автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.07, диссертация на тему:Кольцевые делители-сумматоры мощности СВЧ диапазона с расширенной полосой рабочих частот

Московский государственный институт электроники и математики (технический университет)

004612750 На правах рукописи

уГ

Печурин Владимир Андреевич

Кольцевые делители-сумматоры мощности СВЧ диапазона с расширенной полосой рабочих частот

Специальность: 05.12.07 — Антенны, СВЧ устройства и их технологии

Автореферат диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

1 8 НОЯ 2010

Москва - 2010 г.

004612750

Работа выполнена на кафедре «Радиоэлектронные и телекоммуникационные устройства и системы» Московского государственного института электроники и математики (технического университета)

Научный руководитель:

доктор технических наук, профессор Петров Александр Сергеевич

Официальные оппоненты:

доктор технических наук, профессор Аристархов Григорий Маркович

доктор технических наук Климов Константин Николаевич

Ведущая организация:

Федеральное государственное унитарное предприятие Московский научно-исследовательский радиотехнический институт

Защита состоится 16 декабря 2010г. в 16 часов на заседании диссертационного совета Д 212.133.06 Московского государственного института электроники и математики (технического университета) по адресу: 109028, Москва, Б.Трехсвятительский пер., д. 3.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке МИЭМ.

Автореферат разослан «_».

2010 г.

Ученый секретарь диссертационного совета, к.т.н., профессор

Н.Н. Грачев

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы диссертации

Кольцевые делители-сумматоры мощности (КДСМ) относятся к простейшим и, вместе с тем, базовым устройствам, которые применяются в СВЧ технике в составе: систем распределения сигнала в сложной аппаратуре, антенных диаграммо-образующих матриц, балансных усилителей мощности, смесителей, фазовращателей отражательного типа, амплитудных модуляторов, аттенюаторов и ряда других устройств. Поэтому выявление новых качественных свойств КДСМ, совершенствование их конструкций, миниатюризация, повышение эффективности методов проектирования, расширение полосы рабочих частот, улучшение технологической реализуемости при изготовлении продолжают оставаться актуальными задачами СВЧ техники.

Данный вывод подтверждается также и тем обстоятельством, что в отечественной и зарубежной периодике регулярно появляются новые публикации, посвященные совершенствованию схем и конструкций КДСМ и развитию методов их проектирования. Цель работы и задачи исследования

Целью диссертации является расширение полосы рабочих частот 5 дуальных типов кольцевых делителей-сумматоров мощности и улучшение их реализуемости при изготовлении по стандартной технологии гибридных интегральных схем (ГИС).

Для достижения поставленной цели решены следующие задачи:

1. Проведен анализ и выявлен характер частотной зависимости импедансов во входных плечах 5 дуальных типов КДСМ.

2. Предложены эквивалентные схемы двухполюсников в виде последовательных и параллельных колебательных контуров, которые замещают входные импедансы КДСМ.

3. Разработана методика синтеза фильтрующе-трансформирующих цепей (ФТЦ), устанавливаемых на входах всех известных к настоящему

времени базовых схем КДСМ и позволяющих расширить их полосу рабочих частот вплоть до теоретически достижимого предела.

4. Исследованы характеристики Т-секций, эквивалентных по электрическим характеристиками на центральной частоте рабочего диапазона отрезкам линий, из которых формируются КДСМ. Применение этих секций позволяет улучшить технологическую реализацию устройств.

5. Предложены структурные дуально симметричные эквивалентные схемы для 5 дуальных типов КДСМ, компактно представляющие их при наличии на входах фильтрующе-трансформирующих цепей.

6. Проведены численные и натурные эксперименты, подтвердившие результаты выполненных теоретических исследований.

Методы исследования

При решении поставленных задач использовались методы теории радиотехнических цепей и сигналов, вычислительной электродинамики, линейной алгебры, компьютерного и математического моделирования, интегральное и дифференциальное исчисление. На защиту выносятся следующие положения:

1. Предложены структурные дуально симметричные эквивалентные схемы, которые дают компактное представление для 5 дуальных типов КДСМ при наличии на их входах фильтрующе-трансформирующих цепей.

2. Получены расчетные соотношения и разработана методика синтеза фильтрующе-трансформирующих цепей, устанавливаемых на входах схем КДСМ и позволяющих расширить их полосу рабочих частот вплоть до теоретически достижимого предела.

3. Разработана методика расширения полосы частот шлейфного квадратурного моста (ШКМ) с помощью фильтрующе-трансформирующей цепи типа «ласточкин хвост», обладающей уменьшенными габаритными размерами по сравнению с

традиционными схемами, реализованными на четвертьволновых трансформаторах и шлейфных фильтрах.

4. Достигнуто улучшение реализуемости КДСМ по технологии ГИС при замене входящих в их состав отрезков линий с высокими и низкими значениями характеристических импедансов эквивалентными Т-секциями с короткозамкнутыми и разомкнутыми на концах шлейфами.

5. Введено понятие и разработана методика проектирования некратных схем КДСМ, обладающих уменьшенными габаритными размерами и шириной полосы рабочих частот по сравнению с традиционными схемами. Создание некратных схем позволяет достигать компромисс между габаритами и шириной полосы частот при реализации КДСМ.

Научная новизна диссертации заключается в следующем:

1. Введено новое, компактное, дуально симметричное представление КДСМ с ФТЦ в виде структурных схем.

2. Теоретически обоснована возможность расширения полосы частот всех известных типов КДСМ путем установки на их входах ФТЦ.

3. Установлен теоретический предел для расширения полосы частот КДСМ различных типов.

4. Разработан общий подход и представлена методика синтеза параметров конкретных типов ФТЦ, расширяющий полосу рабочих частот КДСМ.

5. Установлено, что замена четвертьволновых линий, из которых сформированы КДСМ, на эквивалентные Т-секции, состоящие из отрезков линий и шлейфов, позволяет улучшить технологическую реализуемость соответствующих схем.

Практическая значимость диссертации состоит в том, что разработана эффективная методика формирования и синтеза параметров известных в литературе 5 дуальных пар базовых схем широкополосных КДСМ путем установки на их входах ФТЦ. Решены вопросы улучшения технологической реализации некоторых типов КДСМ путем использования Т-секций, состоящих из отрезков длинных линий и шлейфов.

Реализация и внедрение результатов работы

Основные результаты работы внедрены и нашли практическое применение при разработке аппаратуры в ОАО НИИ точных приборов, ОАО НПК НИИ дальней радиосвязи, а также в учебном процессе Московского государственного института электроники и математики на кафедре "Радиоэлектронные и телекоммуникационные устройства и системы".

Апробация работы

Основные теоретические и практические научные результаты, полученные в диссертации, докладывались и обсуждались на научно-технических конференциях студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ, Москва, 2008, 2009, 2010 г. а также в выступлении на семинаре МНТОРЭС им. A.C. Попова «Электродинамика и техника СВЧ, КВЧ и оптических частот», Москва 2010 г., на XVI-й Международной научно-технической конференции «Радиолокация навигация связь», Воронеж 2010 г.

Публикации

По теме работы опубликовано 14 научных трудов, в том числе 5 статей в ведущих научных журналах, рекомендуемых ВАК для публикации основных материалов диссертаций на соискание ученых степеней кандидата и доктора наук.

Структура работы

Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы и приложения, содержит 138 страниц машинописного текста, 105 рисунков, 7 таблиц. Список цитируемой литературы включает 95 наименований.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ Во введении дано обоснование актуальности темы диссертационной работы, определены цель и задачи исследований, а также приведены основные положения, выносимые на защиту.

В первой главе проведен анализ достижений последних лет в области проектирования миниатюрных делителей-сумматоров мощности СВЧ диапазона и кольцевых схем в частности. Даны явные выражения для расчета параметров 5 дуальных пар КДСМ, а также предложены для них новые, компактные структурные эквивалентные схемы (СЭС), таблица 1.

В СЭС введены следующие обозначения: □□ — отрезок линии, длиной Л/4, ЕЗ — отрезок линии, длиной А/4 с каскадно включенным с ним идеальным фазовым инвертором, Д и А — последовательные и параллельные тройниковые разветвления линий. В этой таблице: электрические длины всех линий равны 90°, — коэффициент деления мощности, который определяется отношением мощности на выходе г-плеча к мощности на выходе Л-плеча при возбуждении сочленения со стороны р-плеча. Очевидно, что М.кр) = \1 М[р, (/ = 1,2,3,4). Представленные во втором столбце схемы имеют более компактную форму по сравнению с традиционными, и к ним легко применяется принцип перестановочной двойственности. Установлено также, что ширина полосы частот КДСМ оказывается неодинаковой для параметров, описывающих согласование на различных плечах мостов и развязку между ними. Выявлена необходимость расширения полосы частот всех типов КДСМ путем установки на входах ФТЦ и разработки методики проведения синтеза таких цепей на основе классических подходов к проектированию фильтрующе-трансформирующих цепей по низкочастотным прототипам. Также установлено, что отдельные отрезки линий передачи, входящие в состав КДСМ, могут иметь слишком большие, либо, наоборот, слишком малые значения. И тогда возникают трудности при их реализации по технологии ГИС СВЧ, поскольку эти линии будут иметь слишком большие, либо малые ширины.

7

Таблица 1

СхемКДСМ Схема мнемоническая Расчетные сотношения

1 Ku.V4TrrM.V4 Г, .3 Г, П2 гСЗ, Ъз г2 Е У У Л/ УУ ^»таи-^л/),!?,^ М

2 ° г> Х./4 г, ц ^— 22 2,2 =2,^(1 + 1 м 4=2,2,(1+1 м л/™=л/<2>=л/'?=л44>=л/

"2< 2,3 2з

3 Гц. Г, 3 г, Га гСЗ ЧПР Пз Е Уз 1/2 К У? уЗ _ ^4 у2 . ВД ,2_1 + 1/М' 41 1 + М 23 1 + м У2_ ад ""1 + 1 ш

4 2Н2' _2, _ 2,22 _ 2,24 12 1 + 1Ш' " 1 + Л/ _ 2223 ^з 2324 23 1 + М' 34 1 + 1/Л/ <»=л/«»=л/<з»=л/](;|=л/

.У 2, /1— 243 ь, 2з

5 г-,,>.« е.2 ^—•« ИЛМЪ^ т2г ^12 1 У'п 5 | 2„ ?23 24 1 + Л/' 43 1 + 1/Л/

6 НЛЧ 3 2'|з 2"п ] > Уз у2 . ^2^4 у2 ВД 24 ""1 + М' ""1 + 1Ш НФНж]

7 2 ЧЛ2 *«/4 ■ЮН- 2г 2гс 2Д2 243 24 ^ М " У, 12 2^ у^ ТЗ у^

Продолжение таблицы 1

Схема-аналог Мнемоническая схема Расчетные ссттношения

8 Ум П Утг П, Уу Ут, Пз » 2, м' гх ¡1+1/м Ш/ " 'V г^ ' " 'У гх

9 3-дБ магическое Т-со членение р2 Ут « =

10 5-дБ магическое Т-сочленение ^ г-Ж к У1=Г, = 1',=П = П1 = »/А

В первом случае они занимают на плате большие габаритные размеры и вносят существенные неоднородности в тракт, а во втором случае их применение приводит к увеличенному затуханию и понижению уровня допустимой мощности в устройстве.

И, таким образом, встает вторая основная задача диссертационной работы — поиск путей и создание методики проектирования КДСМ с улучшенной реализацией отрезков линий передачи, которые в традиционных схемах трудно изготавливать по технологии ГИС, или даже оказывается невозможным сделать это.

Во второй главе разработана методика синтеза фильтрующе-трансформирующих цепей, устанавливаемых на входах КДСМ и позволяющих расширить их полосу рабочих частот вплоть до теоретически достижимого предела.

Общий принцип формирования согласующих цепей одинаков для КДСМ всех 10 типов (5 дуальных пар), приведенных в таблице 1. Суть его состоит в том, что, как известно из теории СВЧ цепей, взаимное 4-плечное согласованное сочленение без потерь становится направленным

ответвителем одного из трех типов. И таким образом, чем в более широкой полосе частот удастся согласовать сочленение со всех его входов, тем в большей полосе частот оно обязано сохранять свойства направленного ответвителя.

В качестве примера рассмотрим простейший случай шлейфного квадратурного моста (ШКМ), рис.1 а), 1-я схема в таблице 1, когда М = 1, что соответствует коэффициенту передачи по мощности 3,01 дБ, выраженному в децибелах. Полагаем также, что Ro = Ri = R2 = Rj = R* = 1 Ом. Тем самым мы нормируем характеристические проводимости шлейфов У,*, входящих в состав ШКМ, к проводимостям нагрузок моста Go = 1/Ro- Используя соотношения, приведенные в таблице 1, получаем У12 = У34 = л/2, У41 =У2}-1. Зависимости от частоты квадратов модулей элементов матрицы рассеяния этого ШКМ, выраженные в децибелах, представлены на рис. 2 а). Расчеты проведены с помощью программы Microwave Office (MWO). Видим, что для коэффициента отражения Lr по мощности со стороны входов, равного минус 20 дБ, ширина полосы частот составляет м^одб = 10,7 %.

а)

>G, as<

в)

Рис.1. Схема шлейфного квадратурного делителя мощности а) и его эквивалентные схемы по входным проводимостям: с ЬС— контурами б) и с шлейфами в)

Проведем (также с помощью программного пакета МЖ)) расчет реактивной составляющей входной проводимости ШКМ. Результаты представлены на рис.2 б). Непосредственно из него, находим нормированный

параметр крутизны Ъ[ = 62' = б/ = 64' =Ь'и~\92. Для сравнения на том же рисунке приведена зависимость от частоты реактивной составляющей проводимости параллельного колебательного контура, нагруженного на

проводимость Со = 1 Сму причем численно берем значение 1!р-у}СИ -Ь'м =1,92. Параллельный контур можно заменить короткозамкнутым на конце шлейфом, подключенным к входу параллельно. Видим, что в полосе частот до 60% представленные зависимости мало отличаются между собой. Это обстоятельство и позволяет при синтезе согласующих цепей, подключаемых к входам ШКМ, с хорошим приближением заменить его реальную входную проводимость проводимостью соответствующего параллельного колебательного контура, рис.1 б), или короткозамкнутого на конце четвертьволнового шлейфа, рис.1 в).

0

и -10

ч

?? -20

ъ

00

о -30

Г)

-40

-50

с*-. —та

=Э и

¿21 г к >11

\ /

14 2

1

< ч2

0.5 0.6 0.7 08 0.9 I 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5

№

0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5

М

а) б)

Рис.2. Зависимости от частоты: а) элементов матрицы рассеяния 3 дБ ШКМ, б) реактивной составляющей входной проводимости со стороны входов: 1 — самого ШКМ, 2 и 3 —эквивалентных схем, соответственно, в вцде ЬС параллельного колебательного контура и шлейфа

На рис.3 и 4 представлены схемы ШКМ с 4-звенными согласующими цепями, реализованными, соответственно, на основе ЬС - контуров и шлейфов, которые совместно с эквивалентными параллельными колебательными контурами, характеризующими поведение входных адмитансов моста, формируют 5-звенные полосно-пропускающие фильтры. Для удобства обозначений в этой схеме отсчет контуров ведется от клемм моста.

Расчет номинальных значений элементов этих схем проведен с помощью известных методов синтеза электрических фильтров СВЧ по

низкочастотным прототипам, адаптированных в диссертации к решению поставленной в ней основной задачи.

Рис.3. Схема ШКМ с ¿С-цепями, формирующая согласующую 5-звенную фильтрующую цепь

¿¡о» АЮ

I и

1 ь\;•> ^

4 ь? 44» ь<4> 44>

г,г ,

<=}т

-НИИ}

Г! 1

^ ь,'41 ь,'3'

г23

42) ьГ 42) 2 *«> ь® 4" а55) 3

Рис.4. Схема ШКМ с шлейфными четвертьволновыми резонаторами, формирующая согласующую 5-звенную фильтрующую цепь

В таблице 2 приведены значения параметров крутизны для всех 10 типов КДСМ (5 дуальных пар), причем полагается, что коэффициент деления мощности М - 1 (3,01 дБ), а нормированные сопротивления (проводимости) всех входов равны 1, за следующими исключениями. При отсутствии трансформаторов в схемах 4-й дуальной пары нормированные активные составляющие проводимости (сопротивления) со стороны входов 2 и 3, а в схемах 5-й дуальной пары со стороны входа 1 сопротивления (проводимости), равны 0,5.

Если синтезируется фильтр с чебышевской АЧХ, то при заданном числе звеньев п и уровне пульсаций в полосе пропускания ЬАг легко рассчитываются элементы нормированного фильтра - прототипа нижних частот (ФПНЧ) go, gu■■^, &+ь Затем определяется относительная ширина полосы частот схемы

ХН хм' н>=/ Ьм' = / Ьи', (1)

где х,/ = х„ / » Ьм' ~ЪМЮМ — параметры крутизны сопротивления и проводимости моста, нормированные к его собственной активной составляющей сопротивления (проводимости) на центральной частоте.

Таблица 2

Параметры крутизны Ь, и х, для КДМ 10 типов (5 дуальных пар), описанных в

[1], при коэффициенте деления мощности М - 1 (3,01 дБ). Нижний индекс

соответствует номеру входа КДМ

1-я дуальная 2-я дуальная 3-я дуальная 4-я дуальная 5-я дуальная

пара КДМ пара КДМ пара КДМ пара КДМ пара КДМ

ь, и,) = 1,92 г>,(х,)«о,з2 Мх,)= 1,847 6, (х,)=0,150 X, (Ь,)=0,279

1=1...4 1=1...4 ¿ц Они)- 0,761 *ц(4иН>,938 х2.3(йц)=0,14

МХ4)-0Д35 х,(ьл)=1,т х4(ЬД)=0,535

Примечание. Для схем 2-й и 5-й дуальной пары даны средние значения

параметров крутизны в полосе частот, поскольку на центральной частоте они

равны нулю.

Далее, рассчитываются параметры крутизны последовательных и параллельных контуров

х,. = / / <), Ь, = (йи, / ^)(С0 / О0'), / = 1,2,..., и-1. (2)

где сц'— частота среза нормированного ФПНЧ, равная 1 рад/с, Я^ и С0' — сопротивление и, соответственно, проводимость генератора в его схеме, равные 1 Ом и 1 См, и Со сопротивление и проводимость генератора в схеме синтезируемого фильтра, х, и ¿>, — параметры крутизны реактивных составляющих сопротивления и проводимости контуров, -у/Л/Г

— относительная ширина полосы частот пропускания фильтра, /| и /2 — граничные частоты диапазона.

И, наконец, определяем активные составляющие входного сопротивления (проводимости) КДСМ

. либо (^Х). (3)

Теперь, зная центральную частоту диапазона (Ц и параметры крутизны колебательных контуров схемы x¡ и 6„ рассчитываем номиналы Ц и С, элементов:

последовательных звеньев

Ц=х,1щ, С, = 1/{щх,), (4)

и параллельных звеньев

¿,=1/(<ЧА)> (5)

Если в схеме вместо последовательных и параллельных колебательных контуров включаются четвертьволновые шлейфы, соответственно, разомкнутые и короткозамкнутые на концах, то для характеристических импедансов (адмитансов) линий передачи, из которых они сформированы, получаем соотношения

= 4х, >л, ГЛ4т = Щ /п. (6)

При использовании полуволновых шлейфов

~ 1Х1 1 П > = Щ I Я- (?)

Тем самым, синтез согласующей цепи рассматриваемого типа может считаться полностью завершенным.

Поскольку для ФПНЧ численно 0\ = =1, то из (1) следует, что при

заданных значениях х'п и ¿/ элемент g1(") полностью определяет полосовые характеристики синтезируемой схемы, где с помощью верхнего индекса (и) при элементе подчеркивается то обстоятельство, что он определяется для цепи с числом звеньев, равным и.

Элемент ФПНЧ находим с помощью выражения

= 2п)) / 8Ь{[1 / (2и)]1п[сШ(^г /17,37)]}. (8)

При проектировании делителей-сумматоров мощности их характеристики по согласованию обычно принято оценивать отраженной от входов мощностью Ьп выраженной в децибелах. Уровень пульсаций коэффициента передачи фильтра ЬАп задаваемый при синтезе элементов

фильтра-прототипа нижних частот, связан с уровнем отраженной мощности с помощью следующего соотношения

£,г=-1О18(1-1О^/10),дБ. (9)

На рис.5 приведены результаты расчета зависимости коэффициента glм, определяющего в соответствии с (1) ширину полосы частот схемы, а также отношения я/"'/^'10' от числа звеньев схемы п = 1, 2,..., 10. Максимальное значение и выбрали равным 10, поскольку, как это следует из графических зависимостей, приведенных на рис.5, при п =10 коэффициент уже практически достигает своего предельно максимального значения. Более того, видим, что выбор числа элементов схемы и свыше 5 не имеет практического смысла. Поскольку в этом случае даже при Ьг = -30 дБ ширина полосы частот достигает 90% от своего предельно максимального значения.

а) б)

Рис.5. Зависимости от и: а) glм, б) g^(") / gl(Щ

Теперь, если с помощью численного эксперимента определен параметр крутизны хи' или Ьм' КДСМ, то при заданных значениях п и Ьг для расчета ожидаемой относительной ширины полосы частот схемы достаточно разделить значение g^n), рассчитанное с помощью (8) или выбранное из графической зависимости, представленной на рис.5 а), на соответствующий параметр хм' или Ьм'.

Можно убедиться в том, что оценка предельной ширины полосы частот схемы при бесконечном числе звеньев с помощью интегрального критерия Бодэ-Фано, который, в данном случае, можно приближенно записать в виде ии-*/[&Ь(2-10 или >уб^=я/[41п(2-10^'20)], приводит

практически к таким же результатам, что и расчет по формуле (1) при п = 10.

На рис.6 представлены зависимости характеристик 3 дБ ШКМ от частоты при различном числе п звеньев фильтрующе-трансформирующих цепей, установленных на его входах. А на рис.7 и 8 изображены две другие схемы ФТЦ, применяемые для расширения полосы частот КДСМ. Для них также получены все расчетные соотношения с помощью прототипа, изображенного на рис.9.

На рис.10 приведены структурные эквивалентные схемы с ФТЦ на входах

Рис.6. Зависимости характеристик 3 дБ 1ШШ от частоты при различном числе я звеньев фильтрующе-трансформируюших цепей, установленных на его входах: а) п = 2, б) п = 3, в) п = 4, г) п = 5

и

О код

КДМу

Ы Ь____№

¿12

М

а) б)

Рис.7. Полосно-пропускаклций фильтр с четвертьволновыми параллельными а) и последовательными б) шлейфами и четвертьволновыми соединительными линиями

|—-I /1-3 [

ВходШКМ

I____л___I

Рис.8. Трансформаторная схема согласования проводимости, нагруженной на реактивный шлейф

Ь, . Ьг . Ь} . Ьл-1 _ь„=ьи

Ли •/,2 •/23 Ли Л-.,. Л.-1

С/а .

Оь-Ом

Рис.9. Схема фильтра-прототипа с идеальными инверторами проводимости

ИЭС}: ¿ОСв

1,414* Ц к»';

¡_Е1,о< 1,0*

I» 1

ТС.0- ю

1,414' Н

га*

а)

Рис.10. Структурные эквивалентные схемы 3 дБ КДСМ четырех дуальных пар с согласующими цепями при п = 3 с нормированными параметрами элементов при равных значениях характеристических импедансов линий входов

На рис.9 означают идеальные инверторы проводимости. В СЭС, рис.10, введены следующие обозначения: о и О — резонаторы последовательного и параллельного типов. Цифры около этих элементов означают для резонаторов параметры крутизны сопротивления, для длинных линий - их характеристические импедансы, для тройников - активную составляющую импеданса соответствующего выхода КДСМ. Звездочки над этими цифрами означают, что заданы не сопротивления, а проводимости соответствующих элементов. Кружки, выделенные пунктиром, означают эквивалентные резонаторы, видимые со стороны соответствующих входов мостов.

В третьей главе диссертационной работы рассматриваются вопросы конкретной схемной реализации КДСМ с неравным коэффициентом деления мощности в выходных плечах, а также практической реализации некоторых схем расширения их полосы рабочих частот. Проанализированы характеристики ШКМ с эквивалентными Т-секциями, заменяющими четвертьволновые отрезки длинных линий на примерах двух- и трехшлейфных квадратурных мостов, рис.11, 12, а также синфазных делителей мощности.

202, $02

102. %2

22, вгп 22, вг/2

22, 02/2 22, вЛ

21, вД

2о2> #02

гМ1

ь

2,,е,/2

в)

а) б)

Рис.11. Схемы: традиционного ШКМ а) с Т-секциями и XX- шлейфами в продольных плечах б), с Т-секциями и КЗ- шлейфами в поперечных плечах в)

Результаты анализа частотных характеристик схем, изображенных на рис.11, приведены на рис.13 и 14. Видим, что по мере увеличения характеристического импеданса продольного шлейфа в схеме рис.11 б) и уменьшения характеристического импеданса в поперечном шлейфе второй

схемы, рис.11 в), относительная ширина полосы рабочих частот ШКМ монотонно уменьшается. Ухудшаются также и характеристики ШКМ как по неравномерности деления мощности AL, так и по отклонению разности фаз в выходных плечах S(p от номинального значения.

Рис. 12. Топологии трехшлейфного квадратурного моста: традиционная а), реализованная с применением Т-секций б)

Рис. 13.Частотные зависимости характеристик схемы ШКМ, изображенной на рис.11 б)

Вместе с тем, приходим к заключению о том, что при умеренном изменении характеристических импедансов варьируемых шлейфов (в 1,5 — 2 раза) ширина полосы рабочих частот уменьшается в первой схеме на 6,5 — 30,7%, а во второй — на 18,8 — 32,3% от номинального значения. Во многих практических схемах это вполне допустимо, а сами они оказываются востребованными, поскольку конструкции соответствующих устройств переходят из разряда технологически трудно, или даже вообще нереализуемых в разряд хорошо реализуемых (по технологии ГИС).

т -10

4

~= -20

5 "30

(Ч

-40 -50

¿2=0,

0,5<// 0.707 ,

Л*

Зо

0 0,1 25\\

0 50 V/A

0.9 0.95 I

М

-1 -2

0.9 0.95 I

М

0.9 0.95 1 1.05 1.1

м

а) б) в)

Рис.И.Частотные зависимости характеристик схемы ИЖМ, изображенной на рис.] 1 в)

В третьей главе предложены также схемы согласующих цепей, реализованных на основе секции, состоящей из трех связанных микрополосковых линий типа «ласточкин хвост», рис.15. Описана схема двухканального синфазного делителя мощности с расширенной полосой частот по развязке. Приведены схемы КДСМ с расширенной полосой рабочих частот для УКВ диапазона, в том числе, изготовленных на керамиках с высокой диэлектрической проницаемостью, рис.16.

у г " 1Уз1 -»5 --а к

г Ч ^41 / /

1 \/

V

а)

0.9 1 1.1 1.2 1.3 14 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 2 2.1 Частота, ГГц

б)

Рис.15. Топология ШКМ с полоснорасширяющими цепями типа ЛХ а), расчетные зависимости ее характеристик от частоты б)

1С-Эи ШС-ЭЛГ

0.15

0.2 0.25 0.3 0.35

Частота, ГТц

а) б)

Рис.16. Топология микрополоскового двухшлейфного КДСМ с трансформатором на керамике с е, = 80 а) и его характеристики б)

Четвертая глава диссертационной работы посвящена решению вопросов проектирования широкополосных КДСМ с применением современных программных пакетов и 7е1апс1 1ЕЗБ, в ней также приводятся

результаты экспериментальной отработки макетов разработанных устройств.

Фотография макета трехшлейфного КДСМ представлена на рис.17 а). Схема разработана с помощью методов, описанных во 2-й и 3-й главах диссертации. Результаты измерений характеристик устройства представлены на рис.17 б).

а) б)

Рис.17. Макет ШКДСМ а), характеристики макета ШДКМ б)

Другой макет ШКМ с ФТЦ типа «ласточкин хвост» изображен на рис.18 а), а его частотные характеристики представлены на рис.18 б). Наконец, на рис.19 представлен макет ШКМ с ФТЦ в виде двухзвенного полосно-пропускающего фильтра (ППФ) и короткозамкнутыми на концах четвертьволновыми шлейфами, а также характеристики схемы.

Sr

Г S 13 ^ 41

а)

1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 Частота, ГГц б)

Рис.18. Макет ШКМ а) характеристики макета ШКМ б)

Сравнение расчетных и экспериментальных данных свидетельствует о хорошей точности разработанной методики. Так, ширина полосы частот по

сравнению с расчетной уменьшилась всего на 1,5%, а неравномерность коэффициента деления мощности увеличилась на 0,12 дБ.

>33 \

V з № 4

\

522

I 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 2 2.1 Частота, ГГц

а) б)

Рис.19. Макет ШКМ с ФТЦ типа двухзвенного ППФ, реализованного на закороченных на концах четвертьволновых шлейфах

В заключении фиксируются основные результаты работы и сделаны выводы по диссертации в целом.

В приложении дано краткое описание макетных образов диаграмме -образующих схем антенной решетки и моноимпульсной антенной системы, реализованных на КДСМ, а также приведены их характеристики.

ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ РАБОТЫ

В диссертационной работе получены следующие основные результаты:

1. Проведен анализ современного состояния вопроса проектирования делителей сумматоров мощности СВЧ диапазона и на его основе выявлены основные тенденции развития данного направления.

2. Предложены структурные схемы для 5 дуальных пар кольцевых КДСМ и удобная для практического применения сводка соотношений, позволяющих рассчитывать параметры их элементов.

3. Разработана методика синтеза фильтрующе-трансформирующих цепей с произвольным числом звеньев п, устанавливаемых на входах КДСМ и позволяющих расширить их рабочий диапазон частот вплоть до теоретически достижимого предела, который также был установлен.

4. На основе анализа свойств Т-секций, эквивалентных отрезкам длинных линий, формирующих КДСМ, выявлены такие варианты

реализации их схем, которые обладают улучшенной технологической реализуемостью при изготовлении их по технологии ГИС.

5. Предложена пленарная реализация фильтрующе-трансформирующей цепи в виде секции связанных микрополосковых линий типа «ласточкин хвост», которая эквивалентна каскадному включению инвертора импеданса и разомкнутого на конце шлейфа, установленного в тракте параллельно.

ПУБЛИКАЦИИ ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИОННОЙ РАБОТЫ

1. Печурин В.А. , Петров A.C. Делители-сумматоры мощности СВЧ диапазона//Успехи современной радиоэлектроники,2010 №2,с. 5-42.

2. Петров A.C., Печурин В.А. Расширение полосы частот кольцевых делителей-сумматоров мощности с помощью согласующих цепей// Радиотехника и электроника, 2010, том 55, № 3, с. 312-323.

3. Маппыров В.Д., Печурин В.А., Петров A.C. Двухканальный синфазный делитель мощности с расширенной полосой частот по развязке// Радиотехника, 2009, № 5, с. 57-59.

4. Печурин В.А., Петров A.C. Квадратурные делители-сумматоры среднего и высокого уровня мощности для диапазона УКВ// Успехи современной радиоэлектроники, 2009, №10, с. 59-62.

5. Петров A.C., Печурин В.А., Тегель СЛ. Моноимпульсная антенная система наземного пункта управления БПЛА // Информационно-измерительные и управляющие системы, №7, т.7,2009, с. 74-80.

6. Печурин В.А., Петров A.C. Шлейфные квадратурные мосты с эквивалентными Т-секциями, заменяющими четвертьволновые отрезки длинных линийЮлектромагнитная совместимость и проектирование электронных средств/Под редЛ.Н. Кечиева.-М.:МИЭМ, 2010.-е. 47-52.

7. Печурин В.А. Оптимизационный синтез 3-шлейфного квадратурного делителя мощности // Научно-техническая конференция студентов,

аспирантов и молодых специалистов МИЭМ. Тезисы докладов. - М.: МИЭМ, 2010.-с. 251

8. Косякин C.B., Печурин В.А., Кобузев А.Н, Петров А.С Синтез планарных СВЧ фильтров // XVI Международная научно-техническая конференция «Радиолокация навигация связь». Сборник докладов. -Воронеж.: НПФ «САКВОЕЕ» ООО, 2010. - с. 1626-1632.

9. Печурин В.А., Петров A.C. Резистивные делители-сумматоры мощности//Электромагнитная совместимость и проектирование электронных средств/Под ред.Л.Н. Кечиева.-М.:МИЭМ,2008.-с.154-157.

10.Печурин В.А., Коммутированная линия задержки СВЧ сигнала// Научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ. Тезисы докладов. -М.: МИЭМ, 2008. - с. 305306.

11. Печурин В.А., Влияние разброса параметров микрополоскового фильтра на частотные характеристики// Научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ. Тезисы докладов. -М.: МИЭМ, 2009. - с. 182.

12 .Печурин В.А., Сравнение расчетных и экспериментальных характеристик МПЛ фильтра, изготовленного на диэлектрике Rogers // Научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ. Тезисы докладов. -М.: МИЭМ, 2009. - с. 183.

13 .Косякин C.B., Печурин В. А., Кобузев А.Н, Восьмиканальный коммутируемый полосно-пропускающий фильтр СВЧ диапазона// Электромагнитная совместимость и проектирование электронных средств/ Под ред. Л.Н. Кечиева. -М.: МИЭМ, 2009. - с. 126-130.

14 .Косякин C.B., Печурин В.А., Синтез широкополосных микрополосковых полосно-пропускающих СВЧ фильтров // Научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ. Тезисы докладов. -М.: МИЭМ, 2010. - с. 252.

Подписано в печать 22.10.10 Объем 60/90-1,5 п. л. Тираж 120 экземпляров Заказ №356 от 22.10.10 Отпечатано в ООО «Мирея» ул. Потешная, д.6/2 www.poligrafist-m.ru

1

-26

Введение.

Глава 1. Состояние вопроса проектирования кольцевых делителей-сумматоров мощности.

1.1. Современные достижения в области создания ДСМ.

1.2. Традиционные и структурные схемы кольцевых ДСМ, сводка основных расчетных соотношений.

1.3. Кольцевые ДСМ, их реализация на основе ОИС СВЧ, основные характеристики и методы расширения полосы частот.

1.4. Выводы.

Глава 2. Расширение полосы частот кольцевых делителей-сумматоров мощности с помощью согласующих цепей.

2.1. Принцип формирования согласующих цепей на входах КДСМ.

2.2. Ширина полосы частот КДСМ с согласующими цепями.

2.3. Согласование входов двухшлейфного квадратурного делителя мощности.

2.4. Другие схемы фильтрующе-трансформирующих цепей.

A. Полосно-пропускающий фильтр с четвертьволновыми шлейфами и четвертьволновыми соединительными линиями.

Б. Схема с четвертьволновыми шлейфами и полуволновыми соединительными линиями.

B. Многосекционные четвертьволновые трансформаторы.

Г. Некратные схемы.

2.5. Структурные эквивалентные схемы (СЭС) и выбор типа КДСМ с ФТЦ

Выводы.

Глава 3. Схемная реализация кольцевых мостов с неравным делением мощности в выходных плечах и полосно-расширяющими цепями.

3.1. Шлейфные квадратурные мосты с эквивалентными Т-секциями, заменяющими четвертьволновые отрезки длинных линий.

A. Т-секция, эквивалентная отрезку длинной линии.

Б. Двухшлейфный квадратурный мост.

B. Трехшлейфный квадратурный мост.

3.2. ШКМ с полосно-расширяющими цепями.

А. Четвертьволновый трансформатор.

Б. Согласующая цепь на секциях связанных линий передачи.

3.3. Двухканальный синфазный делитель мощности с расширенной полосой частот по развязке.

3.4. Особенности реализации синфазных делителей с неравным отношением мощностей в выходных плечах.

A. СДМУ с равным делением мощности в выходных плечах М = 1 (0 дБ)

Б. СДМУ с отношением мощности в выходных плечах М = 2 (3 дБ).

B. СДМУ с отношением мощности в выходных М = 4 (6 дБ).

Г. СДМУ с отношением мощности в выходных плечах М = 10 (10 дБ)

3.5. Делители-сумматоры среднего и высокого уровня мощности для диапазона УКВ.

Выводы.

Глава 4. Моделирование ДСМ с помощью программных пакетов М^О и 1ЕЗО, результаты экспериментальных исследований.

4.1. ШКМ с ФТЦ типа «ласточкин хвост».

A. ШКМ с двухзвенной ФТЦ типа «ласточкин хвост».

Б. Пример проектирования ШКМ с однозвенной ФТЦ типа ЛХ с помощью программного комплекса AWR.

B. Моделирование ШКМ с ФТЦ, сформированнами четвертьволновыми и полуволновыми шлейфами и четвертьволновыми соединительными линиями.

4.2. Трехшлейфный квадратурный делитель-сумматор мощности.

4.3. Сочетание методов синтеза параметров ДСМ с помощью соотношений, полученных во 2-й и 3-й

главах, и методов анализа и оптимизации характеристик СВЧ устройств с использованием средств программного комплекса AWR.

4.4. Экспериментальное исследование макетов широкополосных ДСМ

A. Трехшлейфный квадратурный делитель мощности.

Б. Двухшлейфный квадратурный делитель с ФТЦ типа «Ласточкин хвост».

B. Двухшлейфный квадратурный делитель с закороченными на концах секциями.

Выводы.

Основные результаты работы.

Делители-сумматоры мощности (ДСМ) относятся к простейшим и вместе с тем базовым устройствам, которые применяются в СВЧ технике в составе систем распределения сигнала в сложной аппаратуре, антенных диаграммо-образующих матриц, балансных усилителей мощности, смесителей, фазовращателей отражательного типа, амплитудных модуляторов, аттенюаторов и ряда других устройств. Поэтому выявление новых качественных свойств ДСМ, совершенствование их конструкций, миниатюризация, повышение эффективности методов проектирования, расширение полосы рабочих частот, улучшение технологической реализуемости при изготовлении продолжают оставаться актуальными задачами СВЧ техники.

Данный вывод подтверждается таюке и тем обстоятельством, что в отечественной и зарубежной периодике, и, в частности, журнале IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques регулярно появляются новые публикации, посвященные совершенствованию схем и конструкций ДСМ и развитию методов их проектирования.

В учебнике, написанном Д.М. Сазоновым, А.Н. Гридиным и Б.А. Мишустиным, большое внимание уделено базовым теоретическим вопросам анализа фундаментальных характеристик СВЧ устройств, в том числе, ДСМ. Существенный вклад в совершенствование конструкций ДСМ и разработку новых расчетных методик внесли такие видные специалисты как В.П. Мещанов, В.В. Кармазина, Б.М. Кац, A.JI. Фельдштейн, З.И. Модель, JI.P. Явич. Выдающееся место занимает фундаментальная монография Д.Л. Маттея, Л.Янга и Е.М.Т. Джонса, в которой разработаны не только методы проектирования фильтров СВЧ, согласующих цепей и цепей связи, но также и ДСМ различных типов. Среди других зарубежных авторов назовем следующие имена: С. Кон, Р. Леви, Э.Ред.

Отечественные ученые В.И. Гвоздев и Е.И. Нефедов явились пионерами нового направления СВЧ техники -— объемных интегральных схем (ОИС). В их монографии предложено множество топологий ДСМ, реализованных по идеологии ОИС. Разработанные схемы ДСМ на ОИС СВЧ, а также проведенный в диссертации анализ их характеристик привели к постановке задач, решаемых в данной работе. Цель работы и задачи исследования

Целью диссертации является расширение полосы рабочих частот 5 дуальных типов кольцевых делителей-сумматоров мощности и улучшение их реализуемости при изготовлении по стандартной технологии гибридных интегральных схем (ГИС).

Для достижения поставленной цели решены следующие задачи:

1. Проведен анализ и выявлен характер частотной зависимости импедансов во входных плечах 5 дуальных типов кольцевых делителей-сумматоров мощности (КДСМ).

2. Предложены эквивалентные схемы двухполюсников в виде последовательных и параллельных колебательных контуров, которые замещают входные импедансы КДСМ.

3. Разработана методика синтеза фильтрующе-трансформирующих цепей (ФТЦ), устанавливаемых на входах всех известных к настоящему времени базовых схем КДСМ и позволяющих расширить их полосу рабочих частот вплоть до теоретически достижимого предела.

4. Исследованы характеристики Т-секций, эквивалентных по электрическим характеристиками на центральной частоте рабочего диапазона отрезкам линий, из которых формируются КДСМ. Применение этих секций позволяет улучшить технологическую реализацию устройств.

5. Предложены структурные дуально симметричные эквивалентные схемы для 5 дуальных типов КДСМ, компактно представляющие их при наличии на входах фильтрующе-трансформирующих цепей.

6. Проведены численные и натурные эксперименты, подтвердившие результаты выполненных теоретических исследований.

Методы исследования

При решении поставленных задач использовались методы теории радиотехнических цепей и сигналов, вычислительной электродинамики, линейной алгебры, компьютерного и математического моделирования, интегральное и дифференциальное исчисление. На защиту выносятся следующие положения:

1. Предложены структурные дуально симметричные эквивалентные схемы, которые дают компактное представление для 5 дуальных типов КДСМ при наличии на их входах фильтрующе-трансформирующих цепей.

2. Получены расчетные соотношения и разработана методика синтеза фильтрующе-трансформирующих цепей, устанавливаемых на входах

1 схем КДСМ и позволяющих расширить их полосу рабочих частот вплоть до теоретически достижимого предела.

3. Разработана методика расширения полосы частот шлейфного квадратурного моста (ШКМ) с помощью фильтрующе-трансформирующей цепи типа «ласточкин хвост», обладающей уменьшенными габаритными размерами по сравнению с традиционными схемами, реализованными на четвертьволновых трансформаторах и шлейфных фильтрах.

4. Достигнуто улучшение реализуемости КДСМ по технологии ГИС при замене входящих в их состав отрезков линий с высокими и низкими значениями характеристических импедансов эквивалентными Т— секциями с короткозамкнутыми и разомкнутыми на концах шлейфами.

5. Введено понятие и разработана методика проектирования некратных схем КДСМ, обладающих уменьшенными габаритными размерами и шириной полосы рабочих частот по сравнению с традиционными схемами. Создание некратных схем позволяет достигать компромисс между габаритами и шириной полосы частот при реализации КДСМ.

Научная новизна диссертации заключается в следующем:

1. Введено новое, компактное, дуально симметричное представление КДСМ с ФТЦ в виде структурных схем.

2. Теоретически обоснована возможность расширения полосы частот всех известных типов КДСМ путем установки на их входах ФТЦ.

3. Установлен теоретический предел для расширения полосы частот КДСМ различных типов.

4. Разработан общий подход и представлена методика синтеза параметров конкретных типов ФТЦ, расширяющий полосу рабочих частот КДСМ.

5. Установлено, что замена четвертьволновых линий, из которых сформированы КДСМ на эквивалентные Т-секции, состоящие из отрезков линий и шлейфов, позволяет улучшить технологическую реализуемость соответствующих схем.

Апробация работы

Основные теоретические и практические научные результаты, полученные в диссертации, докладывались и обсуждались на научно-технических конференциях студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ, Москва, 2008, 2009, 2010 г. а также в выступлении на семинаре МНТОРЭС им. A.C. Попова «Электродинамика и техника СВЧ, КВЧ и оптических частот», Москва 2010 г., на XVI-й Международной научно-технической конференции «Радиолокация навигация связь», Воронеж 2010 г. Публикации

По теме работы опубликовано 14 научных трудов, в том числе 5 статей в ведущих научных журналах, рекомендуемых ВАК для публикации основных материалов диссертаций на соискание ученых степеней кандидата и доктора наук. Структура работы

Диссертационная работа состоит из введения, четырех, заключения, списка литературы и приложения, содержит 138 страниц машинописного

Основные результаты работы

В диссертационной работе получены следующие основные результаты:

1. Проведен анализ современного состояния вопроса проектирования делителей сумматоров мощности СВЧ диапазона и на его основе выявлены основные тенденции развития данного направления.

2. Предложены структурные схемы для 5 дуальных пар кольцевых КДСМ и удобная для практического применения сводка соотношений, позволяющих рассчитывать параметры их элементов.

3. Разработана методика синтеза фильтрующе-трансформирующих цепей с произвольным числом звеньев п, устанавливаемых на входах КДСМ и позволяющих расширить их рабочий диапазон частот вплоть до теоретически достижимого предела, который также был установлен.

4. На основе анализа свойств Т-секций, эквивалентных отрезкам длинных линий, формирующих КДСМ, выявлены такие варианты реализации их схем, которые обладают улучшенной технологической реализуемостью при изготовлении их по технологии ГИС.

5. Предложена планарная реализация фильтрующе-трансформирующей цепи в виде секции связанных микрополосковых линий типа «ласточкин хвост», которая эквивалентна каскадному включению инвертора импеданса и разомкнутого на конце шлейфа, установленного в тракте параллельно.

Делители-сумматоры мощности относятся к классу пассивных СВЧ устройств, к которому также принадлежат фильтры и согласующие цепи. Именно поэтому в монографии [10] все эти три типа устройств рассматриваются одновременно. Их проектирование, по сути дела, подчиняется единой методике. Этот вывод полностью подтверждается как материалами самой диссертационной работы, так и публикациями соискателя по фильтровой тематике, включая коммутируемые фильтры и линии задержки [90-94].

1. Кузовкин H.H., Петров A.C. Миниатюрные СВЧ устройства деления-суммирования мощности (Обзор) // Успехи современной радиоэлектроники, 2004, № 12, с. 12—46.

2. Cohn S.B., Levy R. History of Microwave Passive Components with Particular Attention to Directional Couplers // IEEE Trans, on Microwave Theory and Techniques. 1984. V. MTT-32. N. 9. P. 1046-1054.

3. Кац Б.М., Мещанов В.П., Карамзина B.B. Делители мощности СВЧ. -М.: ЦНИИ Электроника, Обзоры по электронной технике, 1988. -36 с.

4. Сазонов Д.М., Гридин А.Н., Мишустин Б.А. Устройства СВЧ. — М.: Высш. Школа, 1981.-295 с.

5. Модель З.И .Устройства сложения и распределения мощностей высокочастотных колебаний-М.: Сов. радио, 1980 -296 с.

6. Гвоздев В.И., Нефедов Е.И. "Объемные интегральные схемы СВЧ." М.: Наука, 1985. - 256 с.

7. Ред Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике: Схемы, блоки, 50-0мная техника, Пер. с нем.- М.: 1990. — 256 с.

8. А.Л.Фелъдштейн Справочник по элементам полосковой техники -М.: Связь.-1979.-336 с.

9. Зелях Э.В., Фельдштейн А.Л., Явич JI.P., Брилон B.C. Миниатюрные устройства УВЧ и ОВЧ диапазонов на отрезках линий. -М.: Радио и связь, 1989. -112 с.

10. Маттей Д.Л., Янг Л., Джонс Е.М.Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. -М.: Связь, Т.1. 1971. 439 с.

11. Печурин В.А. , Петров А. С. Делители-сумматоры мощности СВЧ диапазона// Успехи современной радиоэлектроники, 2010, №2, с. 5-42.

12. Woo D.J., Lee T.K. Suppression of harmonics in Wilkinson power divider using dual-band rejection // IEE Trans. 2005. V.MTT-53, №6, pp. 2139-2144.

13. Wu L., Sun Z, Yilmaz H., Berroth M. A dual-frequency Wilkinson power divider// IEEE Trans. 2006. V.MTT-54, №1, pp. 278-284.

14. Monzon C. A small dual-frequency transformer in two section// IEEE Trans. 2003., V.MTT-51, №4, pp. 1157-1161.

15. Cheng K.-K.M, Law C. A novel approach to the design and implementation of dual-band power divider// IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №2, pp. 487-492.

16. Horst S., Bairavasubramanian R., Tentzeris M.M., Papapolymerou J. Modified Wilkinson power dividers for millimeter-wave integrated circuits // IEEE Trans. 2007. V.MTT-55, №11, pp. 2439-2446

17. Park M-J. Dual-band Wilkinson divider with coupled output port extensions// IEEE Trans. 2009. V.MTT-57, №9, pp. 2232-2237.

18. Wu Y., Liu Y., Zhang Y., Gao J., Zhou H. A dual band unequal Wilkinson power divider without reactive components // IEEE Trans. 2009. V.MTT-57, №1, pp. 216-222.

19. Oraizi H., Ali-Reza Sharifi A.R. Design and optimization of broadband asymmetrical multisection Wilkinson power divider // IEEE Trans. 2006. V.MTT-54, №5, pp. 2220-2231.

20. Cohn S. B. A new class of broadband three-port TEM-mode hybrids // IEEE Trans, on Microwave Theory and Techniques. 1968. V. MTT-16, N. 2. P. 110-116.

21. Lee S.-W., Kim C.-S., Choi K. S., Park J.-S., Ahn D. A general design formula of multi-section power divider based on singly terminated filter design theory // 2001 MTT-S International Microwave Symposium Digest. Vol. II. P. 1297-1300.

22. Ooi B.L. Compact EBG in-phase hybrid-ring equal power divider // IEEE Trans. 2005. V.MTT-53, №7, pp. 2329-2334.

23. Palei W., Leong M. S., "Broad-banding technique for in-phase hybrid ring equal power divider," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 50, no. 7, pp. 1790-1794, Jul. 2002.

24. Маппыров В.Д., Печурин В.А., Петров А.С. Двухканальный синфазный делитель мощности с расширенной полосой частот по развязке // Радиотехника, 2009, с. 57-59.

25. Чон К.—Х., Петров А.С. Идеальные делители тока и напряжения в симметричных многоканальных СВЧ устройствах распределения мощности // Электромагнитные волны и электронные системы. 2001. Т.6. №2-3. С.54-63.

26. Кузовкин КН., Петров А.С. Схемы-прототипы 4-плечных гибридных кольцевых делителей мощности // Радиотехника и электроника. 2004. Т. 49, № 8. с. 919-926

27. Tang С. W., Chen M.G Design of multipassband microstrip branch-line couplers with open stubs // IEEE Trans. 2009. V.MTT-57, №1, pp. 196-204.

28. Hsu C.L., Kuo J.Т., Chang C.W. Miniaturized dual-band hybrid couplers with arbitrary power division ratios // IEEE Trans. 2009. V.MTT-57, №1, pp. 149-156.

29. Eccleston K.W., Sebastian H.M. Ong S.H.M., Compact planar microstripline branch-line and rat-race couplers // IEEE Trans. 2003. V.MTT-51, №10, pp. 2119-2125.

30. Cheng K.-K.M., Wong F.L. A novel approach to the design and implementation of dual-band compact planar 90 branch-line coupler // IEEE Trans. 2004. V.MTT-52, №11, pp. 2458-2463.

31. Tang C. W., Chen M. G. Synthesizing microstrip branch-line couplers with predetermined compact size and bandwidth // IEEE Trans. 2007. V.MTT-55, №9, pp. 1926-1934

32. Jung S.C., Negra R., Ghannouchi F.M. A design methodology for miniaturized 3-dB branch-line hybrid couplers using distributed capacitorsprinted in the inner area // IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №12, pp. 29502953.

33. Zheng S.Y., Yeung S.H., Chan W.S., Man K.M., Leung S.H., Xue Q. Dual-Band Rectangular Patch Hybrid Coupler // IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №1, pp. 1721-1728.

34. Chi C.H., Chang C.Y. A new class of wideband multisection 180 hybrid rings using vertically installed planar couplers // IEEE Trans. 2006. V.MTT-54, №6, pp. 2478-2486.

35. Ahn H-R, Kim B. Small wideband coupled-line ring hybrids with no restriction on coupling power// IEEE Trans. 2009. V.MTT-57, №7, pp. 18061817.

36. Ghali H., Moselhy T.A. Miniaturized fractal rat-race, branch-line, and coupled-line hybrids // IEEE Trans. 2004. V.MTT-52, №11, pp. 2513-2520

37. Liao S.S., Peng J.T. Compact planar microstrip branch-line couplers using the quasi-lumped elements approach with nonsymmetrical and symmetrical T-shaped structure // IEEE Trans. 2006. V.MTT-54, №9, pp. 3508-3514.

38. Pedro de Paco, Verdu J., Menendez O., Corrales E. Branch-line coupler based on edge-coupled parallel lines with improved balanced response // IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №12, pp. 2936-2941.

39. Fathelbab W.M. The synthesis of a class of branch-line directional couplers // IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №8, pp. 1985-1994.

40. Lourandakis E., Schmidt M., Seitz S., Weigel R. Reduced size frequency agile microwave circuits using ferroelectric thin-film varactors // IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №12, pp. 3093-3099.

41. Кузовкин И.Н., Петров А. С. Микрополосковый шлейфный квадратурный мост, оптимизированный в сетке прямоугольной декартовой системы координат // Радиотехника, 2005, № 10, с. 109—114.

42. Кузовкин И.Н., Петров А.С., Смирнова Е.В. Управление характеристиками СВЧ делителей мощности, реализованных начетвертьволновых отрезках линий передачи // Радиотехника, 2006, № 12, с. 71-75.

43. Печурин В.А., Петров А. С. Квадратурные делители-сумматоры среднего и высокого уровня мощности для диапазона УКВ // Успехи современной радиоэлектроники, 2009, №10, с.59 — 62.

44. Okabe Н., Caloz С., Itoh Т. A compact enhanced-bandwidth hybrid ring using an artificial lumped-element left-handed transmission-line section // IEEE Trans. 2004. V.MTT-52, №3, pp. 798-804.

45. Сазонов Д. M., Гридин A. H. Техника СВЧ. Конспект лекций для студентов дневного и вечернего отделения радиотехнического факультета // М.: МЭИ, 1971. 315 с.

46. Lin I.L., DeVincentis М., Caloz С., Itoh Т. Arbitrary dual-band components using composite right/left-handed transmission lines // IEEE Trans. 2004. V.MTT-52, №4, pp. 1142-1149.

47. Chi P-L., Itoh Т., Fellow L. Miniaturized dual-band directional couplers using composite right/left-handed transmission structures and their applications in beam pattern diversity system // IEEE Trans. 2009. V.MTT-57, №5, pp. 1207-1215.

48. Caloz C., Sanada A. Itoh T. A Novel composite right-/left-handed coupled-line directional coupler with arbitrary coupling level and broad bandwidth // IEEE Trans. 2004. V.MTT-52, №3, pp. 980-992

49. Kuylenstierna D., Gunnarsson S.E., Zirath H. Lumped-element quadrature power splitters using mixed right/left-handed transmission lines // IEEE Trans. 2005. V.MTT-53, №8, pp. 2616-2621.

50. Phromloungsri R., Chongcheawchamnan M, "A high directivity design using an inductive compensation technique," in Asia—Pacific Microw. Conf., Dec. 2005, pp. 2840-2843.

51. Phromloungsri R., Chongcheawchamnan M., Robertson I.D. Inductively compensated parallel coupled microstrip lines and their applications // IEEE Trans. 2006. V.MTT-54, №9, pp. 3571-3582

52. M. Dydyk Accurate design of microstrip directional couplers with capacitive compensation // IEEE MTT-S Int. Microw. Symp. Dig., May 1990, pp. 581-584.

53. S.L. March Phase velocity compensation in parallel-coupled microstrip // IEEE MTT-S Int. Microw. Symp. Dig., Jun. 1982, pp. 581-584

54. Chiu J.C., Lin C.M., Wang Y.H. A 3-dB Quadrature Coupler Suitable for PCB Circuit Design // IEEE Trans. 2006. V.MTT-54, №9, pp. 3521-3525.

55. Chin K.S., Ma M.C., Chen Y.P., Chiang Y.C. Closed-form equations of conventional microstrip couplers applied to design couplers and filters constructed with floating-plate overlay // IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №5, pp. 1172-1179.

56. Gruszczynski S., Wincza K., Sachse K. Design of compensated coupled-stripline 3-dB directional couplers, phase shifters, and Magic-T's— Part I: Single-section coupled-line circuits // IEEE Trans. 2006. V.MTT-54, №11, pp. 3986-3994.

57. Gruszczynski S., Wincza K., Sachse K. Design of compensated coupled-stripline 3-dB directional couplers, phase shifters, and Magic-T's— Part II: Broadband coupled-line circuits // IEEE Trans. 2006. V.MTT-54, №9, pp. 3501-3507.

58. Avrillon S. , Pele I., Chousseaud A., Toutain S. Dual-band power divider based on semiloop stepped-impedance resonators // IEEE Trans. 2003. V.MTT-51, №4, pp. 1269-1273.

59. Zheng S.H., Yeung S.H., Chan W.S., Man K.F., Leung S.H. Size-reduced rectangular patch hybrid coupler using patterned ground plane // IEEE Trans. 2009. V.MTT-57, №1, pp. 180-188.

60. Abbosh A.M. Design of ultra-wideband three-way arbitrary power dividers // IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №1, pp. 194-201.

61. Lap K. Yeung L.K., Wang Y.E. A Novel 180 hybrid using broadside-coupled asymmetric coplanar striplines // IEEE Trans. 2007. V.MTT-55, №12, pp. 2635-2630.

62. Napijalo V., Kearns В. Multilayer 180 coupled line hybrid coupler // IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №11, pp. 2525-2535.

63. U-yen K., J. Wollack E.J., Papapolymerou J., JLaskar J. A broadband planar Magic-T using microstrip-slotline transitions // IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №1, pp. 172-177.

64. Llamas M.A., Ribo M., Girbau D., Pradell L A rigorous multimodal analysis and design procedure of a uniplanar 180 hybrid // IEEE Trans. 2009. V.MTT-57, №7, pp. 1832-1839.

65. Yun Y. A Novel microstrip-line structure employing a periodically perforated ground metal and its application to highly miniaturized and low-impedance passive components fabricated on GaAs MMIC // IEEE Trans. 2005. V.MTT-53, №6, pp. 1951-1959.

66. Chin T-Y., Wu J-C., Chang S-F, Chang C-C. Compact S-/Ka-Band CMOS quadrature hybrids with high phase balance based on multilayer transformer over-coupling technique I I IEEE Trans. 2009. V.MTT-57, №3, pp. 708-715.

67. Tseng S.C., Meng С., Chang C.H. , Chang S.H., Huang G.W. A silicon monolithic phase-inverter rat-race coupler using spiral coplanar striplines and its application in a broadband gilbert mixer // IEEE Trans. 2008. V.MTT-56, №8, pp. 1879-1888.

68. Hettak K., Morin G.A., Stubbs M.G. Compact MMIC CPW and asymmetric CPS branch-line couplers and Wilkinson dividers using shunt and series stub loading // IEEE Trans. 2005. V.MTT-53, №5, pp. 1624-1635.

69. Петров A.C., Печурин В.А. Расширение полосы частот кольцевых делителей-сумматоров мощности с помощью согласующих цепей// Радиотехника и электроника, 2010, том 55, № 3, с. 312-323.

70. Разевиг В.Д., Потапов Ю.В., Курушин А.А. Проектирование СВЧ устройств с помощью Microwave Office. — М.: СОЛОН - Пресс. -496 с

71. Podell A.F. Some magic tees with 2 to 3 octaves bandwidth // Microwave Symp. 1969, G-MTT Int., pp. 317-319.

72. Rehnmark S. Wide-Band Balanced Line Microwave Hybrids // IEEE Trans. 1977. V. MTT-25, №.10, pp. 825-830.

73. Riblet G.P. A Directional Coupler with Very Flat Coupling // IEEE Trans. 1978. T-MTT, № 26, pp. 70-74

74. Levy R., Lind L.F. Synthesis of Symmetrical Branch-Guide Directional Couplers I I IEEE Trans. 1968. V. MTT-16, №2, pp. 80-89.

75. Lind L.F. Synthesis of Asymmetrical Branch-Guide Directional Coupler-Impedance Transformers (Correspondence) // IEEE Trans. 1969 V. MTT-17,№1, pp. 45-48.

76. A. M. Muraguchi, T. Yukitake, Y. Naito. Optimum Design of 3-dB Branch-Line Couplers Using Microstrip Lines (Short Papers) // IEEE Trans. 1983. T-MTT, № 31, pp. 674-678

77. Кузовкин КН., Петров А. С., Смирнова E.B. Резонансные свойства четвертьволнового трансформатора // Радиотехника, 2007, № 8, с. 52 — 55.

78. Tripathi V.K. Asymmetric coupled transmission lines in an inhomogeneous medium // IEEE Trans. 1975. V.MTT-23, №9, pp. 734-739.

79. Schwindt R., Nguyen C., Spectral domain analysis of three symmetric coupled lines and application to new bandpass filter // IEEE Trans. 1994. V.MTT-42, №7, pp. 1183-1189.

80. Shimizu J.K., Jones E.M.T. Coupled transmission-line directional couplers // IRE Trans. 1958. V. MTT-6. №4, pp. 403-411.

81. Cristal E.G., Young L. Theory and Tables of Optimum Symmetrical TEM-Mode Coupled-Transmission-Line Directional Couplers // IEEE Trans. 1965. V. MTT-13. №.5, pp. 544-558.83. www.sageiabs.com // Product specification, hybrids, 3db quadrature.

82. Курушин A.A. Особенности программы электромагнитного моделирования IE3D //EDA Express,2004, №10, с.19-24.

83. Гупта К, Гардж Р., Чахда Р. Машинное проектирование СВЧ устройств // М.: Радио и связь, 1987, 432 с.

84. Печурин В.А. Оптимизационный синтез 3-пшейфного квадратурного делителя мощности // Научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ. Тезисы докладов. -М.: МИЭМ, 2010. с. 251

85. Печурин В.А. Сравнение расчетных и экспериментальных характеристик МПЛ фильтра, изготовленного на диэлектрике Rogers // Научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ. Тезисы докладов. -М.: МИЭМ, 2009. с. 183.

86. Дмитриев Е.Е. Сравнение характеристик фильтров, полученных при анализе в программах Microwave Office и Zeland IE3D, с макетом // EDA Express, 2005, №12, с.12-13.

87. Печурин В.А., Петров A.C. Резистивные делители-сумматоры мощности // Электромагнитная совместимость и проектирование электронных средств/ Под ред. JT.H. Кечиева. -М.: МИЭМ, 2008. — с. 154-157.

88. Косякин C.B., Печурин В.А., Кобузев А.Н, Петров А.С Синтез планарных СВЧ фильтров // XVI Международная научно-техническая конференция «Радиолокация навигация связь». Сборник докладов. -Воронеж.: НПФ «САКВОЕЕ» ООО, 2010. с. 1626-1632.

89. Печурин В.А. Коммутируемая линия задержки СВЧ сигнала// Научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ. Тезисы докладов. -М.: МИЭМ, 2008. с. 305-306.

90. Печурин В.А. Влияние разброса параметров микрополоскового фильтра на частотные характеристики// Научно-техническаяконференция студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ. Тезисы докладов. -М.: МИЭМ, 2009. с. 182.

91. Косякин C.B., Печурин В.А., Кобузев А.Н, Восьмиканальный коммутируемый полосно-пропускающий фильтр СВЧ диапазона// Электромагнитная совместимость и проектирование электронных средств/ Под ред. Л.Н. Кечиева. -М.: МИЭМ, 2009. с. 126-130.

92. Косякин C.B., Печурин В.А., Синтез широкополосных микрополосковых полосно-пропускающих СВЧ фильтров // Научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ. Тезисы докладов. -М.: МИЭМ, 2010. с. 252.

93. Петров A.C., Печурин В.А., Тегелъ С.А. Моноимпульсная антенная система наземного пункта управления БПЛА // Информационно-измерительные и управляющие системы, №7, т.7, 2009, с. 74-80.

94. В приводимых ниже приложениях дано краткое описание макетных образов диаграммо-образующих схем (ДОС), разработанных соискателем, а также приведены их характеристики.