отражения вопросы ковшлексного решения конструкторских, энергетических ж электротехнических задач. В результате оказалось, что в теории высокочастотных Ш Н практически отсутствуют разделы, в которых с достаточной глубиной было бы исследовано влияние параг,1етров конструкции на энергетические (значение КПД, величина и распределение по элементшл потерь мощности) и электрические (уровень и нестабильность выходного напряжения) показатели качества и уровень миниатюризации (удельную мощность) таких устройств. По этой причине не представляется возможны!^ в полной мере обосновать выбор типа конструкции ж ее параметров, а кроме того возникают значительные трудности в обеспечении уровня качества ТПН. Обычно при проектировании конструкшш мощных Ш Н решается обязательная задача по исключению сверхнормативного перегрева элементов, а тип конструкции выбирается исходя из условий эксплуатации, особенностей построения ко!*шлекса УРСС и специфики производства. При этом не учитывается то, что любая конструкция высокочастотного ТПН обладает реактивными компонентами с распределенными параметрами, которые обычно принимаются во внимание лишь при решении задачи электромагнитной совместимости. Однако, эти компоненты, особенно, индуктивного характера (индуктивность монтажа цепей переменного и пульсирущего токов, а также индуктивность рассеяния трансформатора), названные малыми индуктивноетями, могут существенно ухудшить энергетические и электрические показатели качества 6. и, как следствие, препятствовать эффективной гжниатюризации высокочастотных ТПН. В связи с наличием зависимости энергетических, электрических и конструкторско-технологических показателей и, в конечном итоге, уровня качества ТПН, от реактивных компонент индуктивного характера, возникает необходимость исследований электромагнитных процессов в цепях Т Ш с использованием математических моделей элементов и с учетом указанных малых индуктивностей, определяемых типом и размерами конструкции. Результаты исследований создадут основу для разработки методов снижения негативной роли реактивных компонент и последующего проектирования ТПН о улучшенными показателями качества* В то же время улучшение электрических показателей связано с управлением качеством функционирования ТПН и предполагает получение требуемых значений статической нестабильности выходного напряжения (внутреннего сопротивления ТПН) за счет регулирования, а также улучшение динамических характеристик с обеспечением устойчивости ТПН при различных условиях эксплуатации. При этом расширяются эксплуатационные возможности ТПН и класс потенциальных потребителей с различными требованиями к параметрам электрической энергии.В силу изложенного актуальной научной задачей является развитие теории расчета и проектирования высокочастотных ТПН средней мощности в направлении исследования и последующего снижения отрицательного влияния реактивных компонент конструкции на показатели качества. Эта задача находится в рамках важной народнохозяйственной проблемы повышения уровня качества ТПН путем улучшения энергетических, электрических и конструкторско-технологических показателей. Решение данной проблемы позволит обеспечить требуемые эксплуатационные характеристики, снизить тепловые нагрузки и повысить надежность комплексов УРСС при более эффективном использовании объема конструкции и экономии конструкционных материалов. энергии понадобились электромагнитные элементы (ЭМЭ) - силовые и управляющие трансформаторы и сглаживашще фильтры с дросселями.Известно, что эрективное снижение массы и габаритов Э Ш осуществляется путем повышения частоты преобразования (частоты коммутации ключей), но при этом наблюдается возрастание динамических потерь мощности (Ж1М), определяелшх инерционными свойствами ключевых элементов. Реальные возможности снижения ДШ4 появились в результате использования в качестве УВЭП средней мощности высокочастотных транзисторных преобразователей напряжения (ТШ).Действительно, на рынке сбыта высокочастотные Т Ш находят все больший спрос. Они позволяют экономить электроэнергию за счет более высокого КПД, сокращать объемы применяемых в Э Ш меди и электротехнической стали с реальными перспективами по миниатюризации всей конструкции. По данным зарубежных фирм только за 5 лет 80-х годов выпуск УВЭП на базе ТПН возрос в 4 раза, причем такая тенденция сохраняется [б] .Современные УВЭП на транзисторах, работающие от сети переменного или постоянного тока, строятся в соответствии с различныгуШ схемотехническими решениями: с линейным (непрерывным) регулированием в линейных стабилизаторах, с импульсным регулированием силового проходного транзистора в импульсных стабилизаторах на базе непосредственных ТПН (по ГОСТ 23414-79 это устройства с однократным преобразованием электроэнергии), с использованием двухзвенных преобразователей на базе регулируемого или нерегулируемого инверторов (инверторные ТПН).Производство и выпуск линейных стабилизаторов тюет тенденщю к постоянному сокращению в пользу ТПН. На мировом рынке эта тенденция наблюдается дет устройств мощностью 50-100 Вт и выше из-за их низкого кпд. Но они продолжают пользоваться спросом благодаря простоте, высокой надежности и пониженному уровню помех и пульсаций., тем более, что по удельной стоимости эти устройства по-прежнему экономичнее ТПН [б] . В качестве УБЭП средней мощности комплексов УРСС целесообразно применять двухзвенные ТПН с промежуточн1м силовым трансформатором. Такие ТПН являются наиболее экономичными по КПД преобразования электроэнергии и перспективными по осуществлению миниатюризации.Кроме того, любой ТПН обладает совокупностью свойств, которые отражают его пригодность для обеспечения электроэнергией о заданными параметрами потребителей определенного класса. Степень пригодности определяется качеством ТПН, имеющим количественнзгю характеристику в виде показателя качества [8,9] . Анализируются показатели качества ТПН в следующих разделах.Уровень миниатюризации УБЭП оценивается с помощью удельных энергетических показателей. В качестве критерия миниатюризации обычно используется удельная мощность где Р^ - выходная мовдость, отдаваемая нагрузке, У - габаритный объем конструкции. Габаритный объем ТПН определяется объемами силовых полупроводниковых элементов, Э Ш и теплоотводящей конструкции, размеры которой зависят от уровня рассеиваемой мощности (потерь мощности). Можно считать, что в обобщенном виде габаритный объем определяется как V = 4'(j, В,1") , то есть зависит от удельных загрузок элементов, обмоток и проводников по току (плотности тока J ), по индукции В джя конкретного материала магнитопровода трансформатора и дросселя и от частоты преобразования Т .Цель миниатюризации ТПН состоит в достижении максимальной удельной мощности путем обоснованного выбора элементной базы и уровня загрузки элементов, схемотехнических решений, типа и параметров конструкций. Серийно выпускаемые промышленностью преобразователи напряжения имеют низкий зфовень удельной мощности 15...25 Вт/дм^. По результатам научных исследований созданы Т Ш , у которых значения этого показателя достигают 50...150 Вт/дм^ при использовании корпусированных ползшроводниковых элементов и могут превысить 200 Вт/т при переходе на бескорпусные элементы [з,?] .Повышение удельной мощности достигается только при высоком КПД, обеспечиваемом выбором соответствующих схемотехнических решений силового блока и блока управления. Детальный анализ, проведенный в [7,10-12] и направленный на сравнение различных схем силового блока, позволяет отдать предпочтение регулируемым транзисторным инверторам с широтно-импульсной модулящей (ШШ) переменного напряжения прямоугольной формы. С их помощью удается одновременно осуществлять преобразование, трансформацию и регулирование напряжения с возможностью поддержания неизменного уровня в процессе стабилизации. Применение промежуточного трансформатора решает важную задачу гальванического разделения сети питания и нагрузки.Сопоставление схемных решений инверторов и выпрямителей, выполненное в [ I S ] , показывает практически равные энергетические возможности лучевой, мостовой и полумостовой схем. Их особенности, в основном, состоят в отличии установленных мощностей трансформаторов, значений напряжений на закрытых полупроводниковых ключах и числа последних. Основным критерием выбора одной из этих схем является значение питающего напряжения.Сравнительный анализ вариантов двухзвенного силового блока с однотактной или двухтактной схемами не выявил существенной разницы в параметрах Э Ш при выходной мощности ТПН до 25 Вт [l4] .В то же время однотактный вариант схе?лы предпочтительнее при мораметров конструкций. Серийно выпускаемые промышленностью преобразователи напряжения имеют низкий уровень удельной мощности 15...25 Вт/дм . По результатам научных исследований созданы ТПН, у которых значения этого показателя достигают 50...150 Вт/щг при использовании корпусированных полупроводниковых элементов и могут превысить 200 Вт/т при переходе на бескорпусные элементы [з,?] .Повышение удельной мощности достигается только при высоком КПД, обеспечиваемом выбором соответствующих схемотехнических решений силового блока и блока управления. Детальный анализ, проведенный в [7,10-12] и направленный на сравнение различных схем силового блока, позволяет отдать предаочтеше регулируемшя транзисторным инверторам с широтно-импульсной модуляцией (ПШМ) переменного напряжения прямоугольной формы. С их помощью удается одновременно осуществлять преобразование, трансформацию и регулирование напряжения с возможностью поддержания неизменного уровня в процессе стабилизации. Применение промежуточного трансформатора решает важную задачу гальванического разделения сети питания и нагрузки.Сопоставление схемных решений инверторов и выпрямителей, выполненное в [ I S ] , показывает практически равные энергетические возможности лучевой, мостовой и полумостовой схем. Их особенности, в основном, состоят в отличии установленных мощностей трансформаторов, значений напряжений на закрытых полупроводниковых ключах и числа последних. Основным критерием выбора одной из этих схем является значение питающего напряжения.Сравнительный анализ вариантов двухзвенного силового блока с однотактной или двухтактной схемами не выявил существенной разницы в параметрах ЭМЭ при выходной мощности ТПН до 25 Вт [l4] .В то же время однотактный вариант схемы предпочтительнее при моII щнооти Ш Н до 150 Вт, что обусловлено относительной простотой схемного решения и меньшим числом силовых полупроводниковых ключей, хотя установленная мощность Э Ш в них несколько больше, чем в двухтактных устройствах [l5]. Аналогичные выводы относительно предпочтительности выбора однотактной схемы при выходной мощности ТПН от 75 до 150 Вт сделаны в [l2,I5] для случая, когда питающее напряжение имеет сравнительно высокий уровень, достигающий 300400 В. Таким образом, можно утверждать, что при мощности ТПН до 150 Вт целесообразно выполнять силовой блок по однотактной схеме, а о увеличением мощности переходить к двухтактной. Хотя ддя второй разновидности схем указанная граница может быть смещена в область выходных мощностей 50 - 75 Вт при низких питающих напряжениях. В настоящей работе будут исследоваться одно- и двухтактные схемы с ШИМ для стабилизации выходного постоянного напряжения.Повышение частоты преобразования в ТПН требует особого внимания к построению цепей управления силовыми транзисторными ключами для исключения значительного повышения ДПМ и снижения КПД. Для форгжрования управляющего сигнала силовых транзисторов применяются специально разработанные схемы управляющих цепей, которые осуществляют: форсирование процессов переключения с изменением параметров сигнала управления [7,16-19] ; исключение одновременной коммутации транзисторов в обоих плечах двухтактного инвертора, вызывающей появление сквозных токов, за счет введения задержки отпирания транзисторов [l6, 18, 20] ; изменение траектории рабочей точки ключа [Ю. 21, 22]; ограничение глубины насыщения ттэанзисторов для исключения появления сквозных токов [7,19].Указанные функциональные особенности цепей управления ключами реализованы не в полной мере, поскольку они не дают возможности раздельной регулировки процессов включения и выключения силовых транзисторов в регулируемых инверторах с ШИМ для минимизации Ж М . В схемах нерегулируемых инверторов нужны цепи управления, обеспечивающие автоматический выбор величины задержки включения транзисторов и исключающие ДШ1 от сквозных токов. По этим причинам возникает задача создания новых вариантов построения цепей зшравления без указанных недостатков.Для регулирования и стабилизации выходного напряжения ТПН используется блок управления, который может быть выполнен, например, на основе двух генераторов - задающем и ведомом - с фазосдвйгающим устройством (ФСУ) между ними. ФСУ предназначен для изменения величины фазового сдвига между прямоугольными напряженитт на выходах обоих генераторов и, как следствие, для регулирования напряжения на выходе ТПН. Управление фазовым сдвигом реализуется либо с помощью вшгнитного усилителя, либо за счет реактивной цепочки [l0,22] . Такие блоки зшравления работают на высокой частоте преобразования недостаточно эффективно, что выражается в появлении значительных ДПМ в транзисторах ведомого генератора при сравнительно узком диапазоне регулирования фазового сдвига (угла модуляции). Нужны новые технические решения высокочастотного блока управления с малым уровнем ЩМ, более широкими возможностями регулирования угла модуляции и сохранением гальванического разделения цепей питания, управления и нагрузки.Применяемые в высокочастотных ТПН полупроводниковые элементы и ЭМЭ должны иметь параметры, обеспечивающие наименьшие потери мощности. Эффективная миниатюризация Э Ш возможна, в основном, за счет повышения частоты преобразования. Так с увеличением ее от I до 100 кГц масса трансформатора снижается на порядок. Дальнейшее повышение частоты дает меньший выигрыш. Например, с ростом частоты от 40 до 400 кГц масса трансформатора уменьшается всего в 2 раза, что обусловлено возрастанием потерь мощности в сердечнике и необходимостью выбора меньшей рабочей индукции [ 7 1 , По данным из [23] массу выходного оглаживающего фильтра можно снизить более чем в два раза за счет повышения частоты от 10 до 100 кГц.Среди различных по конструтари ЭМЭ можно выделить планарные (плоские) трансформаторы и дроссели с магнитопроводом кабельного типа, которые обладают преимущественными конструктивно-технологическими показателями. Эти Э Ш имеют относительно малую высоту при увеличенной занимаемой площади, развитую поверхность магжитопровода, эффективно отводящую тепло, и обмот1Ш с малым числом витков.В [24] получены соотношения геометрических размеров планарных ЭМЭ, обеспечивающих минимум их габаритного объема.Магнитопровод планарных ЭМЭ выполняется наборным из стандартных ферритовых сердечников. Разработана технология укяадки обмоток таких Э Ш [25] , которая может быть автоматизирована, но достаточно трудно реализуема при относительно большом числе витков обмоток.Также возможно применение ферритовых броневых сердечников в виде чашек [26] , которые, однако, имеют сравнительно большую высоту магнйтопровода и не всегда пригодны к применению в плоских конструкциях Т Ш .Силовые полупроводниковые элементы характеризуются, в первую очередь, ключевыми и частотными свойствами; значением тока утечки в закрытом и величиной падения напряжения на кжюче -• в открытом (насыщешом) состояниях, динадшческйма показателями (постоянными времени, -определящйми их инерцЕонноеть), емкостями переходов, индуктивноетями выводов, идентичностью параметров, допускающей параллельное (последовательное) соединение нескольких приборов в сборки. Для повышения частоты преобразования выбираются ключевые элементы с улучшенными динамическими параметрами (с малой инерционностью) и мишшальныгли емкостями переходов. При этом появляются возможности миниатюризаций ЭМЭ без существенного возрастания ЛПМ и при высокой удельной мопдаости всего устройства.В зарубежных источниках информации рекомендуется выбирать частоту преобразования до 100 кГц, при переходе на бескорпуоную элементщгю базу - до 200 кГц [51. Переход на МОП-транзисторы, обладашще улучшенными ключевыиш свойствами, дает возможность дальнейшего повышения частоты до 400 кГц, а в некоторых случаях - до I мГц, причем, КПД такого ТПН может достигать 0,8 [27-28^ .Из опыта отечественных разработчиков следует, что современная элементная база - мощные биполярные транзисторы и импульсные диоды - позволяет строить ТПН с частотой преобразования около 30 кГц [?!, а при соответствующей схемной реализации - до 80 - 100 кГц [З ].Использование ^ЩП-транзисторов с одновременной заменой илшульсных диодов на диоды 1ЧОТКЙ дает возможность перехода к частоте преобразования до 200 кГц. Это подтверждают результаты, о которых сообщается в [29], по достижению КПД около 0,9 в ТПН при указанном значении частоты преобразования. Следует учесть при этом, что данный ТПН представляет собой непосредственный преобразователь без силового промежуточного трансформатора.В то же время чрезмерное повышение частоты преобразования для миниатюризаций ЭМЭ не всегда оправдано, что подтверждается данными из [28]: в ТПН мощностью 150 Вт при частоте преобразования 400 кГц доля объема ЭМЭ составляет менее 11%, а теплоотвод с печатной платой занимают более 50^ объема всей конструкции.Учитывая ограниченный выбор номенклатуры выпускаемой в нашей стране элементной базы, относительно узкий диапазон значений параметров М1Д-транзйоторов и диодов Шотки, а также их дефицитность, следует ориентироваться на биполярные транзисторы и импульсные диолы в дискретном исполнении при разработке ТПН дяя серийного производства. В перспективе целесообразно предусмотреть возможность перехода на бескорпусные элементы с последующим внедрением ВЩПтранзисторов и диодов Шотки. Выбор частоты преобразования следует производить по критерию минимума ДПМ или максимума удельной мощности.Конструктивно-технологические показатели качества Т Ш обусловлены типом конструкции, коьшоновочной структурой и применяемым способом отвода тепла. В результате проектирования в конструкции должны быть обеспечены требуемая площадь теплоотводов при минимальном объеме, получаемом за счет плотной упаковки элементов и максимального уменьшения внутреннего теплового сопротивления. Технологичность конструкции достигается, в частности, выбором типа монтажа и решением задачи унификации.Необходимость унификадии узлов, схем и всей конструкции подтверждается насущной потребностью сокращения числа необходимых типономиналов Ш Н . В [ЗО] отмечается, что при различных значениях входного и выходного напряжений и токов нагрузки, определяемых рядавш предпочтительных чисел из ГОСТ 18275-72, количество типоноглиналов ТПН может превышать 1000. Для успешного решения задачи унификации дополнительно применяют функционально-узловой [31] и модульный [7,32-35] методы конструирования.Переход от моноблочной конструкции к модульной обосновывается либо возможностью наращивания мощности нагрузки за счет подключения дополни'йельных базовых модулей (ячеек) [7,32 ] , либо необходимостью построения многофазных инверторов [7], либо обеспечением требуемой надежнбсти ТПН путем резервирования [7,33-34] . Модульное построение ТПН предполагает функциональную и размерную взаимозаменяемость, схемную и конструтсторскую унификацию. Модульная конструкция обладает рядом достоинств на этапах разработки, производства и эксплуатации: сокращение сроков проектирования, уменьшение объемов оригинальной конструкторской документации, повышение степени специализации при сокращенных сроках подготовки производства, снижение затрат и упрощение обслуживания. Основной недостаток модульной конструкции состоит в элементной, схемной и функциональной избыточности, что является причиной ухудшения ее массогабаритных показателей. Таким образом, оба типа конструкций имеют свои преимущества и недостатки, и по этой причине нужна проработка обоснования выбора типа конструкции с оценкой влияния на уровень миниатюризации ТИН. Качество конструкции высокочастотных ТПН характеризуют также реактивные компоненты с распределенными параметрами. К ним в первую очередь относятся малые индуктивности о величиной эквивалентной индуктивности существенно меньшей, чем индуктивность используемых Э Ш - катушки дросселя и намагничивающего контура трансформатора. По этой причине и выбран термин - "малые индуктивности". Эти компоненты представляют собой: индуктивность рассеяния силового трансформатора и трансформаторов цепей управления, индуктивность соединительных проводов, печатных проводников и разъемных соединений (их суммарная эквивалентная индуктивность названа индуктивностью монтажа) в силовой цепи комвйутации и в цепях управления, индуктивность подводящих шин между первичным источником питания и ТПН. Все перечисленные малые индуктивности зависят от типа конструкции ТПН, размещения полупроводаиковых элементов по поверхности теплоотвода и их чисда в сборках, способа отвода тепла, расположения ТПН в комплексе УРСС, а также от конструкции элементов и, в частности, трансформаторов. Конечно, в модульных конструкциях инлуктивность монтажа меньше, чем в моноблочных, но наличие межмодульных соединений может привести к возрастанию этого параметра.Обычно при проектировании высокочастотных ТПН влияние малых индуктивноетей на уровень миниатюризации ТПН с различными типами конструкций не оценивается. Однако в ТПН средней мощности указанные компоненты, находящиеся в цепях переменного или пульсирующего тока, сказываются на хаюактере электромагнитных процессов, связанных о переключением полупроводниковых элементов и перезарядом конденсаторов фильтров. В результате изменяются pemHivm коммутации ключей и ухудшаются зависящие от них электрические и энергетические показатели устройства. Поэтому необходимо проведение углубленных исследований по оценке влияния параметров констрзгкции на показатели ТПН с обоснованием выбора типа конструкции и ее построения, чтобы обеспечить требуемое качество функционирования и повысить згоовень миниатюризации Tffil.Проведенный краткий анализ схевшых решений, свойств элементной базы и конструктивно-технологических параметров подтверждает: целесообразность применения ТПН в комплексах УРСС, поскольку они наиболее эффективны по своим энергетическим показателягл и обладают наилучшими возможностями дтм осуществления миниатюризации; предпочтительность построения силового блока ТПН на основе двухзвенного преобразователя с одно- или двухтактной схемами и ЭШ, имеющими плаиаржую конструкцию, с ориентированием на современные дискретные полупроводниковые элементы и перспективой перехода на бескорпусные ключи, !Щ-транзисторы и диоды Шотки; необходиьюсть обоснования выёора типа конструкции и исследования влияния реактивных компонент на электромагнитные процессы в цепях высокочастотных ТПН с последующим решением задачи повышения удельной мощности и обеспечения требуемого качества функционирования ТПН, входящих в комплексы УРСС; важность разработки новых схемотехничес1ШХ решений цепей управления силовыкш транзисторавш, блока управления с расширенным диапазоном регулирования угла модуляции и сниженным уровнем ДПМ, а также схем соединения мo^ oглeй для обеспечения их совместной работы.

Выводы к разделу 6

1. О помощью проведенных экспериментальных исследовании подтверждена удовлетворительная точность разработанных математических моделей для анализа электромагнитных процессов, определения потерь мощности и оценки нестабильности выходного напряжения, расхождение результатов расчета по которым с результатами эксперимента составило от 5 до 13%.

2. Опытным путем доказана существенная значимость малых индуктивностей конструкции для

ДПМ, достигающих '200 Вт в транзисторах моноблочного ТПН мощностью 0,81 кВт, которые могут быть снижены в 4.5 раз (в транзисторах до 5.10% от прежней величины) за счет перехода к модульной конструкции, что повышает КПД на 15% (до 0,85.0,88); потерь мощности в конденсаторе фильтра, достигающих 10.15% от суммарных потерь мощности в элементах ТПН при номинальной мощности 135 Вт и КПД равном 0,9; статической нестабильности выходного напряжения, на уровень которой малые индуктивности влияют эквивалентно внутреннему сопротивлению ТПН с относительной величиной 0,1.0,25 с возможным снижением ее до Opi.0,05 путем уменьшения постоянной времени силовой цепи коммутации.

3. Экспериментально показана возможность получения восходящей или падающей СВХ с крутизной, регулируемой в пределах от + 20% до - 50%, и снижения статической нестабильности до 0,02.0,05$; уменьшения динамической нестабильности до 0 (при запуске ТПН) или до 10.12% (при запуске и сбросе-набросе нагрузки).

4. Опытные образцы и макеты ТПН, выполненные на дискретной элементной базе, рассчитанные на естественный способ отвода тепла и прошедшие испытания в различных условиях, по сравнению с серийно выпускаемыми преобразователями напряжения имеют повышенную в 2.8 раз удельную мощность; увеличенный на 5.10% КПД; возможность регулирования статической и динамической нестабиль-ностей выходного напряжения.

5. Для исследования и испытаний ТПН в статическом и динамическом режимах создан АИК на базе интерфейса КАМАК, позволяющий снизить трудоемкость испытаний и повысить достоверность получаемых результатов.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

На основании проведенных в работе теоретических исследований, подтвержденных испытаниями и внедрением макетов и опытных образцов, решена важная проблема повышения уровня качества ТПН за счет улучшения энергетических, электрических и конструкторско-технологических показателей. В итоге достигнуты следующие основные научные и практические результаты.

1. Получила развитие теория расчета и проектирования высокочастотных ТПН на основе разработанных математических моделей, включающая аналитические выражения для исследования электромагнитных процессов в цепи ТПН и определения потерь мощности с учетом параметров элементов, режимов управления транзисторами и малых индуктив-ностей конструкции; системы уравнений состояния силовой цепи, содержащих дискретные схемы замещения реактивных элементов, для расчета переходных процессов и динамической нестабильности выходного напряжения с учетом нелинейности передаточной характеристики блока управления и инерционности канала ООО; аналитические выражения для оценки статической нестабильности выходного напряжения по току нагрузки, преобладающее влияние на которую оказывают выявленные составляющие напряжения, зависящие от инерционности полупроводниковых ключей и малых индуктивноетей конструкции; диаграмму для прогнозирования устойчивости стабилизированного ТПН, имеющего нелинейную входную характеристику с участком отрицательной проводимости и снабженного входным индуктивно-емкостным фильтром.

2. Исследования, проведенные в направлении улучшения энергетических и конструкторско-технологических показателей качества ТПН, позволили оценить негативное влияние малых индуктивноетей на КПД ТПН и определить условия, при выполнении которых и одновременном снижении постоянной времени силовой цепи коммутации обеспечивается минимальный уровень ДПМ в ключевых элементах; обоснованно выбрать степень децентрализации звена переменного тока по критерию максимума удельной мощности, реализуемой переходом к модульной конструкции, что дало возможность улучшить показатели качества ТПН мощностью 0,8.2 кВт, а именно:

- увеличить КПД на 10.18% до 0,88 при уменьшении суммарных потерь мощности в 2,5 раза и ДПМ - в 4.5 раз;

- повысить удельную мощность почти в Z раза до 200 Вт/да3;

- сократить длительность интервала выключения диодов выпрямителя в 5.8 раз и снизить статическую нестабильность выходного напряжения; определить для силовых модулей ТПН область значений номинальной мощности, составляющих от 50.75 Вт при выходном напряжении 5 В и КПД до 0,76 до 120.160 Вт при выходном напряжении 27 В и КПД до 0,88.О,90, в пределах которых сохраняется близкая к максимальной удельная мощность модуля от 120 до 260 Вт/дм3 (предельный уровень от 250 до 400 Вт/дм3) при указанных уровнях выходного напряжения.

3. Для решения задачи улучшения электрических показателей ТПН предложены методы управления качеством функционирования, реализация которых дает возможность регулирования эквивалентного внутреннего сопротивления ТПН (крутизны СВХ) и снижения статической нестабильности выходного напряжения без увеличения коэффициента передачи канала 00С; разработан принцип построения канала 00С, позволивший снизить динамическую нестабильность выходного напряжения и получить апериодиче с кий процесс запуска ТПН с одновременным повышением коэффициента стабильности в статическом режиме; разработана диаграмма устойчивости, вместе с аналитическими выражениями отражающая соотношения параметров входной цепи стабилизированного ТПН, питающегося от источника ограниченной мощности с выходным индуктивно-емкостным фильтром, при выполнении которых создаются условия обеспечения режима стабилизации, исключения автоколебаний и повышения запаса устойчивости.

4. Управление уровнем загрузки параллельно работающих стабилизирующих модулей, образующих ТПН, осуществляется автоматическим регулированием угла модуляции в каждом модуле с помощью токового канала, что расширяет эксплуатационные возможности ТПН за счет регулирования крутизны СВХ и обеспечения совместной работы модулей одинаковой или различных мощностей с подключением их входных зажимов к общему или раздельным источникам питания.

5. Для проектирования ТПН с улучшенными показателями качества разработаны методика расчета потерь мощности, в которой учтены составляющие потерь, зависящие от малых индуктивностей; алгоритм проектирования модульных ТПН, позволивший по критерию максимума удельной мощности выбрать тип конструкции, диапазон рекомендуемых значений частоты преобразования и величину номинального тока нагрузки силового модуля при заданном выходном напряжении; методики и рекомендации по синтезу параметров канала 00С и цепей управления для получения требуемых значений статической и динамической нестабильноетей выходного напряжения; методика обеспечения требуемого теплового режима конденсатора входного фильтра с учетом влияния индуктивности подводящих шин.

6. На основе разработанных методик проектирования, рекомендаций по синтезу и предложенных технических решений, выполненных на уровне изобретений, созданы макеты и опытные образцы моноблочных и модульных ТПН, прошедшие испытания и внедренные на предприятиях радиотехнической промышленности и промышленности средств связи. По сравнению с серийно выпускаемыми преобразователями напряжения созданные ТПН с частотой преобразования 40.120 кГц имеют увеличенный КПД, достигающий 0,85 и 0,70.0,73 при выходном напряжении 27 В и 3.5 В соответственно; повышенную в 2.8 раз удельную мощность, достигающую 35.200 Вт/дм3 в зависимости от уровня выходного напряжения; пониженные до 0,02.0,05% статическую и до 10% динамическую нестабильности выходного напряжения и регулируемые в пределах ± 20% крутизну CBI и эквивалентное внутреннее сопротивление.

Для исследования и испытаний ТПН в статическом и динамическом режимах создан автоматизированный измерительно-вычислительный комплекс на базе стандартного измерительного интерфейса КАМАЯ с микроэвм, применение которого позволяет снизить трудоемкость испытаний и повысить достоверность получаемых результатов. Комплекс внедрен в учебный процесс ГААП.

1. Состояние и перспективы развития источников вторичного электропитания. (По данным отечественной и зарубежной печати за 1975-1985 г.г.)/Ю.П.Кинеев и др. //Радиодетали и радиокомпоненты. - Сер.5. 1985. - Вып.5. - 50 с.

2. Микроэлектронные электросистемы. Применение в радиоэлектронике /Ю.И.Конев, Г.Н.Гулякович, К.П.Полянин и др. М.: Радио и связь, 1987. - 240 с.

3. Источники вторичного электропитания //В.А.Головацкий, Г.Н. Гулякович, Ю.И.Конев и др.; Под ред. Ю.И.Конева. М.: Радио и связь, 1990. - 280 с.

4. Конев Ю.И., Полянин К.П. Микроминиатюризация и развитие электротехнических систем //ЭТвА.х М.: Советское радио, 1977.- Вып.9. С.83-98.

5. Современное состояние и перспективы развития ИВЭ //М.Я.Бочар-ников и др. /Зарубежная электронная техника: Сб. обзоров. М.: ЦНИИ"Электроника", 1986. - Вып.2. - С.3-31.

6. Полянин К.П. Интегральные стабилизаторы напряжения. М.: Энергия, 1979. - 192 с.

7. Высокочастотные транзисторные преобразователи /Э.М.Ромаш, Ю.И.Драбович, Н.Н.Юрченко и др. М.: Радио и связь, 1988.- 288 с.

8. Дружинин Г.В. Методы оценки и прогнозирования качества. -М.: Радио и связь, 1982. 160 с.

9. Методические указания по оценке технического уровня и качества промышленной продукции РД 50-149-79. М.: Изд-во стандартов, 1979. - 124 с.х Здесь и далее ЭТвА Электронная техника в автоматике /Под ред. Ю.И.Конева: Сб. ст.

10. Ромаш Э.М. Транзисторные преоьразователи в устройствах питания РЭА. М.: Энергия, 1975, - 176 с.

11. Моин B.C., Лаптев Н.Н. Стабилизированные транзисторные преобразователи. М.: Энергия, 1972. - 512 с.

12. Сергеев Б.С. Схемотехника функциональных узлов ИВЭП: Справочник. М.:Радио и связь, 1992. - 224 с.

13. Мелешин В.И. Энергетические соотношения в ключевых преобразователях постоянного напряжения //ЭТвА. М.: Советское радио, 1977. - Вып.9. - С.83-98.

14. Захаров 10.К. Сравнительный анализ двухтактного и однотакт-ного стабилизированных преобразователей постоянного напряжения //ЭТвА. М.:Советское радио, 1980. - Вып.II. - С.24-30.

15. Митрофанов Д.В., Щеголев А.И. Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре. М.: Радио и связь, 1985. - 72 с.

16. Костиков В.Г., Никитин И.В. Источники электропитания высокого напряжения РЭА. М.: Радио и связь, 1986. - 200 с.

17. Авдеев В.В. Разработка и исследование высокочастотных конверторов с регулируемым временем переключения транзисторов: Автореф. дис. канд. техн. наук. ЛИАП. 1979. - 23 с.

18. Юрченко Н.Н. Полупроводниковые преобразователи электроэнергии для бортовых технологических установок космических аппаратов; Автореф. дис. докт. техн. наук. Киев, 1991. - 32 с.

19. Найвельт Г.С., Фильцер И.Г. Интегральные схемы управления импульсными высокочастотными источниками питания //Полупроводниковая электроника в технике связи: Сб.ст. /Под ред. И.Ф.Николаевского. М.: Радио и связь, 1982. - Вып.22. - C.I8I-I85.

20. Машуков Е.В. Разработка и исследование способов уменьшения динамических потерь в транзисторных импульсных усилителях мощности: Автореф. дис. канд. техн. наук. М., 1969. - 17 с.

21. Коссов О.А. Усилители мощности на транзисторах в режиме переключения. М.: Энергия, 1971. - 431с.

22. Хусаинов Ч.И. Высокочастотные импульсные стабилизаторы постоянного напряжения. М.: Энергия, 1980. - 89 с.

23. Лобанова Т.П., Широков B.JI. Электромагнитные элементы с оптимальной геометрией магнитопроводов //Техническая электродинамика. 1985. - Вып.1. - С.47-52.

24. Леонов А.Е., Фастовец О.В., Цыганков Н.И. Механизация работв производстве трансформаторов планарного типа //Электронная техника. Сер.5. - 1976. - Вып.1. - С.88-98.

25. Михайлова М.М., Филиппов В.В., Муслаков В.П. Магнитомягкие ферриты для РЭА: Справочник /Под ред. А.Е.Оборонко. М.: Радио и связь, 1983. - 200 с.

26. Источники вторичного электропитания на МОП-транзисторах //Л.Н.Афонин и др. //Зарубежная электронная техника: Сб.обзоров. М.: ЦНИИ"Электроника", 1986. - Вып.II. - С.3-26.

27. Берме У.У., Кочецки Д. Энергетическая электроника для мини-компьютерной техники /ТИИЭР: пер. с англ. 1988. - Том 76. -Вып.4. - С.10-24.

28. Кабелев Б.В. Высокочастотные конверторы на мощных МДП-тран-зисторах //ЭТвА. М.: Радио и связь, 1984. - Вып.15. - С.23-29.

29. Полянин К.П. Основные проблемы и пути создания ШС вторичных источников питания //Устройства вторичных источников электропитания РЭА: Мат. сем. М.: МДНТП, 1976. - С.3-9.

30. Степанов Ю.Б., Лукин А.В., Опадчий Ю.Ф. Функциональные узлыинтегрально-гибридных ВИЛ //ЭТвА. М.: Радио и связь, 1980. -Вып.II. - С.16-24.

31. Авдеев В.В., Пакидов А.П. Унификация мощных вторичных источников питания РЭА //Конструктивно-технологические проблемы микроминиатюризации РЭА: Межвуз.сб. /ЛЭТИ. Л., 1977. - Вып.114. -0.35-38.

32. Дуплин Н.И. Некоторые особенности построения транзисторных преобразователей большой мощности с питанием от промышленной сети переменного напряжения //Высокоэффективные источники и системы вторичного электропитания РЭА: Мат.сем. М.: МДНТП, 1983. -0.5-9.

33. Миловзоров В.П., Мусолин А.К. Дискретные стабилизаторы и формирователи. М.: Энергоатомиздат, 1986. - 248 с.

34. Мкртчян Ж.А. Электропитание электронно-вычислительных машин. М.: Энергия, 1980. - 208 с.

35. Бирман Г. Повышение надежности и уменьшение габаритов источников питания //Электроника/ Пер. с англ. 1985. - Вып.19. -0.47-57.

36. Лукин А.А., Любимцев Б.И. Коммутационные потери в силовых диодах импульсных стабилизаторов //Труды МЭИ. 1972. - Вып.122.0.80-86.

37. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры: Справочник /Под ред. Г.С.Найвельта. М.: Радио и связь, 1985. -575 с.

38. Драбович Ю.И., Пономарев И.Г. Метод глубокого секционирования и надежность мощных транзисторных преобразователей //Современные задачи преобразовательной техники /ИЭД АН УССР. Киев, 1975. - С.253-269.

39. Левин A.M. Исследование параллельного включения мощных кремниевых транзисторов в ключевых цепях РТУ: Автореф. дис. канд.техн. наук. Л., 1981. - 23 с.

40. Расчет электромагнитных элементов источников вторичного электропитания /А.Н.Горский и др. М.: Радио и связь, 1988.176 с.

41. Ермуратский В.В. К вопросу определения максимальной мощности потерь в конденсаторах, работающих в импульсном режиме //Электроэнергетика и автоматика. Кишинев: Штиинца, 1975. - Вып.23. -С.69-76.

42. Ромаш Э.М. Тиристорные преобразователи постоянного тока. -М.: Энергия, 1973. 112 с.

43. Хусаинов Ч.Й., Соловей Л.А. Расчет входного фильтра импульсного стабилизатора напряжения //Полупроводниковая электроника в технике связи. М.: Связь, 1977. - Вып.18. - С.136-140.

44. Глибицкий М.М., Мезенина Н.С. Способ ограничения одностороннего насыщения трансформатора транзисторного преобразователя

45. ЭТвА. М.: Советское радио, 1978. - Вып.10. - С.122-124.

46. Драбович Ю.И., Комаров Н.С., Марченко Н.Б. Транзисторные источники электропитания с бестрансформаторным входом. Киев: На-укова думка, 1984. - 160 с.

47. Лаптев Н.Н. Исследование вопросов построения транзисторных инверторов со стабилизированным выходным напряжением: Автореф. дис. канд. техн. наук. М., 1970. - 24 с.

48. Иоффе В.Б. Определение магнитных потерь в высокочастотных трансформаторах для полупроводниковых преобразователей //Цифровые и аналоговые схемы обработки сигналов: Межвуз.сб. /ЛЭТИ. -Л., 1977. Вып.120. - С.II9-124.

49. Криштафович И.А. Исследование потерь в ферромагнитных сердечниках кольцевой форш //Проблемы преобразовательной техники/ ИЭД АН УССР. Киев, 1979. - 4.1. - С.91-93.

50. Желтяков А.В, Вопросы разработки и исследования сглаживающих реакторов (дросселей) источников питания радиоустройств на повышенных частотах: Автореф. дис. канд. техн. наук. Томск, 1975. - 24 с.

51. Бландова Е.С. Расчет параметров дросселей фильтров при повышенных частотах пульсаций //Электронная техника. -Сер.5, 1976. -Вып.4. С.49-58.

52. Исикава Каору. Японские методы управления качеством. М.: Экономика, 1988. - 148 с.

53. ГОСТ 19705-74. Системы электроснабжения самолетов и вертолетов. Классификация. Требования к качеству электроэнергии. М., Изд-во стандартов, 1974. - 38 с.

54. ГОСТ 23450-79. Радиопомехи индустриальные от промышленных, научных и медицинских установок. Нормы и методы измерений. М., Изд-во стандартов, 1979. - 23 с.

55. Подавление электромагнитных помех в цепях электропитания /Г.С.Векслер, В.С.Недочетов, В.В.Пилинский и др. Киев: Техника, 1990. - 167 с.

56. Широков В.Л. Электромагнитная совместимость ключевых ИВЭ и радиоэлектронной аппаратуры //Техническая электродинамика. -1982. Вып.2. - С.27-34.

57. Мелешин В.И. Динамические свойства преобразователей с ШИМ-2 в режимах прерывистого и непрерывного токов //ЭТвА. М.: Радио и связь, 1986. - Вып.17. - С.35-58.

58. Гришанин Ю.С., Мелешин В.И. Анализ структурных схем и переходных процессов в источниках вторичного электропитания с ШИМ-2 //ЭТвА. М.: Радио и связь, 1986. - Вып.17. - С.58-70.

59. Ковалъков В.К., Соболев Л.Б. Улучшение качества переходных процессов в импульсных стабилизаторах напряжения //ЭТвА. М. : Советское радио, 1980. - Вып.II. - С.112-115.

60. Резцов В.П. К обоснованию одного метода расчета динамическиххарактеристик устройств с широтно-импульсным регулированием //ЭТвА. М.: Советское радио, 1978. - Вып.10. - С.157-163.

61. Соболев Л.В. О возможности применения метода JHK к анализу преобразователей с переменной структурой //ЭТвА. М.: Радио и связь, 1986. - Вып.17. - 0.88-95.

62. Коржавин О.А. Улучшение динамических параметров импульсного стабилизатора напряжения с двухзвенным сглаживающим фильтром и параллельным звеном коррекции //ЭТвА. М.: Радио и связь, 1986.-Вып.17. - С.88-95.

63. Страхов А.Ф. Автоматизированные измерительные комплексы. -М.: Энергоиздат, 1982. 216 с.

64. Мидлбрук Р.Д. Малосигнальное моделирование ключевых преобразователей мощности с широтно-импульсным регулированием //ТИИЭР: Пер. с англ., 1988. Т.76. - Вып.4. - С.46-59.

65. Nabeshima Т., H&rada К. Large signal -transient responses of a switching regulator//IEEE Transactions on AES, Sept. 1982.-v. 18."" n-5.-p. 545-551.

66. Philips II., Francois G. Necessary and sufficient conditions for the stability of buck-type SpSp //IEEE Transactions on IECI, Ma\j 19B1.-v.2B.-Ns3-P.229-234.

67. Широков B.I. Аппроксимация электромагнитных процессов в вентильных преобразователях с широтным регулированием /КПЙ. Киев, 1983. - Деп. в УкрНИИНТИ 19.04.83. - № 3991 УК -Д82.

68. Хабузов В.А., Худяков В.Ф., Широков В.Л. Моделирование переходных процессов в транзисторных стабилизаторах напряжения с ШИМ //Техническая электродинамика, 1986. 17 с. - Деп. в ВИНИТИ 16. 07.86. - № 5123 -В86.

69. Электрорадиоизмерения: Учеб.пособие /Н.Г.Артемьева, В.П.Ру-ковчук, В.Ф.Худяков, В.Л.Широков/ СпбГААП. СПб., 1993. -24 с.

70. Агаханян Т.М. Электронные ключи и нелинейные импульсные усилители. М.: Советское радио, 1966. - 177 с.

71. Степаненко И.П. Основы теории транзисторов транзисторных схем. М.: Энергия, 1977. - 672.

72. Еремин С.А., Мокеев O.K., Носов Ю.Р. Полупроводниковые диоды с накоплением заряда и их применение. М.: Советское радио, 1966. - 152 с.

73. Носов Ю.Р. Физические основы работы полупроводникового диода в импульсном режиме. М.: Наука, 1968. - 224 с.

74. Аронов B.JI., Федотов Я.А. Испытание и исследование полупроводниковых приборов. М.: Высшая школа, 1975. - 325с.

75. Полупроводниковые преобразователи электрической энергии /Под ред. А.Крогериса. Рига: Зинатне, 1969. - 531с.

76. Хризман С.С. Калориметрические методы измерения потерь в магнитных материалах //Повышение точности и автоматизация измерительных систем. Киев: Наукова думка, 1965. - С.13-24.

77. Худяков В.Ф., Пакидов А.П. Методика определения постоянных времени полупроводникового диода при произвольной форме запирающего тока //Электронная техника. Сер.8. - Управление качеством, стандартизация, метрология, испытания. - 1982. - Вып.5. - С.46-49,

78. Худяков В.Ф., Пакидов А.П. Экспериментальное определение динамических потерь мощности в полупроводниковых ключевых элементах //Системы обработки и передачи информации: Межвуз. сб. /ЛЭТИ.-Л., 1979. Вып.1. - С.147-150.

79. Файзулаев Б.Н. Переходные процессы в транзисторных каскадах. М.: Связь, 1968. - 248 с.

80. Ицхоки Я.С., Овчинников Н.И. Импульсные и цифровые устройства. М.: Советское радио, 1973. - 592 с.

81. Глазенко Т.А., Эздрин Г.С. К расчету потерь мощности в транзисторных ключах полупроводниковых преобразователей //Электропривод и автоматизация в машиностроении. М., 1977. - С.71-78.

82. Бесекерский В.А., Попов Е.П. Теория систем автоматического регулирования. М.: Наука, 1966. - 992 с.

83. Авдеев В.В., Пакидов А.П. Особенности проектирования высокочастотных транзисторных конверторов //Современные проблемы проектирования и технологии производства РЭА: Межвуз. сб./ЛИАП. -Л., 1983. Вып.168. - С.77-80.

84. Синицкий Л.А. Элементы качественной теории нелинейных электрических цепей. Львов: Вища школа, 1975. - 152 с.

85. Chetty P.O. Modeling and design of switching regulators H 1 EE E Transactions on AES.~Ma\j 19&2. v. 16r №3." P. 333-344.

86. Данилов Л.В. Электрические цепи с нелинейными R элементами. - 11.: Связь, 1974. - 136 с.

87. Худяков В.Ф. Определение постоянной времени транзисторов в режиме переключения //Тезисы докладов и рекомендаций НТК. Сер. 8. - М.: ЦНИИ"Электроника", 1979. - Вып.1(120). - С.73-75.

88. Диоды и тиристоры /Под ред.А.А.Чернышева. М.: Энергия,1975. - 200 с.

89. А.с. 661700, СССР,МКИ2 Н02М 7/537. Транзисторный преобразователь с ШИМ /В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. Опубл. 25. 05.79, Еш.№ 17.

90. А.с. 570170 СССР, МКИ2 Н02М 7/537. Транзисторный: инвертор / В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. Опубл. 25.08.77, Бюл.№ 31.

91. А.с. 630720 СССР, МКИ2 Н02М 3/335. Стабилизированный конвертор /В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков, В.Б.Иоффе. Опубл. 30.10.78, Бюл.,№ 40.

92. Патент 203I53I РФ, МКИ5 Н02М 3/335. Однотактный обратноходо-вой преобразователь напряжения /В.А.Хабузов, В.Ф.Худяков, А.П.Пакидов, В.Л.Широков. Опубл. 20.03.95, Бкш.№ 8.

93. Ануфриев Ю.А., Гусев В.Н., Смирнов В.Ф. Эксплуатационныехарактеристики и надежность электрических конденсаторов. М.: Энергия, 1976. - 224 с.

94. Лернер М.М. Выбор конденсаторов для электронных устройств. -М.: Энергия, 1970. 150 с.

95. Худяков В.Ф., Пакидов А.П. Измерение и расчет потерь мощности в лакопленочных конденсаторах при высокочастотных несинусоидальных пульсациях напряжения //Электронная техника. Сер.5. -1979. - Вып.5. - С.28-35.

96. Головацкий В.А. Транзисторные импульсные усилители и стабилизаторы постоянного напряжения. М.: Советское радио, 1974.160 с.

97. Ренне В.Т. Электрические конденсаторы. М.: Энергия, 1969. - 592 с.

98. А.с. 1567999 СССР, ЖИ5 C0IR 27/26. Устройство для измерения внутреннего сопротивления конденсатора /В.Ф.Худяков, В.А. Хабузов, Ю.А.Девяткин. Опубл. 30.05.90, Вюд.№ 20.

99. А.с. I7693I8 СССР, РЖИ5 Н02М 3/335. Однотактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное /А.А.Пономаренко, В.Ф.Худяков и др. Опубл. 15.10.95, Еюл.№ 38.

100. А.с. 1744775 СССР, МКИ5 Н02М 3/335. Однотактный преобразователь напряжения /В.Ф.Худяков, А.П.Пакидов, В.А.Хабузов. -Опубл. 30.06.95, БmJb 24.

101. Авдеев В.В., Пакидов А.П. Напряжение запаздывания внешних характеристик высокочастотных транзисторных конверторов //Проблемы преобразовательной техники /ИЭД АН УССР. Киев, 1979. -Вып.З. - С.146-149.

102. А.с. 1499425 СССР, МКИ4 Н02М 3/335. Стабилизирующий преобразователь напряжения /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов, А.А.Светлов. -Опубл. 07.08.89, Бал.№ 29.

103. А.с. 1820464 СССР, МКИ5 Н02М 3/335. Стабилизированный' преобразователь напряжения /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов. Опубл.07. 06.93, Бш.№ 21.

104. А.с. 1262658 COOP, МКИ4 Н02М 3/335. Транзисторный преобразователь напряжения /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов, А.А.Светлов и др. Опубл. 07.10.86, Бюл.№ 37.

105. Мелешин В.И. О проектировании ключевых вторичных источников питания //ЭТвА. М.: Советское радио, 1977. - Вып.9. - С.101-107.

106. Опадчий Ю.Ф. Переходные процессы в импульсном стабилизаторе напряжения //ЭТвА. М.: Советское радио, 1977. - Вып.9. -C.I07-II3.

107. Войтик М.С., Попов И.А. Повышение устойчивости стабилизатора с двухзвенным индуктивно-емкоетным сглаживающим фильтром //ЭТвА. М.: Советское радио, 1977. - Вып.9. - C.II3-II5.

108. А.с. I8I576I СССР, ЖИ5 Н02М 3/335. Стабилизированный преобразователь напряжения /В.А.Хабузов, В.Ф.Худяков и др. Опубл. 15.05.93, Бюл.№ 18.

109. Чжоу В.Ф. Принципы построения схем на туннельных диодах. -Мир, 1966. 448 с.

110. НО. Конторович М.И. Нелинейные колебания в радиотехнике. М.: Советское радио, 1973. - 320 с.

111. Smilen L.I., Youla D.C. Qu the stability of tunnel diode. Memo 49, Politech. Inst, of Brookli/n, Microwave Res. Inst., Jan. 1962.

112. Hines M.t. HifH-frequency ixefatlve-resistance circuit principles lor Esaku diode Applications.-Bell SyH. Tectin. J., 1960.-№-39 P.477.

113. ИЗ. Колосов В.А. Способ повышения надежности систем вторичного электропитания с импульсными транзисторными преобразователями напряжения //Высокоэффективные источники и системы вторичного электропитания РЭА: Матер.сем. М.: МДНТП, 1983. - С.14-18.

114. Функциональные устройства систем электропитания наземной РЭА /Под ред. В.Г.Костикова. М.: Радио и связь, 1990. - 192 с.

115. Моин B.C. Стабилизированные транзисторные преобразователи.- М.: Энергоатомиздат, 1986. 376 с.

116. Каралетян A.M. Автоматизация оптимального конструирования ЭВМ. М.: Советское радио, 1973. - 150 с.

117. Верхопятницкий П.Д., Латинский B.C. Справочник по модульному конструированию РЭА. Л.: Судостроение, 1983. - 232 с.

118. Компоновка и конструкции микроэлектронной аппаратуры: Справочное пособие /П.И.Овсищер и др. М.: Радио и связь, 1982. -208 с.

119. Базовый принцип конструирования РЭА /Е.М.Парфенов и др. -М.: Радио и связь, 1981. 120 с.

120. ГОСТ 18275-72. Аппаратура радиоэлектронная. Номинальные значения напряжения и силы токов питания. М.: Изд-во стандартов, 1972. - 20 с.

121. Саати Т. Целочисленные методы оптимизации. М.: Мир, 1973.- 148 с.

122. Дементьев В.Т. и др. Экстремальные задачи стандартизации. -Новосибирск: Наука, 1978. 192 с.

123. Корбута А.А., Финкелыптейн Ю.Ю. Дискретное программирование.- М.: Наука, 1969. 248 с.

124. Мощные транзисторные устройства повышенной частоты /А.А.Але-ксанян и др. Л.: Энергоатомиздат, 1989. - 176 с.

125. Конев Ю.И., Юрченко А.И., Букреев С.С. Транзисторные сумматоры мощности в системах параллельной работы источников питания //ЭТвА. М.: Советское радио, 1980. - Вып.II. - С.48-50.

126. Поликарпов А.Г., Сергиенко Е.Ф. Об одном способе параллельного включения ключевых стабилизаторов напряжения //ЭТвА. М.: Радио и связь, 1986. - Вып.17. - C.I27-I3I.

127. Оценка качества параметрического выравнивания выходных мощностей преобразователей в многоячейковых источниках электропитания //Б.А.Глебов и др. //Техническая электродинамика. 1983. -Вып.4.- С.30-35.

128. Способы параметрического выравнивания выходных мощностей преобразователей в многоячейковых источниках питания //Б.А.Глебов и др. //Техническая электродинамика. 1983. Вып.6.- С.43-47.

129. Бертинов А.И., Кофман Д.Б. Тороидальные трансформаторы статических преобразователей. М.: Энергия, 1970. - 96 с.

130. Гликман И.Я., Русин Ю.С. Расчет характеристик элементов цепей радиоэлектронной аппаратуры. М.: Советское радио, 1976. -160 с.

131. Худяков В.Ф, Оценка параметров трансформатора, определяющих помехозащищенность одяотактного преобразователя //Международный симпозиум ЭМС-93: Сб.науч.докл. /СПЭТУ. СПб, 1993. -4.2. - С.433-436.

132. Лобанова Т.П., Пакидов А.П., Широков В.Л. Оптимальные параметры электромагнитных элементов транзисторных конверторов //Техническая электродинамика. 1983. Вып.4. - С.3-7.

133. Гольдштейн Е.И., Майер А.К. Пассивные сглаживающие фильтры. Томск: Изд-во ТГУ, 1976. - 288 с.

134. Конструирование силовых полупроводниковых преобразовательных агрегатов /С.С.Резинекий и др. М.: Энергия, 1973. - 288 с.

135. А.с. 696586 СССР, МКИ2 Н02М 7/537. Транзисторный инвертор о ШИМ /В.В.Авдеев,А.П.Пакидов,В.Ф.Худяков. Опубл.15.II.79,Бюл.Ml.

136. А.с. 775847 СССР, МКИ3 Н02М 7/537. Транзисторный инвертор с ШИМ выходного напряжения /В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. -Опубл. 30.10.80, Бкш. №40.

137. А.с. 693523 СССР, МКИ2 Н02М 7/537. Регулируемый транзисторный инвертор /В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. Опубл.25.10.79, Бюл.№ 39.

138. А.о.957388 СССР, МКИ3 И02М 7/537. Транзисторный инвертор с ШИМ /В.Ф.Худяков, А.П.Пакидов. Опубл.07.09.82, Екш.гё 33.

139. А.с.720644 СССР, МКИ2 Н02М 7/537. Регулируемый транзисторный инвертор /В.В.Авдеев, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков. Опубл.05. 03.80, Ем.гё 9.

140. А.с.838981 СССР, МКИ2 Н02М 7/537. Транзисторный регулируемый инвертор /В.Ф.Худяков, А.П.Пакидов, В.В.Авдеев. Опубл.15.06.81, EmJ& 22.

141. Бессонов Л.А. Теоретические основы электротехники. М.: Высшая школа, 1973. - 752 с.

142. Гусев В.П. Технология радиоаппаратостроения. М.: Высшая школа, 1972. - 449 с.

143. А.с.1035753 СССР, МКИ3 Н02М 3/335. Стабилизированный преобразователь постоянного напряжения /В.Ф.Худяков, А.П.Пакидов, В.А. Хабузов. Опубл. 15.08.83, Бюл.гё 30.

144. А.с.1305842 СССР, МКИ4 НОЗК 7/08. Широтно-импульсный модулятор для стабилизированного преобразователя /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов, А.П.Пакидов, В.Л.Широков. Опубл.23.04.87, Бнш.№ 9.

145. А.с.1379926 СССР, МКИ4 Н02М 7/537. Транзисторный преобразователь /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов, А.П.Пакидов, В.Л.Широков. -Опубл.07.03.88, Бш.№ 9.

146. А.с.1065996 СССР, МКИ3 Н02М 3/335. Транзисторный конвертор /В.Ф.Худяков, А.П.Пакидов, В.А.Хабузов. Опубл.07.01.84,Бюл.И.

147. А.с.1185484 СССР, МКИ4 Н02Н 7/12. Устройство для защиты преобразователя /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов. 0публ.15.Ю.85,Бюл.Ю8.

148. А.с.1283891 СССР, МКИ4 Н02Н 7/12. Устройство для защиты конвертора /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов, А.А.Светлов. Опубл.15.01.87, Бюл.№ 2.

149. А.с.1485219 СССР, МКИ4 C05F 1/577. Многоканальный стабилизирующии преобразователь напряжения /В.Ф.Худяков, В.А.Хабузов, А.А. Светлов и др. Опубл.07.06.89, Бюл.№ 21.

150. Задков В.Н., Пономарев Ю.В. Компьютер в эксперименте: Архитектура и программные средства систем автоматизации: Учеб.руководство. М.: Наука, 1988. - 376 с.

151. Анохин В.В., Худяков В.Ф., Широков В.Л. Автоматизация экспериментальных исследований РЭА: Учеб.пособие/ЛИАП. Л,,1986. 80 с.

152. Автоматизация регулировки и контроля РЭА с использованием интерфейса КАМАК: Метод.указ. /В.В.Анохин, А.П.Пакидов, В.Ф.Худяков и др.; ЖАЛ. Л., 1985. 40 с.

153. Электрорадиоизмерения и автоматизация обработки результатов наблюдений: Метод.указ. /В.В.Анохин, В.А.Хабузов, В.Ф.Худяков и др.; ЖАЛ. Л., 1987. 29 с.