автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.04, диссертация на тему:Формирование и прием радиосигналов с использованием квадратурных схем преобразования частоты

На правах рукописи

004607307

Федчун Андрей Александрович

ФОРМИРОВАНИЕ И ПРИЕМ РАДИОСИГНАЛОВ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ КВАДРАТУРНЫХ СХЕМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ

Специальность 05.12.04- Радиотехника, в том числе системы и устройства телевидения

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

2 6 АВ Г 2010

Таганрог-2010

004607307

Работа выполнена на кафедре Радиоэлектронных средств защиты и сервиса (РЭС ЗиС) Технологического института Федерального государственного автономного образовательного учреждения высшего профессионального образования "Южный федеральный университет" Министерства образования и науки Российской Федерации.

Научный руководитель: Румянцев Константин Евгеньевич,

доктор технических наук, профессор

Официальные оппоненты: Федосов Валентин Петрович,

доктор технических наук, профессор, Технологический институт Южного федерального университета, г. Таганрог

Сучков Петр Валентинович, кандидат технических наук, доцент, Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса, г. Шахты

Ведущая организация: ФГУП ВНИИ «ГРАДИЕНТ»,

г. Ростов-на-Дону

Защита состоится " 9 " 10 г. в -/У часов минут на заседании

диссертационного совета Д 212.20e.20 при Южном федеральном университете в Технологическом институте по адресу:

Ростовская область, г. Таганрог, пер. Некрасовский, 44, ауд. Д-406.

С диссертацией можно ознакомиться в зональной научной библиотеке Южного федерального университета по адресу: г. Ростов-на-Дону, ул. Пушкинская, 148.

Просим Вас прислать отзыв, заверенный гербовой печатью учреждения, по адресу: 347928, ГСП-17, Ростовская область, г. Таганрог, пер. Некрасовский, 44, Технологический институт Южного федерального университета Ученому секретарю Совета.

Автореферат разослан " 2010 г. ____

Ученый секретарь

диссертационного совета Д 212.208.20 кандидат технических наук, доцент

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы. В настоящее время в радиотехнике широко используются цифровые радиосистемы передачи информации (ЦРСПИ).

Внедряемое 4-е поколение мобильной (сотовой) связи (технология LTE), цифровое телевидение (технологии DVB, ISDB, DTMB), цифровое радиовещание (технологии DRM, DAB, ШОС), ЦРСПИ локальных сетей (технология WiFi - стандарты IEEE 802.1 la/g/n), системы мобильного и фиксированного радиодоступа (технология WiMAX - стандарты IEEE 802.16d/e), многие системы фиксированного радиодоступа миллиметрового диапазона и цифровые радиорелейные системы предполагают использование радиосигналов с мультиплексированием с разделением по ортогональным частотам (OFDM). Также в современных ЦРСПИ часто обрабатываются групповые радиосигналы с двухпозиционной частотной манипуляцией (ДЧМ), фазовой (ФМ) и квадратурной амплитудной (KAM) манипуляциями, в частности, в базовых станциях систем мобильной (сотовой) связи 2-го/З-го поколений. Большинство из перечисленных технологий и систем предназначены в основном для работы в диапазонах сверхвысоких частот и используют радиосигналы с полосами частот от единиц-десятков мегагерц до единиц гигагерц.

В передатчиках и приемниках, использующих OFDM-радиосигналы или групповые радиосигналы, наиболее часто применяется техника прямого преобразования (НШ), а в ней чаще всего применяются аналоговые квадратурные схемы преобразования частоты (АКСПЧ) -квадратурные модуляторы (КМ) и квадратурные демодуляторы (КД). Квадратурные OFDM-сигналы и квадратурные групповые сигналы формируют в цифровом виде, и они уже представляют собой модулированные сигналы, поэтому впоследствии с помощью них в КМ выполняется преобразование частоты квадратурных сигналов с одной боковой полосой (ПЧ-ОБП) с помощью двухфазного метода (ДФМ). При приеме OFDM-радиосигналов или групповых радиосигналов в КД выполняется их квадратурное преобразование на нулевую промежуточную частоту (ПЧ), а впоследствии выполняется цифровая обработка сигналов (ЦОС).

При реализации ПЧ-ОБП наличие амплитудного и фазового дисбаланса квадратурных каналов КМ приводит к формированию внеполосного излучения остатка второй боковой полосы (ВБП) радиосигнала. При реализации преобразования радиосигнала на нулевую ПЧ наличие амплитудного и фазового дисбаланса квадратурных каналов КД приводит в дальнейшем к неполному подавлению сигнала зеркального канала (ЗК). Выпускаемые интегральные микросхемы (ИМС) КМ :: КД ::с гссгда сбсспгчкьаюг ïoiHôCib баланса квадратурных каналов, необходимую для реализации радиопередатчиков и радиоприемников современных ЦРСПИ с заданными характеристиками.

Проведенные исследования позволяют заключить, что разработка новых методов формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ, использующих АКСПЧ, для уменьшения внеполосного излучения остатка ВБП при повышающем преобразовании частоты н уменьшения остатка сигнала ЗК при понижающем преобразовании частоты, а также разработка методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов КМ и КД являются актуальными научными задачами.

" Применение методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов (обычно в виде ЦОС) совместно с ДФМ при формировании и приеме радиосигналов не является единственно возможным вариантом решением описанной проблемы. Можно пойти по пути разработки или использования других методов ПЧ-ОБП, позволяющих при таких же АКСПЧ достичь более низкого относительного уровня остатка ВБП или сигнала ЗК. В теории однополосной модуляции (ОМ) известен фазофильтровый метод (ФФМ), использующий для формирования радиосигналов КМ, а КД - для их приема (Е.Г. Момот, Д.К. Уивер мл.), и который подходит для этой цели.

Однако современный уровень знаний оставляет нерешенным вопрос о возможности использования ФФМ для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ. Для ФФМ не исследовано влияния дисбаланса квадратурных сигналов на радиосигналы, как при их формировании, так и при их приеме. Нет соответствующих ФФМ моделей дисбаланса квадратурных сигналов и методов его коррекции, а также для него не описана обработка квадратурных модулирующих сигналов. Ряд недостатков ФФМ ставит вопрос о разработке нового метода ПЧ-ОБП лишенного их, но обладающего его преимуществами.

Целью диссертации является уменьшение внеполосного излучения остатка ВБП и уменьшение остатка сигнала ЗК путем разработки нового метода ПЧ-ОБП и новых методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов АКСГ1Ч.

Объектом исследования являются методы ПЧ-ОБП, методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ, а также устройства их реализующие.

Предметом исследования является формирование радиосигналов с помощью ПЧ-ОБП и коррекция дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ.

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие частные задачи:

1) провести анализ существующих в теории ОМ методов ПЧ-ОБП и установить перспективные направления для уменьшения внеполосного излучения остатка ВБП;

2) разработать и исследовать новый метод ПЧ-ОБП, обеспечивающий отсутствие внеполосного излучения остатка ВБП в сформированном радиосигнале;

3) показать возможность прямого формирования промежуточных квадратурных сигналов нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ для осуществления ПЧ-ОБП;

4) показать возможность применения ФФМ для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ;

5) показать применимость существующих моделей дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ методов его коррекции для нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ;

6) разработать новые модели дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ и методы его коррекци для нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ;

7) провести исследования по практической реализации разработанных и исследованных методов устройств на их основе.

Методы исследования. Для решения поставленных в работе задач использованы методы теорн формирования и приема радиосигналов, численные методы, математические расчеты применительно реальным характеристикам радиосигналов, методы математического моделирования с применение ЭВМ, а также экспериментальные исследования.

Основные научные положения, выдвигаемые для зашиты:

1) устранение внеполосного излучения остатка ВБП в радиосигнале возможно путе преобразования на нулевую среднюю частоту первичных квадратурных сигналов с одной боковс полосой с получением промежуточных квадратурных сигналов и последующего преобразован! частоты этих сигналов с одной боковой с получением заданного радиосигнала;

2) прямое формирование промежуточного квадратурного ОРИМ-сигнала возможно пут« формирования относительно нулевой частоты двух ОРНМ-сигналов, представляющие нижнюю верхнюю части спектра первичного квадратурного ОРОМ-сигнала относительно его средней частоты последующим их объединением в единый квадратурный сигнал; прямое формирован! промежуточных квадратурных групповых сигналов возможно путем формирования одноканальне квадратурных сигналов на их промежуточных частотах из первичных квадратурных и: модулирующих сигналов с последующим объединением в единый квадратурный сигнал;

3) модель дисбаланса сигналов АКСПЧ заключается в раздельном описании дисбаланса п] преобразовании частоты сигналов двух половин спектра первичного преобразуемого сигна относительно частоты преобразования, используемой до/в КМ/КД;

4) при осуществлении нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ коррекция дисбаланса квадратурш сигналов АКСПЧ при дисбалансе выходных каналов фазовращателя КМ/КД возможна путем создан дисбаланса сигналов частоты низкочастотного преобразования или путем создания дисбалан преобразуемых/преобразованных сигналов низкочастотного преобразования; коррекция дисбалан квадратурных сигналов АКСПЧ при дисбалансе входных/выходных каналов КМ/КД возможна пут создания дисбаланса преобразуемых/преобразованных сигналов низкочастотного преобразования;

5) при реализации нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ искажения от сигнала остатка ВБП формируемых радиосигналах можно представить как ошибку модуляции.

Научная новизна работы состоит в следующем:

1. Разработан и исследован новый метод ПЧ-ОБП, обеспечивающий отсутствие внеполоенс излучения остатка ВБП в сформированном радиосигнале;

2. Разработаны методы прямого формирования промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных групповых квадратурных KAM- и ДЧМ-сигналов нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ для осуществления ПЧ-ОБП;

3. Разработан вариант реализации ФФМ для осуществления ПЧ-ОБП с обработкой квадратурных модулирующих сигналов;

4. Разработаны модели дисбаланса сигналов АКСПЧ для нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ и разработаны соответствующие методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов.

5. Получены аналитические выражения для описания искажений в сформированных и принимаемых радиосигналах с цифровыми видами модуляций при осуществлении нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ.

Практическая ценность работы заключается в следующем:

1. Разработано устройство «Формирователь однополосного сигнала», защищенное патентом на полезную модель 70060 РФ, формирующее радиосигнал с ОМ без внеполосного излучения остатка ВБП, используя для этого новый метод ПЧ-ОБП;

2. Разработано устройство «Формирователь группового радиосигнала», защищенное патентом на полезную модель 75121 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка ВБП с помощью усовершенствованной схемы ФФМ, адаптированной к обработке квадратурных модулирующих сигналов;

3. Разработано устройство «Формирователь группового сигнала», защищенное патентами на полезную модель 75121 РФ и 75810 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка ВБП, используя для этого новый метод ПЧ-ОБП;

4. Разработаны технические решения формирователей промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных групповых квадратурных KAM- и ДЧМ-сигналов для осуществления ПЧ-ОБП с помощью КМ без внеполосного излучения остатка ВБП;

"5. Разработано техническое решение реализации нового метода ПЧ-ОБП с двумя КМ, позволяющее осуществлять фильтрацию внутриполосного остатка ВБП конечного радиосигнала;

6. Разработаны технические решения коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов с помощью нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ;

7. Показана применимость нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ для формирования и приема OFDM-радиосигналов и для формирования групповых KAM- и ДЧМ-радиосигналов современных ЦРСПИ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов существующих АКСПЧ;

8. Описана методика определения дисбаланса квадратурных сигналов для осуществления коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при реализации нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ.

Внедрение 'результатов работы. Результаты диссертационной работы использовались в НИОКР ООО Фирма «Анкад», г. Москва и в ОКР ОАО Московское конструкторское бюро «Компас», г. Москва.

Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и бсуждались на научно-технических конференциях: 111 Ежегодной научной конференции студентов и аспирантов базовых кафедр Южного научного центра РАН (г. Таганрог, 19 апреля 2007 г.); XIV Международной научно-практической конференций студентов и аспирантов «Радиоэлектроника, электротехника и энергетика» (г. Москва, 28-29.02.2008 г.); XVII Международной научно-технической конференции «Современное телевидение» (г. Москва, 17-18 марта 2009 г.); XI Международной Конференции и Выставке «Цифровая обработка сигналов и ее применение - DSPA-2009» (г. Москва, 2009 г).

Публикации. Основные положения диссертационной работы отражены в 10 печатных работах, из них 3 статьи, опубликованные в ведущих рецензируемых научных журналах, определенных ВАК для изложения основных научных результатов: «Журнал научных публикаций аспирантов и зкторантов» (1 статья, 2007 г.), «Известия ЮФУ. Технические науки» (2 статьи, 2009 г.). Также 1 статья опубликована в электронном научном журнале «Журнал радиоэлектроники» (2010 г.), а 2 из указанных печатных работ опубликованы в сборниках материалов всероссийских и международных конференций: «Труды 17-й Международной научно-технической конференции «Современное телевидение», Москва, 2009 г. и «Труды 11-й Международной конференции «Цифровая обработка сигналов и ее применение - DSPA-2009», Москва, 2009 г. По материалам работы получены 3 патента РФ на полезные модели.

Все основные научные результаты, приведенные в диссертации, получены автором лично.

Структура диссертационной работы. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключен» списка используемой литературы и приложений. Общий объем диссертационной работы составля 220 страниц, включая 90 иллюстраций и 21 таблицу, список литературы состоит из 165 наименован! на 10 листах, в том числе 11 работ автора, отражающих материалы диссертации.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении приведена общая характеристика работы, обоснована актуальность тем определены цель, предмет и объект исследований, сформулирована научная задача, на решен которой направлена диссертационная работа, приведены научная новизна и практическая значимое результатов работы, а также представлены основные научные положения и наиболее существен»! научные результаты, выдвигаемые для защиты.

В первой главе рассматриваются формирование, обработка и свойства ииформационш (модулирующих) сигналов, представленных в виде квадратурных сигналов. Даны определен первичных OFDM-сигналов, первичных групповых OFDM-, KAM- и ДЧМ-сигналов в ви аналитических выражений. Рассмотрены устройства обработки квадратурных сигналов в совремешп ЦРСПИ и принципы их работы. Проведен анализ существующих в теории ОМ методов ПЧ-ОБП методов подавления ЗК, проблемы дисбаланса квадратурных сигналов, а также осуществле постановка научной задачи диссертации.

Квадратурными будет считать пару сигналов, описываемых выражениями:

/0(/) = Л(Ои*<р(О. ßo(0 = ,

где функция A(i) - представляет амплшуду модулирующего сигнала, а функция <р(/) - фа модулирующего сигнала. Вещественный модулирующий сигнал ио(0 в данном случае таю описывается выражением (1) и представляется в визе произведения двух функций A(t) и cos<p(i являющихся случайными. Сигнал /0(/) тизываггея синфзвным сигналом (синфазной частью), сигнал Q0 (t) квадратурным сигналом (квадратурной частью). Квадратурным сигналом часто называют и пару этих сигналов.

Первичный групповой КАМ-сигнал можно записать в виде: ,

N-1

GfCAKiO = ^Q(r)cos[(o)o + + Ф*(01 > (

*=о

где Ck(t) = фк(0 + 12к(0 > 4>t(0 = arclg[Qk{t)l Ik(t)], lk(t) - синфазная компонен модулирующего сигнала к-го канала, a Qk(t) - квадратурная компонента модулирующего сигнала го канала, Аса -частотный разнос между каналами (сетка частот); N-чисто несущих частот (число канал числоодаокадальныхКАМ-сигаалов), ш0 -круговая частота первой несущей частоты. Сигналы с ФМ-2 ФМ-4 являются частными случаями КАМ-сигнала.

Первичный OFDM-сигнал можно представить в комплексном виде:

N-1

S„ = ^Ck(nT)exp(j2nkr,r/i), (

¿«0

где N - число несущих в OFDM-сигнале, а первичный групповой OFDM-сигнал можно записать комплексном виде:

1-1 N-1 N-1

GqfdM(пТ) = ^{^Q,i(«7')tcos((Bo + /Дй + 2кк/т)пТ] Ckj(n7")[sin(coo + l&m + 2zk/т)пГ]} , ( /=0 JUO k=0

где Ckj(nT) - модулирующий символ KAM k-Й несущей; т - длительность модулирующих символов KAM - интервал даскрепваиии; L- число каналов (число одаоканальных OFDM-сигналов), N - число несущих часто оддаканальном OFDM-сигнале; 1-номер канала; а>о - круговая частота первой несущей частоты.

Первичный групповой ДЧМ-сигнал можно записать в виде:

N-1

СДЧМ (О = >'кШлк cos[(">0 -ЪДЕВ + ^и)'] + ЧШкcos[(ap +<аДЕВ + кЛ1о)/]}. (6)

к=О

где \k(t) - значение информационного бита (0 или 1) к-го канала; A¡¡ - амплитуда k-го канала; адЕв -девиация частоты; N-чисю каналов (чисто оддоканадашхДЧМ-сигналов).

Квадра^рные дополнения (Q) первичных сигналов можно получил, произведя сдвиг их фазы на 90 градусов, ервичные групповые сигаалы считаем широкополосными сигналами, стары которых расположены только в шжигельной области частот в окрестностях нулевой частот, по аналогии с пгрвичным ОГОМ-шгнаюм.

Распространенным вариантом формирования радиосигналов является ПЧ-ОБП с помощью КМ 1Исунок 1, а) при реализации ДФМ. Распространенным вариантом приема радиосигналов является < преобразование на нулевую ПЧ с помощью КД (рисунок 1, б). На рисунке 1 введены зозначения: П - перемножитель; ФВ - фазовращатель; С - сумматор, Г - вход сигнала генератора етеродина), 1/Q - входы/выходы квадратурных каналов КМ/КД.

Рисунок 1

ДФМ и ФФМ являются двумя методами известными в теории ОМ, реализующимися с помощью М и КД. При ДФМ синфазная (I) и квадратурная (0) компоненты модулирующего сигнала шсунок 2, а), подаваемые на КМ с помощью соответственно 1/0 компонент гармонического «нала с частотой Рг преобразуются на эту несущую частоту. Нижние боковые полосы (БП) в эттученных двух сигналах протиЕсфгзкы I! "р;; слс;;;с;;;;;; в сумматоре ¡СМ, в

гзультате чего получается требуемый полезный радиосигнал, но амплитудный и фазовый небаланс квадратурных каналов КМ приводит к формированию остатка ВВП (рисунок 2, б).

В КД полезный радиосигнал вместе с сигналом ЗК с помощью такого же гармонического сигнала /7- преобразуются в квадратурные сигналы нулевой ПЧ. Ненужные высокочастотные (ВЧ) компоненты этих сигналов фильтруются. При сдвиге одного квадратурного сигнала на 90 градусов относительного второго сигнала непосредственно или в процессе демодуляции сигнала и их сложении выделяется полезный (или демодулированный) сигнал. Амплитудный и фазовый дисбаланс квадратурных каналов КД приводит к получению остатка сигнала ЗК (рисунок 2, в).

Подавления ВБП или ЗК (обычно 30...40 дБ) недостаточно для формирования (требуется -40...120 дБ) или приема (требуется обычно не менее 60 дБ) радиосигналов современных ЦРСПИ.

Схема устройства, реализующего ФФМ, показана на рисунке 3.

Сначала в П1 и П2 происходит квадратурное преобразование вещественного модулирующего, сигнала на нулевую среднюю частоту с помощью 1/0 компонент гармонического сигнала генератора низкой частоты (ГНЧ), Частота его равна средней частоте в спектре модулирующего сигнала (рисунки 4, а и 4, б). '

И„(0

П1

cosT Ф

sEII

* П2

ФНЧ1

ГНЧ

1(0 Гг

км

) ФНЧ2

Q(t)

пз

cosT

ФВ sin X

■Э П4

R(t)

Рисунок 3

Выделение нижних БП (рисунки 4, в и 4, г) из сигналов данного преобразования производится с помощью фильтров нижних частот (ФНЧ), в результате получаются промежуточные квадратурные сигналы I(t) и Q(t). Затем, при квадратурном преобразовании с помощью соответственно I/Q компонент гармонического сигнала частоты Fp на эту среднюю частоту в КМ ВБП формируется внутри спектра полезного радиосигнала R(t) (рисунки 4, д и 4, е) и ее остаток в сформированном радиосигнале (рисунок 4, ж) не приводит к формированию внеполосного излучения.

FcO FcO

S(f)T 0 I S(f)T 90 I S(f)T 0

0 fl(G)

-90

I

fl(E2)

S(f)

90

Kl

-90

S(0

f 0

Д) e)

Рисунок 4

? 0

Fr

I

ж)

ФФМ обеспечивает меньший уровень внеполосного излучения, особенно при цифровой фильтрации ФНЧ, не зависящий от дисбаланса квадратурных каналов в КМ, по сравнению с ДФМ. Прием радиосигнала с помощью ФФМ происходит обратно формированию радиосигнала. Сначала в КД происходит квадратурное преобразование принимаемого радиосигнала на нулевую среднюю частоту (рисунки 4, а и 4, б). ВЧ компоненты этого преобразования фильтруются (рисунки 4, в и 4, г). Затем происходит квадратурное преобразование полученных сигналов с помощью соответственно I/Q компонент гармонического сигнала частоты f^o на эту среднюю частоту (рисунки 4, д и 4, е, вместо Fp - Fqо ). Сигнал ЗК является инверсией спектра полезного сигнала, при сложении 2-х сигналов полезный сигнал будет с остатком ЗК (рисунок 4, ж).

Во второй главе описана разработка нового метода ПЧ-ОБП - каскадного двухфазного метода (КДФМ). Вместо схем фильтрового метода в ФФМ (рисунок 3) для выделения БП можно использовать схемы ДФМ. Здесь сначала происходит выделение БП с помощью ДМ при квадратурном преобразовании модулирующего сигнала на нулевую среднюю частоту, а затем происходит выделение БП с помощью ДФМ при квадратурном преобразовании полученного сигнала на несущую частоту. На рисунке 5, а показана структурная схема устройства, реализующего КДФМ, где введены обозначения: Bl, В2 - вычитатели; Фо1 -Ф04 ~ фазы сигнала ГНЧ. Все варианты КДФМ, получающие сигнал с верхней БП, приведены в таблице 1 и приводят к результатам (в частности, I(t) и Q(t)), аналогичным ФФМ. Дополнительно к рисунку 5, а для получения радиосигнала с ОМ используется фазовращатель для получения квадратурного сигнала из вещественного (патент №70060), для получения OFDM- или группового радиосигнала используется модулятор первичного квадратурного сигнала (патенты №75121 и №75810) по выражениям (3) - (6).

а) б)

Рисунок 5

Таблица 1

омбинация"сумматоров и вычитателей Соотношение фаз Ф01 /Фог/Фоз /(Р04 > градусов Вариант сложения или вычитания сигналов перемножителей П1... П4

Cl, С2 0/90/90/180 П1+П2, ПЗ+П4

С1.В2 0/90/90/0 П1+П2, ГО-П4

Cl, В2 0/90/-90/180 П1+П2, П4-ПЗ

В1, С2 0/-90/90/180 П1-П2, ПЗ+П4

В1, С2 180/90/90/180 П2-П1, ПЗ+П4

В1,В2 0/-90/90/0 П1-П2, ПЗ-П4

В1,В2 0/-90/-90/180 П1-П2, П4-ПЗ

В1,В2 180/90/90/0 П2-П1, ПЗ-П4

В1,В2 180/90/-90/180 П2-П1, П4-ПЗ

При использовании Cl, С2, сигналы с их выходов и с выходов П1, ГО, ГО, П6 и СЗ совпадают с •налами показанными соответственно рисунками 4, в, г, а, б, д-ж. Спектры сигналов с выходов и П4 имеют противоположную фазу верхних БП по сравнению с сигналами, показанными яветственно рисунками 4, а и 4, б. Получение промежуточных квадратурных сигналов I(t) и Q(t) адиосигнала R(t) можно описать выражениями:

/(() = ^(0cos[(p(i)]cos[27tFC0/] + ^(i)sin^(()]sin[2>tFC'0] • (7)

.ß(0=^(i)cos[9(0]sin[2jiFco/]-i4(i)sin[«p(0]cos[2)iFco]- (8)

R(t) = /(r)cos[2jcF/-i] + Q(t)sin[2r./>l] = A{t)cos[2*(f> - FCo)t + q>(0]. (9)

Спектр сформированного радиосигнала R(t) является сдвинутой на среднюю частоту Fp таей спектра модулирующего сигнала (несущая частота Fp - Fe о )• Промежуточные квадратурные сигналы в соответствии с (3) - (6) в общем случае получаются зигом спектров первичных квадратурных сигналов вниз по частоте на величину Fq^ , в зтности, на Fco, в соответствии с КДФМ и ФФМ.

Представим промежуточный квадратурный OFDM-сигнал в виде комплексного сигнала: N-1

So(«r,) = ^Ci[«rJ]cos[2jt(i-m)nr1/T)]-yCi[»ir,]5in[2Ä(i-(n)B7i/x)], (Ю)

к=0

где М -число всех несущих частот в этом сигнале; здесь Fct - одна из ортогональных частот овичного OFDM-сигнала; т = Fq^ /; 7j > !/[2/](М - ])] - интервал дискретизации f\ -первая огональная частота.

Тогда грямое формирование (без преобразования частоты) этого агата представим в виде суммы да квадратных ОГОМ-сипшов (в комплексном виде): Ы-т-\ '

51(«Г,)= ^С*+т[иГ,]со5[2^я7-,/т]-у ^С;Ы.„,[пГ1]5т[2п*ЛГ1/т], (

*=0 4=0

т т

52(Л7!) . ^С^Мсо^лЬ^/т] + у^Гс^иГ^титгАяГ,/!). (

*=0 к'О

где нулевая частота модулируется только в одном сигнале.

Схема синтезированного по выражениям (11) и (12) устройства, формирующего ОГЛ? радиосигнал, приведена на рисунке 6. В ОРОМ-модуляторе-1 формируется верхняя половина спектра первичного квадратурного ОРБМ-сигнала, а в ОРОМ-модуляторе-2 - нижняя. Синфазные квадратурные компоненты "складываются соответственно в цифровых сумматорах ЦС1 и ЦС2 преобразуются в цифроаналоговых преобразователя (ЦАП1 и ЦАП1) в аналоговый вид.

Вход

OFDM-модулятор-1

1н(0+1в(0

ЦС1

ЦАП1

ФНЧ1

Г

П1

км

QH(t)+QB(t)

г 1, ФВ

1

OFDM-моду лятор-2

ЦС2

ЦАЛ2

ФНЧ2

П2

R(t)

Рисунок 6

Прямое формирование промежуточного группового квадратурного OFDM-сигнала мож представить как сумму первичных одноканзльных квадратурных OFDM-сигналов, преобразованш каждый на свою промежуточную частоту <$ПЧ1 = ®о + 'А<а ~ 2*Fck в виде:

/s;(0 = ^o5/(0cosvoß/(cos<o/7ti;/->io5/(0sincpoß;'sinfi)^4j/, (1

вв/(0= ¿oBiiOcvsvoBi'l-sinonw'l-AiBKOsinvoBi'wia/jijii, (1

!HIO) = Aim(t)cos<fmlcos<onqit + AoffiiOsiaipoHilsinauifit, (1

ÖfflO^^mOcosPOW/'sin 03/7 t/;/ + /(om(/)smcp()//,/[-cos С

где индексы В, Н - обозначают сигналы верхних и нижних несущих частот каналов относитель частоты Fqh; <йцщ -круговая промежуточная частота для 1-го канала.

Промежуточный групповой квадратурный КАМ-сигнал может быть напрямую сформирован пут KAM каждой из несущих частот (üQ+khm-lnFQ^ и сложения полученных одноканальш квадратурных КАМ-сигналов. При точном наложении зеркальных несущих частот одноканальи сигналов в промежуточных групповых квадратурных OFDM- и КАМ-сигналов, возможно формирование путем сложения первичных одноканальных квадратурных сигналов и преобразован частоты/модуляции относительно общих зеркальных частот (общий вид дан ниже выражениями (25' (26), где зеркальный сигнал - более высокочастотный). При этом количество несущих до 2 f меньше, чем в исходном групповом квадратурном сигнале. Промежуточный групповой квадратурш ДЧМ-сигнал напрямую формируется путем ДЧМ каждой из несущих частот од + kAa~2nF^ сложения полученных одноканальных квадратурных ДЧМ-сигналов. При этом для отрицатель!« несущих частот, модулируются их модули с инверсией закона модуляции (вместо 0 - 1 и наоборо Для соответствующих случаев используются KAM- и ДЧМ-модуляторы на заданные несущие часто' с неизменными или измененными модулирующими сигналами.

Сигналы, показанные щ рисунке 5, б, описываются выражениями (Fco -частный случай F^ ):

/e(0 = ^B(0cos[<pß(O-2nFC0/], (1

0в(0=-4в(0«п[Фв(0-2*гсо*], (1

I H (0 = ЛН (Ocos[2nfC0< - ФЯ (')]. QhO) = Ah(I)%H2kFC01 -фя(0], •RfiW = /fl(0COSCO/-Î + 0s(/)sm<or/ = /<a(i)cos[2K(Fr - Fco)/ + 9fi(î)],

% (0 = ¡H (0 cos о/-/ + 0Я (0 sin <эг/ = % (/)cos[2TT(Fr - Fco )/ + фя (01 •

(18)

(19)

(20) (21)

Исходная компонента À£(t)cos<pg(t) - часть спектра выше средней частоты, а исходная компонента Ая(1)со$цн(:) -часть спектра ниже средней частоты Fçо в спектре сигнала u0(t) ■

Формирование радиосигкага по КДФМ можно представил, как согласованное по амгшшуде и фазе формирование двух радиосигналов по ДФ\1 гю отдельности с последующим их сложением. КМ1 иахшьзуггся для получения по ДФМ верхней Щ то есть, часш спектра сигнала R(t) выше частоты Fp. КМ2 используется дня получения по ДФМ нижней БП, то есть, часта спяара сигнала Щ) ниже частоты Fp. Схема устройства, показанная на рисунке 5, б дополняется формирователями промежуточных квадратурных сигналов без объединения сигналов для двух половин спектра в единый квадратурный сигнал.

Предложен новый вариант реализации ФФМ, предназначенный для обработки квадратурного модулирующего сигнала. На рисунке 3 убирается фазовращатель Ф, сигнал ГНЧ подается на П1 и П2, сигнал /Q(i) - на П2, a Qo(') ~ на П1 (патент №75121). Нижние БП сигналов с выходов П1 и П2 имеют соответственно обратный и такой же фазовые спектры, как и у сигналов соответственно рисунков 4, б и 4, а. Полезная БП и ВБП на выходе ПЗ и П4 имеют фазы соответственно 90, -90 и 90 градусов. Получаемый радиосигнал R(t) отличается от известного варианта ФФМ только фазовым сдвигом 90 градусов относительно входного сигнала. При приеме радиосигнала выходные сигналы КД имеют такую же и сдвинутую на 90 градусов фазу, как у сигналов рисунков 4, д и 4, е.

В третьей главе проведен анализ КДФМ и ФФМ.

Установлено, что преобразование спектра частот входного сигнала в КДФМ аналогично таковому в ФФМ. При любом значении частоты ГНЧ и любой ширине полосы частот входного сигнала для КДФМ возможно выделение БП при низкочастотном (НЧ) преобразовании, в отличие от ФФМ. Количество арифметических операций над разными квадратурными сигналами всегда одинаково и равно 6 на квадратурную пару отсчетов, в отличие от цифровой фильтрации в ФФМ.

На рисунке 7, а приведен условный спектр сформированного КДФМ радиосигнала, где m [дБ] - величина подавления верхней БП при НЧ преобразовании, п [дБ] - величина подавления ВБП в КМ. Выбор частоты Fçq средней в спектре модулирующего сигнала для КДФМ оптимален -остаток ВБП полностью внутри спектра полезного радиосигнала, внеполосного излучения ВБП нет. При прямом формировании промежуточных квадратурных сигналов отсутствуют внеполосные побочные спектральные компоненты НЧ преобразования (рисунок 7, б). При реализации КДФМ с двумя КМ возможно дополнительное подавление внутриполосного остатка ВБП фильтрацией сигналов с выходов КМ и до их сложения.

s<0

ОдБ

SCO

ОдБ

Рисунок 7

Для КДФМ за счет фазового подавления БП при ЦОС НЧ преобразования частота дискретизации сигналов может быть вплоть до минимальной Рд = 2Рд (при условии Р^о £ Рв )■

Для цифроаналогового преобразования при одинаковых ФНЧ и частоте дискретизации для КДФМ, ФФМ и ДФМ большая частотная расстройка гармоник для КДФМ и ФФМ приводит к лучшей их фильтрации - внеполосное излучение меньше, или наоборот ФНЧ для КДФМ и ФФМ могут быть проще, чем для ДФМ. За счет «сворачивания» спектра сигнала для КДФМ и ФФМ, возможно цифроаналоговое преобразование в 2РВ /(Рв - Рц) раза более широкой полосы частот и в (2Рв + Рн)/1ГВ раза более высокочастотного сигнала, чем с помощью ДФМ.

Для КДФМ и ФФМ невозможно увеличение внеполосного излучения остатка В. радиопередатчика при увеличении дисбаланса квадратурных сигналов в КМ, в отличие от ДФМ.

В четвертой главе рассматриваются вопросы анализа и коррекции дисбаланса квадратурнь сигналов для КДФМ и ФФМ.

Дисбаланс квадратурных сигналов в КМ и КД как величина относительная, сведен к каналу < Модель реального КМ заключается в изменении в точках 1, 2, 3 (рисунок 5, а) амплитуды и фаз сигналов соответственно (во временной области): в k¡(/) и на <pj(/), в к2 и на <р2,в *4(/) и на Ф4(< а модель реального КД (обратно КМ) - в изменении в точках 1, 2, 3 амплитуды и фазы сигнаж соответственно: в k¡(t) и на фз(/), в к2 и на <р2, в k¡(t) и на <p¡(<). Для КДФМ и для ФФМ п{ узкополосных радиосигналах величины и <р4(<), k¡(t), q>5(f) могут быть сведены к константа; и далее к составляющим к2 и фз . Модели дисбаланса квадратурных сигналов для КДФМ и ФФМ д) КМ (выход перемножителя канала Q) и КД-(выход Q) представлена соответственно выражениями:

+Ац (0 cos[<ar< - «со' + <Ря С) - <Pi (0+Ф2I- Ан (0 cos[or /+<всо/ - <ря С)+Ч>1 С)+Фг 1). (2: «A/2(') = 0,5^3('){-4B(Ocos[<|)5(f)-ocof-900 -q>2 +Ч>3«)] +

+ А{] (/)cos[<oco' - Фя (О+90° + <?>2 + Фз(')]}> (2:

где Ац(0> Фя(') i ^в('). Фв(0 - соответственно амплитуды и фазы соответственно НЧ и В половин модулирующего/принимаемого сигнала относительно частот асй - IhFqq I о>г = 1%Fr .

Для КДФМ и ФФМ коррекция дисбаланса составляющих *i(/) и <pi(<), к2 может быть сведена изменению входного сигнала канала Q КМ соответственно в \lk\{t) и на —Фх</), в Ик2, для ФФ1 коррекция дисбаланса составляющих *з(<) и <рз(/), к2 может быть сведена к изменению выходно1 сигнала канала Q КД соответственно в 1/*з(0 и на ~фз(0, в 1/Аг2. Такие варианты коррекци дисбаланса квадратурных сигналов известны для ДФМ.

Разработанные методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов заключаются в следующе» Для КМ для КДФМ (для ПЗ и П4) и ФФМ (для 112) коррекция дисбаланса составляющих к2 и Ф2 может быть сведена к изменению амплитуд и фаз сигналов ГНЧ соответственно в 1/к2 и на -<Р2 , дг КД для ФФМ (для П2) - аналогично. Изменение сигналов ГНЧ производится в узкополосны фазовращателях с коэффициентом передачи 11к2. Также возможно: для КМ для КДФМ (для входов ПЗ и П4) и для ФФМ (для входа ГО) - изменение входных сигналов в 1% и на +q>2, для КД для ФФГ (для выхода ГО) - изменение выходного сигнала в Мк2 и на -ф2 • Фазовращатели в таком случг широкополосные, по полосе частот входных сигналов.

Для КМ для КДФМ и ФФМ (для входов ПЗ и П4) и для ФФМ (для входа П2) коррекция дисбаланса составляющих *i(<) и (pj(/), может быть сведена к изменению входных сигналов в llk\(i) и на ±<pi (/), для КД для ФФМ (для выхода П2) может быть сведена к изменению выходного сигнала в 1/*з(/) и на ±<Рз(0: для заданных функций коррекции в частотной области Vi¡(f) и 1 /%(/) (рисунок 8, а), —<pi(/) и -Фз(/) (рисунок 8, в) преобразование функций относительно частоты НЧ преобразования показано соответственно на рисунках 8, б и 8, г. Для изменения фазы входных сигналов используются широкополосные фазовращатели, для изменения амплитуды - фильтры с заданной амплитудно-частотной характеристикой.

Общая схема коррекции баланса (предыскажения) промежуточных квадратурных сигналов для нижней и верхней частей спектров первичных сигналов показана на рисунке 8, д. Для групповых сигналов спектры их одноканальных сигналов должны бьпь только по сану сторону от частоты Fea (Fck ).Изменение сигналов производится в широкополосных фазовращателях с коэффициентом 1 /к2.

Поворот фазы для сложенных половин спектра промежуточного сигнала возможен в виде сложения части синфазного промежуточного сигнала с квадратурным промежуточным сигналом:

гШО + у/д«)} • 2№н(0 + у1н(1)}, где у = ВД>2, :=l/Jl + y2 .

ПК/У

1 -чКЛТ

О Рн ГКО ре Г

а Кн Ги1 г* Г

г» П(а) г» г

Рн РсО Г| г

Рисунок 8

Дисбаланс квадратурных сигналов для КДФМ с двумя КМ, как величина относительная, сведен КМ2. Модель дисбаланса заключается в изменении в точке 4 (рисунок 5, б) амплитуды и фазы нала в ¿5 и на <?,; и представлена выражением (выход КМ2):

+Ац (()51п[сосо' - ФЯ О]5ш[а>г/ + Ф6]} = к6Ан (I) со$[(ог - юсо)/ + <ря (/) + ф6]. (24)

Компенсация составляющих Л6 и <р6 в каналах сигналов 1н(1) и <3н(0 КМ2 производится мнением амплитуды и фазы этих сигналов в 1 и на +<р6 в широкополосных фазовращателях. Промежуточный квадратурный ОРОМ-сигнал или групповой КАМ-сигнал для двух зеркальных :ущих частот при их точном совпадении по частоте можно записать в виде:

/С) = + + [-а(/) + <г2С')]соз[о„1/г + 90°], ... (25)

6(1) = [/1 (/) - /2 (')] С0£[М/77 г + 90° ] + [а (О + е2 (01С05 а , (26)

где /](0, й(0 - амплитуды модулирующих сигналов несущих частот; /т(/), 02 (О ~ плитуды модулирующих сигналов зеркальных несущих частот.

На выходе КМ остаток ВБП является остатком модулирующих символов зеркальной несущей в ставе модулирующих символов полезного сигнала и искажения по типу являются терминированной (зеркальный сигнал известен) ошибкой модуляции полезного радиосигнала.

Анализ ошибки модуляции при дисбалансе квадратурных сигналов проведете привязкой к овню остатка ВБП при этом дисбалансе: 0,2502 - уровень остатка ВБП в разах пй Мощности. Для ■"ОМ-радиосигнала средняя ошибка модуляции задается общим выражением:

а?, и n n '

ЕМОК* = {0,25£>2+[П]2 +\ХЦг\[УЦ2))), (27)

1=1 у=1 М у=1 *=1

где Ир - дайна пакета, 1р - число кадров, N - число несущих частот. Если в дисбалансе сутствует составляющая ф](/), то XI = -/оО',;',//+1), У1 = боС'.У.'У."^ + ') > гДе Ш^У -к + 1), Оо{г,],М-к +1) - амплитуды модулирующих сигналов зеркаййшх несущих ютот, = I¡)(iJ,k), У4 = (?о(',7.*0 . где 10и,М) , ОаО,],к) - амплитуды Модулирующих ггналов несущих частот, ХЗ-0, У3 = 0. Тогда это выражение вследствие зеркальности всех :сущих сокращается до константы ЕИЛОЯ* =0,25О2, то есть средний уровень ошибки модуляции шен уровню остатка ВБП. В общем случае дисбаланса- ■ XI = -/о(',У,/V-/Е; + 1)+ А'4, У1 = |2о(/,;,Л'-Л: + 1) + Г4, л-3 = -/о(/,у.^-* + 1), П = £?о(',у,Лг-* + 1), тогда среднюю ошибку здуляции по всем возможным комбинациям модулирующих сигналов всех пар зеркальных частот 1 У

эжно определить как ЕИКОЯ^ - 0.5Л , если все варианты модулирующих символов зеркальных тот одинаковы и равновероятны, то есть на 3 дБ выше уровня остатка ВБП.

Если считать искажением в OFDM-радиосигнале любое отклонение его параметров от OFDfi радиосигнала при идеальном КМ, то уровень искажений будет таким же.

Ошибка модуляции для всего OFDM-радиосигнала по величине ее максимального значения ni несущих частот относительно идеального OFDM-радиосигнала определяется как:

ERROr\ = 0,25D2{max[/,(r)-/2(/)]2 + max[ß,(t) + Q2M]2Hmin[/, (f)]2 + min[0,(z)]2}. (2

При неполном совпадении диапазонов частот первой и второй БП выражение (27) и его производи умножаются на коэффициент NqI N , где Nq - число совпадающих с зеркальными несущими несутщ частот, N - число всех несущих частот.

Для КДФМ с двумя КМ средняя ошибка модуляции при дисбалансе сигналов между двумя К! определяется как ERROR* = N0D2 / N, где Nq - число искаженных несущих частот (меньшее число i

двух частей спектра), N - число всех несущих частот. ERROR$ - 0,5D2 при No IN = 0,5 , то есть, на 3 ; выше эквивалентного уровня остатка ВБП.

Для группового OFDM-радиосигнала/КАМ-радиосигнала для i-ro канала ошибка модуляции i величине ее максимального значения для несущих/символов радиосигнала определяется как:

ERROR] = {0>25D2/>1/P0}(max[/1(0]2 + max[e,(/)]2}/{min[/0(r)]2+min[e0(()]2}. (2

где в данном случае - мощность OFDM- или КАМ-радиосигнала зеркального канала; Рд мощность исследуемого OFDM- или КАМ-радиосигнала i-ro канала.

В случае группового OFDM-радиосигнала средняя ошибка модуляции определяется выражение (27) помноженным на коэффицент f\iРо при первых описанных значениях Xi, Yi. При одинаковом равновероятном случае появления модулирующих символов в зеркальных OFDM-радиосигналов средю ошибка модуляции определяется как ERROR% = 0,2SD2Pt JPa.

Для группового ДЧМ-радиосигнала для i-ro канала отношение сигнал/шум определяется к< ERROR* =4/>0/[D3fl]. где Д - мощность ДЧМ-радиосигнала зеркального канала; Р0 _ мощное исследуемого ДЧМ-радиосигнала i-ro канала.

Вследствие обратимости преобразования спектра частот в ФФМ выражения для ERROR} мож! использовать для приема радиосигнала. При этом необходимо использовать понятие сигнал/шум вмес: ошибки модуляции. Величины ERRORÏ выражены в разах по мощности.

Коэффициент ошибок модуляции несущей радиосигнала (MER) в данном случае в дБ рав< -101g[ßü?0ß,2] для ERRORq , ERROR? , ERRORf , ERROR4 , и ERROR$ .

В пятой главе проанализирована возможность применения КДФМ и ФФМ для формирования приема радиосигналов современных ЦРСПИ.

Расчеты ошибки модуляции и моделирование для OFDM-радиосигналов и для групповых КАЛ радиосигналов для ERROR\ и ERROR| показали правильность полученных аналитических выражений

их результатов. Расчет и моделирование проводились для OFDM- и КАМ-радиосигналов с модуляшт ФМ-2, ФМ-4, КАМ-16, КАМ-64, КАМ-256 и с иерархическими модуляциями КАМ-16 и КАМ-64 д; OFDM-радиосигналов стандарта DVB-T. Расчеты для ERROR3 без коэффициента 0,25D2 да; соответственно 6, 6, 12,18, 24 дБ для ФМ-2, ФМ-4, КАМ-16, КАМ-64, КАМ-256, расчеты для ERROR; без коэффициента 0,25£>2 дали соответственно 0, 0, 9,5, 17, 23,5 дБ. Проведены расчеты количества процентного отношения всех возможных комбинаций отношения мощностей зеркальнь несущих/сигналов по значениями модулирующих символов созвездий KAM. Ошибке модуляции i выше +12 дБ к величине остатка ВБП для OFDM-радиосигнала соответствует 96% процентов несущих КАМ-64 и 96,34% несущих с КАМ-256.

Нормы средней ошибки модуляции проверялись для сигналов стандартов IEEE 802.1 la/g/n, IEI 802.16d/e, технологии 4-го поколения мобильной (сотовой) связи LTE и стандарта DVB-T. КДФМ ФФМ применимы для формирования радиосигналов указанных стандартов и технологий п] использовании ИМС КМ с подавлением ВБП не более 30.. .40 дБ.

При сравнении необходимых величин подавления ВБП для обеспечения нормы гектральной маски внеполосных излучений для ДФМ и для обеспечения нормы средней цибки модуляции для КДФМ и ФФМ последние имеют преимущество в зависимости от эдуляции и критерия оценки до -10...40 дБ, а для DVB-T до 62 (82) дБ. КДФМ и ФФМ э нормам средней ошибки модуляции применимы для формирования групповых OFDM-шиосигналов с динамическим диапазоном (ДД= f\/Pq) -0...35 дБ, в зависимости от эдуляции без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. КДФМ и ФФМ по нормам и кнке максимальной ошибки модуляции по ERROR5 применимы для формирования »упповых ФМ-радиосигналов с ДД до ~20...30 дБ и радиосигналов с KAM-16 с ДД до ~5 э при существующих ИМС КМ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. ДФМ и ФФМ применимы для формирования групповых ДЧМ-радиосигналов стандарта SM с отношением сигнал/шум 30...40 дБ с ДД -0...10 дБ с помощью существующих MC КМ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов.

Нормы отношения сигнал/шум проверялись для сигналов стандартов DVB-T и IEEE '2.16d/e. ФФМ применим для приема радиосигналов указанных стандартов при использовании V1C КД для подавления ЗК не более 30...40 дБ. При сравнении необходимых величин давления ЗК при типичных требованиях в радиоприемниках OFDM-радиосигналов на -60 дБ для обеспечения отношения сигнал/шум для ФФМ, последний имеет преимущество в висимости от модуляции и критерия оценки -20...50 дБ. .Для приема групповых диосигналов с помощью ФФМ необходима коррекция дисбаланса квадратурных сигналов убиной не менее -20...30 дБ для существующих ИМС КД с подавлением ЗК на -30...40 дБ.

Приведена методика определения дисбаланса квадратурных сигналов- для раздельного [р'еделения составляющих дисбаланса квадратурных сигналов КМ и КД. Приведен спериментальный пример реализации этой методики и определения функций коррекции для 5 в составе ИМС приемопередатчика ХЕ1205 для диапазона 433...434 МГц, Получена схема ррекции дисбаланса квадратурных сигналов в соответствии с методом коррекции ставляющих ФВ КД на различных рабочих частотах диапазона путем управления сигналами W в цифровом виде. Расчетное подавление ЗК выросло с 32 дБ до 44 дБ - на 12 дБ.

В заключении приводятся основные результаты работы.

Основные результаты работы.

1. Разработан и исследован новый метод ПЧ-ОБП - КДФМ, обеспечивающий отсутствие [еполосного излучения остатка ВБП в сформированном радиосигнале. Разработаны методы 1ямого формирования промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных адратурных групповых KAM- и ДЧМ-сигналов КДФМ и ФФМ для осуществления ПЧ-ОБП, о позволяет устранить и внеполосное излучение от НЧ преобразования КДФМ и ФФМ. На нове КДФМ разработаны устройства формирования радиосигналов с ОМ, OFDM-диосигналов и групповых радиосигналов (патенты №70060, №75121, N»75810). Разработаны хнические решения формирователей промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и юмежуточных групповых квадратурных KAM- и ДЧМ-сигналов для осуществления ПЧ-ОБП з внеполосного излучения остатка ВБП.

2. Разработан вариант реализации ФФМ для осуществления ПЧ-ОБП с обработкой адратурных модулирующих сигналов и на его основе устройство «Формирователь группового диосигнала» (патент №75121), формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал з внеполосного излучения остатка ВБП. Показана применимость ФФМ для обработки адратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов.

3. Разработаны модели дисбаланса сигналов АКСПЧ при осуществлении КДФМ и ФФМ и зработаны соответствующие методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов, □работаны технические решения коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при >рмировании и приеме радиосигналов с помощью КДФМ и ФФМ. Описана методика [ределения дисбаланса квадратурных сигналов для осуществления коррекции дисбаланса адратурных сигналов при реализации КДФМ и ФФМ. Приведен экспериментальный пример ализации этой методики и определения функций коррекции для КД в составе ИМС

емопередатчика.

4. Получены аналитические выражения для описания искажений в сформированных принимаемых КДФМ и ФФМ радиосигналах с цифровыми видами модуляций. Искажения от сигна остатка ВБП в полученных радиосигналах можно представить как ошибку модуляции.

5. Показана применимость КДФМ и ФФМ для формирования и приема OFDM-радиосигналов для формирования групповых KAM- и ДЧМ-радиосигналов современных ЦРСПИ без коррекщ дисбаланса квадратурных сигналов и с ней при существующих характеристиках ИМС КМ и КД i подавлению ВБП и ЗК. По сравнению с ДФМ и супергетеродинным приемом КДФМ и ФФМ в целс обладают существенными преимуществами по минимально допустимым величинам подавления ВБП ЗК при формировании и приеме радиосигналов современных ЦРСПИ.

Достоверность и обоснованность полученных результатов подтверждается строгость применяемого математического аппарата, использованием многократно проверенных математическг моделей, проведенными теоретическими исследованиями и моделированием и физически экспериментом, обсуждением результатов на НТК. Внедрение основных результатов диссертаци подтверждается соответствующими актами о внедрении.

Основные результаты диссертации опубликованы в следующих работах:

1. Федчун A.A. Методы приема радиосигналов в защищенных телекоммуникационных систем! И Известия ЮФУ. Технические науки. - 2009. -№11, с.239-244.

2. Федчун A.A. Формирование сигналов для защищенных систем радиосвязи // Известия ЮФУ Технические науки. - 2009, - №11, с.244-249.

3. Федчун A.A. Преобразование частоты квадратурных сигналов с одной боковой полосой Журнал научных публикаций аспирантов и докторантов. - 2007. - №12, с.131-133.

4. Федчун A.A. Способы формирования OFDM-радиосигнала // Журнал радиоэлектроник] электронный журнал. 2010. №1. URL: http://jre.cplireju/jre/janl0/5/text.pdf (дата обращен! 29.06.2010 г.) •

5. Федчун A.A. Современные методы и устройства формирования и обработки однополоснь сигналов // Труды III Ежегодн. научн. конф. студентов и аспирантов базовых кафедр Южно! научного центра РАН. - Таганрог, 2007, с.173-174.

6. Федчун A.A. Преобразование квадратурных сигналов в диапазон сверхвысоких частот с одно боковой полосой // Радиоэлектроника, электротехника и энергетика: Тез. докл. XIV Междуна науч.-техн. конф. студентов и аспирантов. - Москва, 2008, с.30-32.

7. Федчун A.A. Формирование радиосигнала с OFDM для стандарта цифрового телевизиошкя вещания DVB-T // Современное телевидение: Труды XVII Междунар. науч.-техн. конф. Москва, 2009, с.44-47.

8. Федчун A.A. Цифровая обработка модулирующих сигналов для формирования радиосигнале аналоговым преобразованием частоты с одной боковой полосой // Цифровая обрабоп сигналов и ее применение - DSPA-2009: Труды XI Междунар. конф. и выставки. - Москв 2009, с.88-91.

9. Патент 70060 RU, U1, МПК 7, Н 03 К 5/00, G 01 R 23/00. Федчун A.A. Формировать однополосного сигнала. -2006115089/22; Заявл. 02.05.2006; Опубл. 10.01.2008, Бюл. №1.

10. Патент 75121 RU, U1, МПК 7, Н 04 J 1/00. Федчун A.A. Формирователь групповог радиосигнала. - 2008106958/22; Заявл. 22.02.2008; Опубл. 20.07.2008, Бюл. №20.

П. Патент 75810 RU, U1, МПК 7, Н 04 G 7/00. Федчун A.A. Формирователь группового радиосигнала. - 2008114411/22; Заявл. 24.03.2008; Опубл. 20.08.2008, Бюл. №23.

ЛР №020565 от 23 июня 1997 г. Подписано к печати '¿".07.2010 г. Формат 60х84шб. Бумага офсетная. Печать офсетная. Усл. п.л. -1,0. Уч.-изд.л. - 0,9. Заказ №/Д^Тираж 100 экз.

ГСП 17А, Таганрог, 28, Некрасовский, 44 Типография Технологического института Южного федерального университета в г.Таганроге

ВВЕДЕНИЕ

1 ФОРМИРОВАНИЕ И ОБРАБОТКА КВАДРАТУРНЫХ СИГНАЛОВ

1.1 Квадратурные сигналы

1.2 Методы преобразования частоты квадратурных сигналов с одной боковой полосой и методы подавления зеркального канала

1.3 Дисбаланс квадратурных сигналов

1.4 Научная задача

2 РАЗРАБОТКА МЕТОДА ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ КВАДРАТУРНЫХ СИГНАЛОВ С ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОСОЙ

2.1 Разработка каскадного двухфазного метода

2.2 Методы формирования квадратурных ОБОМ-сигналов

2.3 Методы формирования групповых квадратурных сигналов

2.4 Формирование конечного радиосигнала

2.5 Фазофильтровый метод при обработке квадратурных сигналов

2.6 Выводы

3 АНАЛИЗ МЕТОДОВ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ КВАДРАТУРНЫХ СИГНАЛОВ С ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОСОЙ

3.1 Преобразование диапазона частот квадратурных сигналов

3.2 Побочные спектральные составляющие радиосигнала

3.3 Цифровая обработка квадратурных сигналов

3.4 Фильтрация и цифроаналоговое преобразование сигналов

3.5 Выводы

4 АНАЛИЗ И КОРРЕКЦИЯ ДИСБАЛАНСА КВАДРАТУРНЫХ СИГНАЛОВ

4.1 Анализ дисбаланса квадратурных каналов при формировании сигнала

4.2 Анализ дисбаланса квадратурных каналов при приеме сигнала

4.3 Разработка модели дисбаланса квадратурных сигналов при формировании сигнала

4.4 Разработка модели дисбаланса квадратурных сигналов при приеме сигнала

4.5 Разработка метода коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при формировании сигнала

4.6 Разработка метода коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при приеме сигнала

4.7 Функции коррекции дисбаланса квадратурных сигналов

4.8 Методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при прямом формировании промежуточных квадратурных сигналов

4.9 Анализ и метод коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при реализации каскадного двухфазного метода с двумя КМ

4 Л 0 Анализ искажений в сигналах 113 4Л1 Выводы

5 АНАЛИЗ ПРАКТИЧЕСКОЙ РЕАЛИЗАЦИИ РАЗРАБОТАННЫХ И ИСЛЕДОВАННЫХ МЕТОДОВ 123 5 Л Расчет и моделирование искажений в сигналах

5.2 Анализ искажений в сигналах

5.3 Реализация метода коррекции дисбаланса квадратурных сигналов

5.4 Выводы 150 ЗАКЛЮЧЕНИЕ 152 СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ 160 ПРИЛОЖЕНИЯ 170 Приложение А. Характеристики современных ИМС КМ и КД 171 Приложение Б. Требования к параметрам радиопередатчиков современных технологий ЦРСПИ 174 Приложение В. Систематизация способов и устройств коррекции дисбаланса квадратурных каналов в радиопередающих и радиоприемных устройствах 181 Приложение Г. Тексты программ моделирования

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМЫХ СОКРАЩЕНИЙ

AM - амплитудная манипуляция

АЧХ - амплитудно-частотная характеристика

БПФ — быстрое преобразование Фурье

ВБП - вторая боковая полоса

Г — генератор (гетеродин)

ГНЧ - генератор низкой частоты

ДД - динамический диапазон

ДПФ — дискретное преобразование Фурье

ДЧМ — двухпозиционная частотная манипуляция

ЗК - зеркальный канал

ИМС — интегральная микросхема

KAM — квадратурная амплитудная манипуляция

КД - квадратурный демодулятор

КМ - квадратурный модулятор

КС - корректор сигнала

ОБПФ - обратное быстрое преобразование Фурье ОДПФ - обратное дискретное преобразование Фурье ОМ - однополосная модуляция ОПФ - обратное преобразование Фурье ПС - преобразователь сигнала

ПЧ - промежуточная частота (преобразователь частоты) ПЧ-ОБП - преобразование частоты с одной боковой полосой ПФ - полосовой фильтр PPJI - радиорелейная линия РФ - радиочастотный фильтр С - сумматор

СКО - среднеквадратическое отклонение

ТПП — техника прямого преобразования

УМ - усилитель мощности

ФВ - фазовращатель

ФМ - фазовая манипуляция

ФНЧ - фильтр нижних частот

ФЧХ — фазочастотная характеристика

ЦОС — цифровая обработка сигнала

ЦРСПИ - цифровая радиосистема передачи информации 4M - частотная манипуляция

OFDM - Orthogonal Frequency Division Multiplexing (Мультиплексирование с разделением по ортогональным частотам)

OFDMA - Orthogonal Frequency Division Multiple Access (Ортогональный частотный множественный доступ)

SC-FDMA — Single Carrier Frequency Division Multiplexing Access (Мультиплексирование с разделением по одиночным ортогональным частотам)

В настоящее время в радиотехнике широко используются цифровые радиосистемы передачи информации (ЦРСПИ). Распространение ЦРСПИ связано со стремительным развитием мобильной (сотовой) связи, Интернета и технологий цифровой обработки сигналов (ЦОС) [1].

Во многих странах был совершен, а в других происходит процесс перехода на цифровое радио- и телевещание, широкое распространение получило цифровое спутниковое телевидение [1-24]. Современный уровень микроэлектроники позволяет выпускать в массовом количестве дешевые средства беспроводной связи; исчезла необходимость использовать проводные линии связи. Бурное развитие получили персональные и локальные ЦРСПИ [1].

Глобальное распространение и особенности работы (роуминг) мобильной (сотовой) связи, общее стремление к унификации и удешевлению стоимости обработки информации в радиотехнике, обуславливают принятие единых для большинства или большой группы стран стандартов для ЦРСПИ [1].

Доминирующее положение среди стандартов ЦРСПИ для локальных сетей занимают разновидности стандарта IEEE 802.11 (технология WiFi) [1, 25-37]. В мобильной (сотовой) связи второго поколения доминируют технологии GSM и CDMA, третьего поколения - технологии UMTS/WCDMA и CDMA2000, внедряемого четвертого поколения - технология LTE [38-54]. Мобильный радиодоступ (в Интернет) обеспечивается мобильной (сотовой) связью второго (в том числе технологии GPRS, EDGE) и третьего (в том числе технологии HSPA и EV-DO) поколений, технологией WiMAX (стандарт IEEE 802.16e) [1, 47, 50-53, 55-60]. Фиксированный радиодоступ обеспечивается технологиями на основе стандартов IEEE 802.11 и IEEE 802.16 [61-70]. Широкое распространение получили стандарт DECT, используемый для беспроводной домашней и офисной телефонии и передачи данных [1, 71], и стандарт транкинговой связи TETRA для профессиональной радиосвязи [1,72]. Беспроводные персональные сети передачи данных используют в основном технологию Bluetooth [1, 73-76]. Для организации цифрового телевидения разработаны технологии DVB (Европа, СНГ, Индия, ЮАР и др.), ATSC (США, Канада, Мексика, Корея), ISDB (Япония, Латинская Америка), DTMB (Китай) [1-20]. Для организации цифрового радиовещания разработаны технологии DRM, DAB, IBOC [1, 21-24]. Развивается также цифровая низкоскоростная передача данных для систем автоматики, учета и контроля на основе группы стандартов IEEE 802.15.4 (технология ZigBee) [77-79].

Потребность в обмене информацией между базовыми станциями систем мобильной (сотовой) связи обуславливает широкое использование цифровых радиорелейных систем [80,81], также в последние годы намечается практическое использование диапазона миллиметровых волн для реализации высокоскоростного фиксированного радиодоступа [82-84]. Широкое невоенное применение нашли системы глобального спутникового позиционирования GPS и ГЛОНАСС [85, 86].

Технологии WiFi, Bluetooth и ZigBee используют диапазон 2,4 ГГц [28, 75, 79]. Также технология WiFi использует диапазон -5.6 ГГц [28], а технология WiMAX - диапазоны -2,3.-2,7 ГГц и -3,3.3,5 ГГц [58]. Фиксированный широкополосный радиодоступ наиболее часто реализуется в диапазоне -2.6 ГГц [65-67], а в миллиметровом диапазоне — в диапазоне -60. .100 ГГц [82, 84]. Современные цифровые радиорелейные системы, как правило, используются в диапазонах единиц - десятков гигагерц [80, 81]. Цифровое спутниковое телевидение также используется в диапазонах единиц — десятков гигагерц [1, 13-16]. Системы глобального спутникового позиционирования работают в диапазонах —1,2 ГГц и —1,6 ГГц [85].

Системы мобильной (сотовой) связи второго поколения работают в диапазонах -800.900 МГц и -1,8.1,9 ГГц, третьего поколения - в диапазоне -2 ГГц, для четвертого поколения предусматривается диапазон —700.900 МГц [38-54]. Стандарт DECT предусматривает использование диапазона 1,9 ГГц [1], а стандарт TETRA - диапазона -400. .900 МГц [1, 72].

Развитие цифрового радиовещания происходит путем вытеснения аналогового радиовещания в прежних диапазонах длинных, средних и коротких волн (до 30 МГц, технология DRM) и ультракоротких волн (-60. 110 МГц, технологии DRM, DAB, IBOC) [1]. Развитие цифрового наземного телевидения происходит путем вытеснения наземного аналогового телевидения в прежних диапазонах ультракоротких волн -40.860 МГц [1].

Таким образом, большинство современных ЦРСПИ работают в диапазоне сверхвысоких частот, что в настоящее время делает практически невозможным ЦОС непосредственно на рабочих частотах используемых сигналов. Использование сверхвысокочастотных диапазонов радиоволн обусловлено необходимостью использовать одновременно большое количество радиосигналов с широкими полосами частот. Так, ширина канала связи в стандарте IEEE 802.1 In достигает 40 МГц, в четвертом поколении мобильной (сотовой) связи - 20 МГц, в цифровом телевидении — 5.8 МГц. Стандарты третьего поколения мобильной (сотовой) связи определяют ширину канала связи до нескольких мегагерц (—5 МГц). Для диапазонов миллиметровых волн нормированы каналы связи шириной до 3 и 5 ГГц. Современные технологии также определяют большое число вариантов ширины полосы частот используемых радиосигналов. Это, в совокупности со стремлением производить совместимые с прежними версиями стандартов устройства и мультистандартные устройства, требует соответствующего выполнения приемопередающих устройств.

Помимо использования многих сверхвысокочастотных сигналов с широкими полосами частот, совершенствуются методы модуляции. Высокой спектральной эффективностью обладают сигналы с квадратурной модуляцией одной несущей - фазовой манипуляцией (ФМ) или квадратурной амплитудной манипуляцией (КАМ) [53]. Квадратурная модуляция одной несущей сменила или дополнила частотную манипуляцию (ЧМ) в процессе развития таких технологий и стандартов как GSM, Bluetooth, DECT, WiFi [1, 28, 50, 51, 71, 75]. Изначально квадратурная модуляция предусмотрена в технологиях DVB-S,

DVB-C, CDMA, UMTS/WCDMA, CDMA2000, HSPA, EV-DO, TETRA, ZigBee, GPS, ГЛОНАСС, а также в большинстве современных цифровых радиорелейных систем [16, 17, 46-49, 53, 73, 80, 81, 85, 86]. В ряде этих технологий квадратурная модуляция одной несущей используется совместно с прямым расширением спектра.

Дальнейшее повышение спектральной эффективности при сохранении устойчивости ЦРСПИ к многолучевости и замираниям радиосигналов привело к массовому переходу на использование сигналов с мультиплексированием ортогональных частот (OFDM), причем для каждой несущей частоты в таких сигналах используется квадратурная модуляция. Такой переход был совершен в развитии технологии WiFi, WiMAX и ожидается при переходе от третьего к четвертому поколению мобильной (сотовой) связи. В канале «абонент - базовая станция» технологии LTE используется специфическая разновидность OFDM-сигнала — сигнал с мультиплексированием одиночных ортогональных частот (SC-FDMA) [39-43, 45]. Все цифровые системы радиовещания и телевидения (кроме технологии ATSC) также используют OFDM-сигнал [1-12, 20-24].

Другой характеристикой современных ЦРСПИ является использование группового радиосигнала. Базовые станции систем мобильной (сотовой) связи всех поколений традиционно работают в одновременном многоканальном режиме приема и передачи радиосигналов. Многоканальными могут быть и вещательные радиопередатчики цифрового телевидения и радиовещания, а также приемопередатчики технологий радиодоступа. В технологии ГЛОНАСС предусматривается многоканальный прием радиосигналов (до 24 каналов) [85].

Основной тенденцией современных ЦРСПИ является массовый переход на использование OFDM-радиосигналов, широкое использование групповых радиосигналов, также в настоящее время широко распространены ЦРСПИ, использующие радиосигналы с модуляцией одной несущей ФМ и KAM.

Количество сотовых телефонов и телевизионных приемников в мире исчисляется несколькими миллиардами, а годовое производство - сотнями миллионов. Переход на четвертое поколение мобильной (сотовой) связи и цифровое телевидение предполагает соответствующую замену этих устройств на устройства, использующие OFDM-радиосигналы. Количество базовых станций мобильной (сотовой) связи, использующих групповые радиосигналы с двухпозиционной частотной манипуляцией (ДЧМ), ФМ и KAM составляет несколько миллионов. Десятками миллионов штук в год выпускаются устройства технологии WiFi, в последнее время использующей только OFDM-радиосигналы. Таким образом, сверхвысокочастотные технологии беспроводной передачи информации, использующие OFDM-радиосигналы и групповые радиосигналы, можно отнести к наиболее распространенным или перспективным массовым технологиям передачи информации в современной радиотехнике, а их совершенствование представляется весьма актуальным.

В общем виде при передаче информации в радиопередатчике современной ЦРСПИ сначала выполняется ЦОС, а затем производится преобразование полученных промежуточных сигналов в аналоговый вид и выполняется аналоговая обработка с формированием и передачей в канал связи заданного радиосигнала. При приеме информации в радиоприемнике ЦРСПИ происходит в общем виде обратный процесс.

В свою очередь при реализации передающих, приемных и приемопередающих устройств описанных выше стандартов и технологий часто используется техника прямого преобразования (ТПП). Это обусловлено желанием снизить стоимость устройства ЦРСПИ и минимизировать его массогабаритные и энергетические характеристики, а также техническими пределами современной цифровой техники по формированию сверхвысокочастотных сигналов. Наиболее часто ТПП встречается в массовых персональных, мобильных и компактных устройствах ЦРСПИ, таких как мобильные (сотовые) телефоны, телевизионные приемники компактных («плоских») цифровых телевизоров, цифровые телевизионные приставки, персональные устройства мобильного и фиксированного радиодоступа, приемопередатчики ноутбуков и т.п. Базовые станции мобильной (сотовой) связи и беспроводного радиодоступа, точки доступа локальных сетей, вещательное и другое оборудование также часто проектируются с использованием ТПП [87-96].

В свою очередь в ТПП доминирующее положение занимают устройства с использованием аналоговых квадратурных схем преобразования частоты -квадратурных модуляторов (КМ) в радиопередатчиках и квадратурных демодуляторов (КД) в радиоприемниках. Во-первых, это связано с применением во многих современных ЦРСПИ сигналов с квадратурной модуляцией, которые модулируются и демодулируются с помощью этих схем непосредственно. Во-вторых, с помощью КМ можно осуществить прямое преобразование на заданную несущую частоту любого квадратурного сигнала (преобразование частоты (квадратурных сигналов) с одной боковой полосой -ПЧ-ОБП), а с помощью КД можно преобразовать любой радиосигнал на нулевую промежуточную частоту в виде квадратурных сигналов. Эти свойства являются важными, так как OFDM-сигналы формируются в радиопередатчике первоначально в виде квадратурных сигналов в цифровом виде, а обрабатываются в радиоприемнике на нулевой промежуточной частоте (ПЧ). В аналогичном виде часто получают и обрабатывают и групповые радиосигналы. Наконец, использование единых архитектур радиопередатчиков и радиоприемников позволяет легко объединить различные стандарты и технологии в едином совместимом или мультистандартном устройстве. В связи с этим применение КМ и КД отмечается как типовое в большинстве стандартов и технологий ЦРСПИ [1, 2, 9, 22, 28, 31, 32, 42, 44, 47, 55, 61-64, 68, 70].

Аналоговые схемы КМ и КД не являются идеально квадратурными, то есть имеют относительный амплитудный и фазовый дисбаланс квадратурных каналов. При реализации ПЧ-ОБП в современной ТПП применяется двухфазный метод, поэтому такой дисбаланс приводит к формированию внеполосного излучения остатка второй боковой полосы в радиосигналах с OFDM, групповых и других радиосигналах. При реализации преобразования радиосигнала на нулевую ПЧ такой дисбаланс приводит в дальнейшем к неполному подавлению сигнала зеркального канала также с применением двухфазного метода. Существующие интегральные микросхемы (ИМС) КМ и КД [97-99] {Приложение А), не всегда обеспечивают точность амплитудного и фазового баланса квадратурных каналов, необходимую для реализации радиопередатчиков и радиоприемников ЦРСПИ с помощью ТПП [80-81, 100, 101] {Приложение Б).

Современная аппаратная реализация устройств ЦРСПИ в массовых количествах с помощью стандартных ИМС не позволяет корректировать характеристики квадратурных каналов КМ и КД, поэтому компенсировать дисбаланс квадратурных каналов в основном можно только с помощью цифровой коррекции квадратурных сигналов для КМ и КД. Проведенные автором патентные исследования показали высокую актуальность повышения точности баланса квадратурных сигналов в ТПП, а также отражают высокую популярность ТПП в устройствах современных ЦРСПИ и в современной радиотехнике в целом {Приложение В).

В то же время повышение точности баланса квадратурных сигналов не является единственным путем для уменьшения относительного уровня остатка второй боковой полосы или зеркального канала. Можно пойти другим путем, заключающемся в разработке или использовании других методов прямого преобразования частоты, позволяющих при таком же дисбалансе квадратурных сигналов в аналоговых КМ и КД достигать более низкого относительного уровня остатка второй боковой полосы или зеркального канала. Например, в ТПП известен фазофильтровый метод ПЧ-ОБП, также использующий для формирования радиосигнала КМ, а КД - для приема радиосигнала. При этом современный уровень знаний оставляет открытым вопрос об использовании данного метода для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ, в частности OFDM-радиосигналов. В свою очередь ТПП опирается в основном на хорошо известную теорию формирования и приема сигналов с однополосной модуляцией (ОМ) [102-132].

Разработка новых методов формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ, использующих аналоговые квадратурные схемы преобразования частоты, для уменьшения внеполосного излучения остатка второй боковой полосы при повышающем преобразовании частоты и уменьшения остатка сигнала зеркального канала при поттсающем преобразовании частоты, а также разработка методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов КМ и КД являются актуальными научными задачами.

Целью диссертации является уменьшение внеполосного излучения остатка второй боковой полосы и уменьшение остатка сигнала зеркального канала путем разработки нового метода ПЧ-ОБП и новых методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты.

Объектом исследования являются методы ПЧ-ОБП, методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты, а также устройства их реализующие.

Предметом исследования является формирование радиосигналов с помощью ПЧ-ОБП и коррекция дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты.

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие частные задачи:

1) провести анализ существующих в теории ОМ методов ПЧ-ОБП и установить перспективные направления для уменьшения внеполосного излучения остатка второй боковой полосы;

2) разработать и исследовать новый метод ПЧ-ОБП, обеспечивающий отсутствие внеполосного излучения остатка второй боковой полосы в сформированном радиосигнале;

3) показать возможность прямого формирования промежуточных квадратурных сигналов нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода для осуществления ПЧ-ОБП;

4) показать возможность применения фазофильтрового метода для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ;

5) показать применимость существующих моделей дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схемах преобразования частоты и методов его коррекции для нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода;

6) разработать новые модели дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты и методы его коррекции для нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода;

7) провести исследования по практической реализации разработанных и исследованных методов и устройств на их основе.

Методы исследования. Для решения поставленных в работе задач использованы методы теории формирования и приема радиосигналов, численные методы, математические расчеты применительно к реальным характеристикам радиосигналов, методы математического моделирования с применением ЭВМ, а также экспериментальные исследования.

Основные научные положения, выдвигаемые для защиты:

1) устранение внеполосного излучения остатка второй боковой полосы в радиосигнале возможно путем преобразования на нулевую среднюю частоту первичных квадратурных сигналов с одной боковой полосой с получением промежуточных квадратурных сигналов и последующего преобразования частоты этих сигналов с одной боковой с получением заданного радиосигнала;

2) прямое формирование промежуточного квадратурного ОРЭМ-сигнала возможно путем формирования относительно нулевой частоты двух ОРЭМ-сигналов, представляющие нижнюю и верхнюю части спектра первичного квадратурного ОРЭМ-сигнала относительно его средней частоты с последующим их объединением в единый квадратурный сигнал; прямое формирование промежуточных квадратурных групповых сигналов возможно путем формирования одноканальных квадратурных сигналов на их промежуточных частотах из первичных квадратурных или модулирующих сигналов с последующим объединением в единый квадратурный сигнал;

3) модель дисбаланса сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты заключается в раздельном описании дисбаланса при преобразовании частоты сигналов двух половин спектра первичного преобразуемого сигнала относительно частоты преобразования, используемой до/в КМ/КД;

4) при осуществлении нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода коррекция дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при дисбалансе выходных каналов фазовращателя КМ/КД возможна путем создания дисбаланса сигналов частоты низкочастотного преобразования или путем создания дисбаланса преобразуемых/преобразованных сигналов низкочастотного преобразования; коррекция дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при дисбалансе входных/выходных каналов КМ/КД возможна путем создания дисбаланса преобразуемых/преобразованных сигналов низкочастотного преобразования;

5) при реализации нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода искажения от сигнала остатка второй боковой полосы в формируемых радиосигналах можно представить как ошибку модуляции.

Научная новизна работы состоит в следующем:

1. Разработан и исследован новый метод ПЧ-ОБП, обеспечивающий отсутствие внеполосного излучения остатка второй боковой полосы в сформированном радиосигнале;

2. Разработаны методы прямого формирования промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных групповых квадратурных KAM- и ДЧМ-сигналов нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода для осуществления ПЧ-ОБП;

3. Разработан вариант реализации фазофильтрового метода для осуществления ПЧ-ОБП с обработкой квадратурных модулирующих сигналов;

4. Разработаны модели дисбаланса сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при осуществлении нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода, и разработаны соответствующие методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов.

5. Получены аналитические выражения для описания искажений в сформированных и принимаемых радиосигналах с цифровыми видами модуляций при осуществлении нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода.

Практическая ценность работы заключается в следующем:

1. Разработано устройство «Формирователь однополосного сигнала», защищенное патентом на полезную модель 70060 РФ, формирующее радиосигнал с однополосной модуляцией без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы, используя для этого новый метод ПЧ-ОБП;

2. Разработано устройство «Формирователь группового радиосигнала», защищенное патентом на полезную модель 75121 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы с помощью усовершенствованной схемы фазофильтрового метода, адаптированной к обработке квадратурных модулирующих сигналов;

3. Разработано устройство «Формирователь группового сигнала», защищенное патентами на полезную модель 75121 РФ и 75810 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы, используя для этого новый метод ПЧ-ОБП;

4. Разработаны технические решения формирователей промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных групповых квадратурных KAM- и ДЧМ-сигналов для осуществления ПЧ-ОБП с помощью КМ без внеполосного излучения остатка ВБП;

5. Разработано техническое решение реализации нового метода ПЧ-ОБП с двумя КМ, позволяющее осуществлять фильтрацию внутриполосного остатка второй боковой полосы конечного радиосигнала;

6. Разработаны технические решения коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов с помощью нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода;

7. Показана применимость нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода для формирования и приема OFDM-радиосигналов и для формирования групповых KAM- и ДЧМ-радиосигналов современных ЦРСПИ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов существующих аналоговых квадратурных схем преобразования частоты;

8. Описана методика определения дисбаланса квадратурных сигналов для осуществления коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при реализации нового метода ПЧ-ОБП и фазофильтрового метода.

Внедрение результатов работы. Результаты диссертационной работы использовались в НИОКР ООО Фирма «Анкад», г. Москва и в ОКР ОАО Московское конструкторское бюро «Компас», г. Москва.

Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на научно-технических конференциях:

1. III Ежегодной научной конференции студентов и аспирантов базовых кафедр Южного научного центра РАН, г. Таганрог, 19 апреля 2007 г.;

2. XIV Международной научно-практической конференций студентов и аспирантов «Радиоэлектроника, электротехника и энергетика», г. Москва, 28-29.02.2008 г.;

3. XVII Международной научно-технической конференции «Современное телевидение», г. Москва, 17-18 марта 2009 г.;

4. XI Международной Конференции и Выставке «Цифровая обработка сигналов и ее применение - DSPA-2009», г. Москва, 2009 г.

Публикации. Основные положения диссертационной работы отражены в 10 печатных работах [133-143], из них 3 статьи, опубликованные в ведущих рецензируемых научных журналах, определенных ВАК для изложения основных научных результатов: «Журнал научных публикаций аспирантов и докторантов» (1 статья, 2007 г.), «Известия ЮФУ. Технические науки» (2 статьи, 2009 г.). Также 1 статья опубликована в электронном научном журнале

Журнал радиоэлектроники» (2010 г.), 2 работы опубликованы в сборниках материалов всероссийских и международных конференций: «Труды 17-й Международной научно-технической конференции «Современное телевидение», Москва, 2009 г. и «Труды 11 -й Международной конференции «Цифровая обработка сигналов и ее применение - DSPA-2009», Москва, 2009 г. По материалам работы получены 3 патента РФ на полезные модели: №70060 [141], №75121 [142], №75810 [143].

Структура диссертационной работы. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка используемой литературы и приложений. Общий объем диссертационной работы составляет 220 страниц, включая 90 иллюстраций и 21 таблицу, список литературы состоит из 165 наименований на 10 листах, в том числе 11 работ автора, отражающих материалы диссертации.

Основные результаты работы.

1. Разработан и исследован новый метод ПЧ-ОБП - каскадный двухфазный метод, обеспечивающий отсутствие внеполосного излучения остатка второй боковой полосы в сформированном радиосигнале. Разработаны методы прямого формирования промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных квадратурных групповых KAM- и ДЧМ-сигналов каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода для осуществления ПЧ-ОБП, что позволяет устранить и внеполосное излучение от НЧ преобразования каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. На основе каскадного двухфазного метода разработано устройство «Формирователь однополосного сигнала», защищенное патентом на полезную модель 70060 РФ, формирующее радиосигнал с ОМ без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы, устройство «Формирователь группового сигнала», защищенное патентами на полезную модель 75121 РФ и 75810 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы и техническое решение этого метода с двумя КМ, позволяющее осуществлять фильтрацию (уменьшение уровня) внутриполосного остатка второй боковой полосы конечного радиосигнала. Разработаны технические решения формирователей промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных квадратурных групповых KAM- и ДЧМ-сигналов для осуществления ПЧ-ОБП без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы.

2. Разработан вариант реализации фазофильтрового метода для осуществления ПЧ-ОБП с обработкой квадратурных модулирующих сигналов и на его основе устройство «Формирователь группового радиосигнала», защищенное патентом на полезную модель 75121 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка второй боковой полосы. Показана применимость фазофильтрового метода для обработки квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов.

3. Разработаны модели дисбаланса сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при осуществлении каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода и разработаны соответствующие методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. Разработаны технические решения коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов с помощью каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Описана методика определения дисбаланса квадратурных сигналов для осуществления коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при реализации каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Приведен экспериментальный пример реализации этой методики и определения функций коррекции для КД в составе ИМС приемопередатчика.

4. Получены аналитические выражения для описания искажений в сформированных и принимаемых каскадным двухфазным методом и фазофильтровым методом радиосигналах с цифровыми видами модуляций. Искажения от сигнала остатка второй боковой полосы в полученных радиосигналах можно представить как ошибку модуляции.

5. Показана применимость каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода для формирования и приема OFDM-радиосигналов и для формирования групповых KAM- и ДЧМ-радиосигналов современных ЦРСПИ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов и с ней при существующих характеристиках ИМС КМ и КД по подавлению второй боковой полосы и зеркального канала. По сравнению с двухфазным методом и супергетеродинным приемом каскадный двухфазный метод и фазофильтровый метод в целом обладают существенными преимуществами по минимально допустимым величинам подавления второй боковой полосы и зеркального канала при формировании и приеме радиосигналов современных ЦРСПИ.

Достоверность и обоснованность полученных результатов подтверждается строгостью применяемого математического аппарата, использованием многократно проверенных математических моделей, проведенными теоретическими исследованиями и моделированием и физическим экспериментом, обсуждением результатов на НТК. Внедрение основных результатов диссертации подтверждается соответствующими актами о внедрении.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В диссертационной работе содержится решение важной научной задачи, заключающейся в уменьшении внеполосного излучения остатка второй боковой полосы и уменьшении остатка сигнала зеркального канала путем разработки нового метода ПЧ-ОБП и новых методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты.

В настоящее время в радиотехнике широко используются ЦРСПИ. Внедряемое 4-е поколение мобильной (сотовой) связи (технология LTE), цифровое телевидение (технологии DVB, ISDB, DTMB), цифровое радиовещание (технологии DRM, DAB, IBOC), ЦРСПИ локальных сетей (технология WiFi - стандарты IEEE 802.1 la/g/n), системы мобильного и фиксированного радиодоступа (технология WiMAX — стандарты IEEE 802.16d/e), многие системы фиксированного радиодоступа миллиметрового диапазона и цифровые радиорелейные системы предполагают использование OFDM-радиосигналов. Также в современных ЦРСПИ часто обрабатываются групповые радиосигналы с ДЧМ, ФМ и KAM, в частности, в базовых станциях систем мобильной (сотовой) связи 2-го и 3-го поколений. Большинство из перечисленных технологий и систем предназначены в основном для работы в диапазонах сверхвысоких частот и используют радиосигналы с полосами частот от единиц-десятков мегагерц до единиц гигагерц.

В передатчиках и приемниках, использующих OFDM-радиосигналы или групповые радиосигналы, наиболее часто применяется ТПП, а в ней чаще всего применяются аналоговые квадратурные схемы преобразования частоты- КМ и КД. Квадратурные модулирующие OFDM-сигналы и квадратурные групповые сигналы формируют в цифровом виде, и они уже представляют собой модулированные сигналы, поэтому впоследствии с помощью них в КМ выполняется ПЧ-ОБП с помощью двухфазного метода. При приеме OFDM-радиосигналов или групповых радиосигналов в КД выполняется их квадратурное преобразование на нулевую ПЧ, а впоследствии выполняется ЦОС.

При реализации ПЧ-ОБП наличие амплитудного и фазового дисбаланса квадратурных каналов КМ приводит к формированию внеполосного излучения остатка второй боковой полосы радиосигнала. При реализации преобразования радиосигнала на нулевую ПЧ наличие амплитудного и фазового дисбаланса квадратурных каналов КД приводит в дальнейшем к неполному подавлению сигнала зеркального канала. Выпускаемые ИМС КМ и КД не всегда обеспечивают точность баланса квадратурных каналов, необходимую для реализации радиопередатчиков и радиоприемников современных ЦРСПИ с заданными характеристиками.

Применение методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов (обычно в виде ЦОС) совместно с двухфазным методом при формировании и приеме радиосигналов не является единственно возможным вариантом решением описанной проблемы. Можно пойти по пути разработки или использования других методов ПЧ-ОБП, позволяющих при таких же ИМС КМ и КД достичь более низкого относительного уровня остатка второй боковой полосы или сигнала зеркального канала. В теории ОМ известен фазофильтровый метод, использующий для формирования радиосигналов КМ, а КД — для их приема, и который подходит для этой цели.

Однако современный уровень знаний оставлял нерешенным вопрос о возможности использования фазофильтрового метода для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ. Для фазофильтрового метода не было исследовано влияния дисбаланса квадратурных сигналов на радиосигналы, как при их формировании, так и при их приеме. Не было соответствующих фазофильтровому методу моделей дисбаланса квадратурных сигналов и методов его коррекции, а также для него не была описана обработка квадратурных модулирующих сигналов. Ряд недостатков фазофильтрового метода поставил вопрос о разработке нового метода ПЧ-ОБП лишенного их, но обладающего его преимуществами.

1. Во второй главе разработан новый метод ПЧ-ОБП — каскадный двухфазный метод. Метод выполняет эквивалентное преобразование спектра частот исходного вещественного сигнала, как и фазофильтровый метод, но выделяет нижние боковые полосы первого преобразования частоты с помощью двухфазного метода. Каскадный двухфазный метод может использоваться для обработки квадратурных и вещественных сигналов с произвольным спектром. Приведены аналитические выражения, описывающие каскадный двухфазный метод, и предложены варианты цифровых и аналоговых устройств реализующие его (патенты на полезную модель РФ №70060, №75121, №75810).

2. Разработаны методы, позволяющие получать без преобразования частоты квадратурный сигнал, эквивалентный получаемому квадратурному сигналу при первом преобразовании частоты с помощью каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Эти методы предназначены для обработки квадратурных ОРЭМ-сигналов, групповых квадратурных ОБОМ-сигналов, групповых квадратурных КАМ-сигналов, групповых квадратурных ДЧМ-сигналов. Приведены аналитические выражения, описывающие данные методы, и предложены варианты цифровых и аналоговых устройств реализующие их. Частота дискретизации при прямом формировании промежуточных квадратурных сигналов меньше, чем для каскадного двухфазного метода, фазофильтрового метода и двухфазного метода не менее чем в 2 раза. Прямое формирование промежуточных квадратурных сигналов позволяет устранить и внеполосное излучение от первого преобразования частоты, характерное для каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода.

3. Разработан вариант каскадного двухфазного метода, использующий два КМ для формирования разных половин спектра конечного радиосигнала. Этот вариант, в отличие от исходного варианта каскадного двухфазного метода, позволяет использовать дополнительную фильтрацию остатков вторых боковых полос сигналов с выходов КМ. Внеполосное излучение остатка второй боковой полосы отсутствует, а внутриполосное — может быть снижено, в отличие от фазофильтрового метода.

4. Разработан вариант фазофильтрового метода, предназначенный для обработки квадратурных модулирующих сигналов. Приведены аналитические выражения, описывающие этот вариант фазофильтрового метода, и предложены варианты цифровых и аналоговых устройств реализующие его (патент на полезную модель РФ №75121).

5. Показана применимость фазофильтрового метода для обработки квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов. Приведены аналитические выражения, описывающие соответствующие варианты применения фазофильтрового метода, и предложены варианты цифровых и аналоговых устройств реализующие его.

6. В третьей главе показано, что преобразование спектра модулирующего сигнала для каскадного двухфазного метода аналогично таковому для фазофильтрового метода. Каскадный двухфазный метод, за счет использования фазовых схем подавления второй боковой полосы, способен при любой частоте ГНЧ выделить промежуточные квадратурные сигналы из результатов перемножений сигналов в перемножителях П1.П4, инвариантен к ширине спектра модулирующих сигналов и, при разной частоте ГНЧ, не меняет количества арифметических операций при прочих равных условиях. Количество арифметических операций над разными квадратурными сигналами всегда одинаково и равно 6 на квадратурную пару отсчетов, в отличие от цифровой фильтрации в фазофильтровом методе. Разработанный метод с этой точки зрения является универсальным методом ПЧ-ОБП, как и двухфазный метод. Прямое формирование промежуточных квадратурных сигналов с этой точки зрения тоже является универсальным методом по сравнению с фазофильтровым методом.

7. Для каскадного двухфазного метода при частоте ГНЧ равной средней в спектре входного сигнала вне полосы частот полезного радиосигнала нет побочного сигнала, обусловленного остатком второй боковой полосы, как и в случае фазофильтрового метода. Для каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода невозможно увеличение внеполосного излучения остатка второй боковой полосы радиопередатчика при увеличении дисбаланса квадратурных сигналов в КМ, в отличие от двухфазного метода.

8. Показано, что при реализации каскадного двухфазного метода с двумя КМ возможна фильтрация остатка второй боковой полосы по отдельности для двух его половин спектра с выходов двух КМ. Отмечена возможность такой фильтрации совместно с предыскажениями входных квадратурных сигналов двух КМ для неискаженного формирования конечного радиосигнала.

9. Показано, что при каскадном двухфазном методе ЦОС можно вести при частоте дискретизации входного модулирующего сигнала, как и для фазофильтрового метода. При одинаковых условиях дискретизации сигналов, с помощью каскадного двухфазного метода можно увеличить подавление гармоник цифроаналогового преобразования, по сравнению с двухфазным методом. Также с помощью каскадного двухфазного метода можно осуществить цифроаналоговое преобразование модулирующего сигнала имеющего, как минимум, в 2 раза более высокую максимальную частоту в спектре и, как минимум, в 2 раза более широкую полосу частот, чем с помощью двухфазного метода. При прямом формировании промежуточных квадратурных сигналов можно в соответствующее число раз уменьшить частоту дискретизации обрабатываемых сигналов, по сравнению с двухфазным методом или с частотой дискретизации входных сигналов для каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода.

10. В четвертой главе были рассмотрены модели и методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при реализации двухфазного метода. Показана применимость этих моделей и методов для коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при реализации фазофильтрового метода и каскадного двухфазного метода. Коррекция дисбаланса квадратурных сигналов по амплитуде может выполняться известными методами управления амплитудами квадратурных сигналов для двухфазного метода. Коррекция дисбаланса квадратурных сигналов по фазе не может полностью выполняться известными методами управления фазы квадратурных сигналов для двухфазного метода.

11. Разработаны модели дисбаланса квадратурных сигналов в аналоговых квадратурных схемах преобразования частоты при реализации каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Разработаны методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов аналоговых квадратурных схем преобразования частоты при реализации каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Компенсация фазового дисбаланса выходных каналов ФВ КМ возможна путем создания обратного дисбаланса выходных каналов ГНЧ. Компенсация фазового дисбаланса выходных каналов ФВ КМ возможна путем создания такого же дисбаланса между входными сигналами между схемами формирования промежуточных квадратурных сигналов. Компенсация фазового дисбаланса выходных каналов ФВ КД возможна путем создания обратного дисбаланса выходных каналов ГНЧ. Компенсация фазового дисбаланса выходных каналов ФВ КД возможна путем создания обратного дисбаланса между выходными сигналами одного из входных каналов низкочастотного преобразования частоты. Компенсация амплитудного дисбаланса входных каналов КМ возможна путем создания обратного дисбаланса между входными сигналами между схемами формирования промежуточных квадратурных сигналов -для половины спектра сигналов выше частоты преобразования ГНЧ, и обратного зеркального дисбаланса — для половины спектра сигналов ниже частоты преобразования ГНЧ. Компенсация фазового дисбаланса входных каналов КМ возможна путем создания обратного дисбаланса между входными сигналами между схемами формирования промежуточных квадратурных сигналов — для половины спектра сигналов выше частоты преобразования ГНЧ, и такого же зеркального дисбаланса — для половины спектра сигналов ниже частоты преобразования ГНЧ.

Компенсация амплитудного дисбаланса входных каналов КМ возможна путем создания обратного дисбаланса между выходными сигналами одного из входных каналов низкочастотного преобразования частоты — для половины спектра сигналов выше частоты преобразования ГНЧ, и обратного зеркального дисбаланса - для половины спектра сигналов ниже частоты преобразования ГНЧ. Компенсация фазового дисбаланса выходных каналов КД возможна путем создания обратного дисбаланса между выходными сигналами одного из входных каналов низкочастотного преобразования частоты - для половины спектра сигналов выше частоты преобразования ГНЧ, и такого же зеркального дисбаланса — для половины спектра сигналов ниже частоты преобразования ГНЧ. Разработаны соответствующие частные методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при прямом формировании промежуточных квадратурных сигналов.

12. Проведен анализ и разработан метод коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при реализации каскадного двухфазного метода с двумя КМ Достаточно соблюдение определенного баланса амплитуд и фаз входных сигналов между двумя КМ для полного баланса между ними.

13. Указаны технические варианты реализации функциональных узлов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов в виде фазовращателей и фильтров и их свойства.

14. Получены аналитические выражения, позволяющие вычислить величину искажений в формируемых и принимаемых радиосигналах с помощью каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода. Искажения от сигнала остатка второй боковой полосы в полученных радиосигналах можно представить как ошибку модуляции. Анализ ошибки модуляции при дисбалансе квадратурных сигналов проведен с привязкой к уровню остатка второй боковой полосы при этом дисбалансе.

15. В пятой главе проанализирована возможность применения каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ. Расчеты ошибки модуляции и моделирование для OFDM-радиосигналов и для групповых КАМ-радиосигналов в MATLAB 7.0 показали правильность полученных аналитических выражений для ошибки модуляции и их результатов. Расчет и моделирование проводились для OFDM- и КАМ-радиосигналов с модуляциями ФМ-2, ФМ-4, KAM-16, КАМ-64, КАМ-256 и с иерархическими модуляциями KAM-16 и КАМ-64 для OFDM-радиосигналов стандарта DVB-T.

16. Проведены расчеты количества и процентного отношения всех возможных комбинаций мощностей зеркальных несущих/сигналов по значениями модулирующих символов созвездий KAM. Ошибке модуляции не выше +12 дБ к величине остатка второй боковой полосы для OFDM-радиосигнала соответствует 96% процентов несущих с КАМ-64 и 96,34% несущих с КАМ-256 и оценка по максимуму ошибки модуляции для таких OFDM-радиосигналов признана нецелесообразной.

17. Нормы средней ошибки модуляции проверялись для сигналов стандартов IEEE 802.1 la/g/n, IEEE 802.16d/e, технологии 4-го поколения LTE и стандарта DVB-T. Каскадный двухфазный метод и фазофильтровый метод применимы для формирования радиосигналов указанных стандартов и технологий при использовании ИМС КМ с подавлением второй боковой полосы не более 30.40 дБ. При сравнении необходимых величин подавления второй боковой полосы для обеспечения нормы спектральной маски внеполосных излучений для двухфазного метода и для обеспечения нормы средней ошибки модуляции для каскадного двухфазного метода и фазофильтрового метода, последние имеют преимущество в зависимости от модуляции и критерия оценки до ~10.40 дБ, а для DVB-T до 62 (82) дБ. Каскадный двухфазный метод и фазофильтровый метод по нормам средней ошибки модуляции применимы для формирования групповых OFDM-радиосигналов с динамическим диапазоном -0.35 дБ, в зависимости от модуляции без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. Каскадный двухфазный метод и фазофильтровый метод по нормам и оценке максимальной ошибки модуляции применимы для формирования групповых ФМ-радиосигналов с ДД до -20.30 дБ и радиосигналов с КАМ-16 с ДД до ~5 дБ при существующих ИМС КМ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. Каскадный двухфазный метод и фазофильтровый метод применимы для формирования групповых ДЧМ-радиосигналов стандарта GSM с отношением сигнал/шум 30.40 дБ с ДД -0.10 дБ с помощью существующих ИМС КМ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов.

18. Нормы отношения сигнал/шум проверялись для сигналов стандартов DVB-T и IEEE 802.16d/e. Фазофильтровый метод применим для приема радиосигналов указанных стандартов при использовании ИМС КД для подавления зеркального канала не более 30.40 дБ. При сравнении необходимых величин подавления зеркального канала для типичных требованиях в радиоприемниках OFDM-радиосигналов на ~60 дБ и для обеспечения отношения сигнал/шум для фазофильтрового метода последний имеет преимущество в зависимости от модуляции и критерия оценки -20.50 дБ. Для приема групповых радиосигналов с помощью фазофильтрового метода необходима коррекция дисбаланса квадратурных сигналов глубиной не менее ~20.30 дБ для существующих ИМС КД при подавлении зеркального канала на ~30. .40 дБ.

19. Приведена методика определения дисбаланса квадратурных сигналов для раздельного определения составляющих дисбаланса квадратурных сигналов КМ и КД. Приведен экспериментальный пример реализации этой методики и определения функций коррекции для КД в составе ИМС приемопередатчика ХЕ1205 для диапазона 433.434 МГц. Получена схема коррекции дисбаланса квадратурных сигналов в соответствии с методом коррекции составляющих ФВ КД на различных рабочих частотах диапазона путем управления сигналами ГНЧ в цифровом виде. Расчетное подавление ЗК выросло с 32 дБ до 44 дБ — на 12 дБ.

1. Вишневский В.М., Ляхов А.И., Портной С.Л., Шахнович И.В. Широкополосные беспроводные сети передачи информации. М.: Техносфера, 2005 - 592 с.

2. Конкурирующие стандарты цифрового телевизионного вещания. -Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2002, с. 17-19.

3. Варгаузин В., Артамонов А. Сравнительная характеристика европейского и американского стандартов цифрового наземного телевидения. -Теле-Спутник, №11, 1999, с.52-56.

4. Симонов М., Лейбов А., Шавдия Ю. Переход на цифровое телевизионное вещание в Российской Федерации. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №8, 2007, с.20-36.

5. Программа развития в РФ системы цифрового телевизионного вещания DVB. Проект. 6-я ред. ФГУП НИИР. - М.: 2005.

6. Гласман К. Большие дебаты: 8-VSB COFDM. - «625», №4, 2000.

7. Гласман К. Методы передачи данных в цифровом телевидении. Часть 1-3.-«625», №№5, 7, 9, 1999.

8. Кривошеев М., Федунин В. Международные стандарты по цифровому телевизионному вещанию. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №8, 2007, с.28-36.

9. Final draft ETSI EN 302 304 VI.1.1 (2004-06) Digital Video Broadcasting (DVB); Transmission System for Handheld Terminals (DVB-H). European Telecommunications Standards Institute, 2004. European Broadcasting Union, 2004.

10. Предложения по внедрению цифрового телевизионного вещания стандарта DVB-H в диапазоне 470-862 МГц. Одобрены на 23/29 заседании Комиссий РСС по ЭМС РЭС и PB 20.09.2007 г.

11. Спутниковое телевидение: Справочник/Сост. В.И. Назаров, В.И. Рыженко. — М.: Оникс, 2006. 32 с: ил.

12. ETSI EN 300 421 VI. 1.2 (1997-08) Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for 11/12 GHz satellite services. European Telecommunications Standards Institute, 1997. European Broadcasting Union, 1997.

13. ETSI EN 300 429 VI.2.1 (1998-04) Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for cable systems. European Telecommunications Standards Institute, 1998. European Broadcasting Union, 1998.

14. Телевидение: Учебник для вузов/ В.Е. Джакония, А.А. Гоголь, Я.В. Друзин и др.; Под ред. В.Е. Джаконии. М.: Горячая линия-Телеком, 2004. -640с.

15. Варгаузин В. Принципы цифрового телевидения стандарта ATSC. -Теле-Спутник, №9, 1999, с.53-58.

16. Framing Structure, Channel Coding and Modulation for Digital Television Terrestrial Broadcasting System, Chinese National Standard GB 20600-2006.

17. Шахнович И. Цифровое радиовещание последний штрих цифрового портрета? - Электроника: Наука, Технология, Бизнес, № 3, 2002, с.8-15.

18. ETS 300 401. Radio Broadcasting Systems; Digital Audio Broadcasting (DAB) to mobile, portable and fixed receivers. — European Telecommunications Standards Institute, 2001.

19. Draft New Recommendation ITU&R BS. System for Digital Sound Broadcasting in the Broadcasting Bands Below 30-Mhz. ITU, Document 6/63&E, 25 October 2000.

20. Ковалгин Ю. Цифровое звуковое радиовещание в формате DAB -«625», №1,2001.

21. IEEE Std 802.11, 1999 Edition. Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications. IEEE, August 1999.

22. IEEE Std 802.11 a-1999(R2003). Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications. High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band IEEE, 12 June 2003.

23. IEEE Std 802.1 lg-2003. Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications. Amendment 4: Further Higher Data Rate Extension in the 2.4 GHz Band IEEE, 27 June 2003.

24. IEEE Std 802.11-2007 (Revision of IEEE Std 802.11-1999). Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications. IEEE, 12 June 2007.

25. IEEE Std 802.1 ln-2009. Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications. Amendment 5: Enhancements for Higher Throughput. IEEE, 29 October 2009.

26. Шахнович И. Стандарт 802.1 In — уж скоро. Примирение непримиримых. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2006, с.52-58.

27. Шахнович. И. Беспроводные локальные сети. Анатомия стандартов IEEE 802.11. — Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2003, с. 38-48.

28. Шахнович. И. Беспроводные локальные сети. IEEE 802.1 l.g — G дали! -Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №4, 2003, с. 36-39.

29. Валентинова М. Wi-Fi микросхемы: компании приступили к тонкой отладке. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2005, с. 36—41.

30. Технологии Wi-Fi роуминга от Avaya, Motorola и Proxim. -Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2005, с. 24—25.

31. Крылов Ю. Стандарт IEEE 802.1 In: решение от компании Metalink. — Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №7, 2006, с.20-26.

32. Слюсар В. Системы MIMO: принципы построения и обработка сигналов. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №8, 2005, с.52-58.

33. Вишневский В., Лаконцев Д., Сафонов А., Шпилев С. Mesh-cera: в ожидании стандарта IEEE 802.11s. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №3,2008, с. 44-51.

34. Вишневский В., Красилов А., Шахнович И. Технология сотовой связи LTE почти 4G. - Электроника: Наука, Технология, Бизнес, № 1, 2009, с.62-72.

35. Кааранен X и др. Сети UMTS. М.: Техносфера, 2007.

36. Moray Rumney. 3GPP LTE: Introducing Single Carrier FDMA. Agilent Measurement Journal, № 4, 2008, p. 18-27.

37. Системы мобильной связи: Учебное пособие для вузов / В.П. Ипатов, В.К. Орлов, И.М. Самойлов, В.Н. Смирнов; под ред. В.П. Ипатова. М.: Горячая линия-Телеком, 2003. - 272 с.

38. Невдяев Л.М. Мобильная связь 3-го поколения. Серия изданий «Связь и бизнес», М.: МЦНТИ — Международный центр научной и технической информации, ООО «Мобильные коммуникации», 2000. 208 с.

39. Громаков Ю.А. Стандарты и системы подвижной радиосвязи. — М.: Эко-Трендз, 1998.

40. Ратынский М.В. Основы сотовой связи / Под ред. Д.Б. Зимина. 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 2000. - 248 е.: ил.

41. EN 300 95 European Standard: Digital cellular telecommunications system (Phase 2+); Modulation (GSM 05.04, version 8.1.2, Release 1999). ETSI, 2001.

42. ETSI TS 143 051 V9.0.0 (2010-02) Digital cellular telecommunications system (Phase 2+); GSM/EDGE Radio Access Network (GERAN) overall description; Stage 2 (3GPP TS 43.051 version 9.0.0 Release 9), ETSI, 02,2010.

43. Тихвинский В.О., Панченко В.Е. MWC-2009: мобильный широкополосный доступ спасет мобильный мир. Мобильные телекоммуникации, №2, 2009, с.6-9.

44. Тихвинский В.О., Терентьев С.В., Минаев И.В. Анализ эффективности использования спектра системами мобильной сотовой связи UMTS и LTE. — Мобильные телекоммуникации, №2, 2008, с. 12-18.

45. Янина Витакре. FDMA с одной несущей — новый восходящий канал LTE. — Электронные компоненты, №2, 2007, с.46-49.

46. Шахнович И. Широкополосная мобильность: IEEE 802.1 бе. Часть 1 -МАС-уровень. — Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №2, 2007, с. 18-27.

47. Шахнович И. Широкополосная мобильность: IEEE 802.1 бе. Часть 2 -Физический уровень и элементная база. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2008, с.98-104.

48. Портной С. В России наступает этап крупных WiMAX проектов. -Первая миля, №6 2008, с.6-9.

49. Портной С., Шахнович И. Сети WiMAX в России первые результаты. - Первая миля, №3 2009, с.2-8.

50. Портной С., Шахнович И. Сети WiMAX в мире процесс идет. -Первая миля, №5/6 2009, с.8-15.

51. IEEE Std IEEE 802.16-2001 IEEE Standard for Local and metropolitan area networks. Part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems. -IEEE, 8 April 2002.

52. IEEE Std IEEE 802.16c-2002. IEEE Standard for Local and metropolitan area networks. Part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems -Amendment 1: Detailed System Profiles for 10-66 GHz. IEEE, 15 January 2003.

53. IEEE Std IEEE 802.16-2004 (Revision of IEEE Std IEEE 802.16-2001). IEEE Standard for Local and metropolitan area networks. Part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems. IEEE, 1 October 2004.

54. Вишневский В., Гузаков H., Лаконцев Д. Система «Рапира» базис для отчественных широкополосных беспроводных сетей. — Электроника: Наука, Технология, Бизнес. №1, 2005, с.30-34.

55. Конюшин С. Будущее беспроводного доступа: системы BreezeMAX. -Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2005, с. 16-18.

56. Артемьев А. Система беспроводного абонентского радиодоступа Packet Wave компании Aperto Networks. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2005, с. 20-22.

57. Шахнович И. Сети городского масштаба: решения рабочей группы IEEE 802.16 в жизнь! - Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №8, 2003, с.50-56.

58. Шахнович И. Стандарт широкополосного доступа IEEE 802.16-2004. Режим OFDMA и адаптивные антенные системы. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №2, 2005, с.46—52.

59. Шахнович И. Стандарт широкополосного доступа IEEE 802.16 для диапазонов ниже И ГГц Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2005, с.8-14.

60. Дингес С. Мобильная связь: технология DECT. М.: COJIOH-Пресс, 2003 272 с.

61. ETSI EN 300 392-2 V3.2.1 (2007-09) Terrestrial Trunked Radio (TETRA); Voice plus Data (V+D); Part 2: Air Interface (AI). ETSI, 2007.

62. Шахнович И. Персональные беспроводные сети стандартов IEEE 802.15.3 и 802.15.4. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №6, 2004, с.32-36.

63. Bluetooth: устройства всех стран, соединяйтесь! Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2003.

64. IEEE Std 802.15.3-2003. IEEE Standard for Local and metropolitan area networks. Part 15.3: Wireless Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications for High Rate Wireless Personal Area Networks (WPANs). -IEEE, 29 September 2003.

65. IEEE Std 802.15.4-2003. IEEE Standard for Local and metropolitan area networks. Part 15.4: Wireless Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications for Low-Rate Wireless Personal Area Networks (LR-WPANs). -IEEE, 1 Octoder 2003.

66. Правила применения систем радиорелейной связи. Часть II. Правила применения цифровых радиорелейных систем связи синхронной цифровойиерархии (утв. приказом Министерства информационных технологий и связи Российской Федерации от 26 февраля 2007 г. № 26)

67. Зайцев Н.М., Любченко В.Е., Соколов A.B., Федорова Л.В. Линии связи на миллиметровых волнах в локальных информационных сетях. — Радиотехника, №11, 2003, с.26-31.

68. Викулов И. Беспроводные системы связи осваивают четырехмиллиметровый диапазон. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, № 2, 2009, с.2-5.

69. Яценков B.C. Основы спутниковой навигации. Системы GPS NAVSTAR и ГЛОНАСС. М.: Горячая линия - Телеком, 2005. - 272с., ил.

70. Глобальная навигационная спутниковая система ГЛОНАСС. Интерфейсный контрольный документ (редакция 5.0). М., 2002.

71. Гацке Р. Высококачественные радиочастотные модуляторы позволяют реализовать передатчики с несколькими несущими. — Компоненты и технологии, №4, 2007, с. 170-173.

72. Обзор передатчиков и приемопередатчиков семейства ADF7xxx фирмы Analog Devices, А. Власенко, Analog Devices Russia.

73. Дингес С.И., Дингес Т.С. От мобильного телефона к универсальному устройству (анализ структуры радиочастотных блоков). — Мобильные системы, август 2006, с.58-66.

74. Прокис Дж. Цифровая связь. Пер. с англ./ Под ред. Д.Д. Кловского. -М.: Радио и связь. 2000. 800с., ил.

75. Слюсар В. Цифровое формирование луча в системах связи: будущее рождается сегодня. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №1, 2001, с.6-12.

76. Васильев О., Егоров Д., Кадыков А. Цифровая обработка сигналов в системе радиомониторинга. Chip News, №6, 2003, с.40-43.

77. Пушкарев О. Беспроводная передача данных в безлицензионном диапазоне 433 МГц. Электронные компоненты, №3, 2007, с. 1-4.

78. Российский цифровой приемник 1288ХК1Т первый представитель серии Мультифлекс. - Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №2, 2006, с.24-31.

79. Хендрикс П., Шрейер Р., Ди Пилато Д. Проектирование высококачественного узкополосного радиоприемника с использованием микросхемы в корпусе LQFP. Chip News, №3, 2003, с.27-29.

80. Горюнов Г. Приемопередатчики фирмы Xemics для работы в безлицензионном диапазоне частот. Электронные компоненты, №5, 2003, с.51-53.

81. Голуб В. Квадратурные модуляторы и демодуляторы в системах радиосвязи. Электроника: Наука, Технология, Бизнес. 2003, №3, с. 28-32.

82. Белов JT., Голубков А., Кондратов А., Карутин А. Модуляторы сигналов сверхвысоких частот: основные классы. Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №3, 2008, с.76-83.

83. Белов Л. Преобразователи частоты. Современные ВЧ-компоненты. -Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №2, 2004, с. 44-51.

84. Нормы 19-02 «Нормы на ширину полосы радиочастот и внеполосные излучения радиопередатчиков гражданского применения». Дополнение №1. Системы цифровой передачи данных с использованием модуляции COFDM (вторая редакция), Москва, 2005.

85. Верзунов М.В. Однополосная модуляция в радиосвязи. — М.: Воениздат, 1972. 296 с.

86. Кушинг Р. Прямой цифровой синтез (DDS) и преобразование квадратурных сигналов в диапазон 800 — 2500 МГц с одной боковой полосой. // Мир электронных компонентов. 2004, Выпуск 1, с. 14-19.

87. Лабутин Л. Что такое SSB? Радио, № 9, 1963 г., с.20-23.

88. Воробьев В., Гученко В. Фазофильтровый метод формирования однополосного сигнала Радио, № 11, 1959 г., с.45-49.

89. Robert J. Zavrell Jr. AN 1981. New low-power single sideband circuits. -Philips Semiconductors, 1997, Oct, 29.

90. Модаббес C.M. Исследование искажений при раздельном усилении составляющих однополосного сигнала : Автореферат диссертации на соискание ученой степени канд. техн. наук:05.12.17. СПб, 1992. -14 с. :ил.

91. Нгуен Фи Хунг. Исследование методов формирования и обработки однополосных сигналов: Автореферат диссертации на соискание ученой степени канд. техн. наук: 05.13.17. М., 1997.-24 с.

92. Лега Ю.Г. Разработка и исследование следящего приема однополосного и амплитудно-модулированных сигналов: Автореферат диссертации на соискание ученой степени канд. техн. наук: 05.12.17. Одесса, 1990.-26 с.

93. Сафин В.Г. Методы и устройства повышения линейности радиочастотных трактов передатчиков.: Автореферат диссертации на соискание ученой степени канд. техн. наук: 05.12.04. СПб, 2006. - 17 с.

94. Поляков В. Однополосное радиовещание. — Радио, №1, 1992, с.6-8.

95. Поляков В. Однополосное радиовещание. Радио, №2-3, 1992, с.5-8.

96. Верзунов М.В., Лобанов И.В., Семенов A.M. Однополосная модуляция. Связьиздат, 1962г - 316с.

97. Поляков В.Т. Радиолюбителям о технике прямого преобразования. М.: Патриот, 1990.-264с.

98. Поляков В.Т. Трансиверы прямого преобразования. М.: ДОСААФ, 1984.- 144с.

99. Поляков В.Т. Приемники прямого преобразования для любительской связи. М.: ДОСААФ, 1981. 80с.

100. Штейн Б.Б., Черняк H.A. Однополосная модуляция с помощью фазовых схем. -М.: Связьиздат, 1959г. — 163с.

101. Варбанский А. Организация мирового радиовещания. Радио, №6, 1991,с.14-17.

102. Поляков В. Фазофильтровый DRM приемник. Радио, №7, 2005, с.4345.

103. Поляков В. Приемник однополосного радиовещания. Радио, №5, 1993, с.15-18, №6, 1993, с. 18-20.

104. Акчурин Э.А. Цифровая демодуляция сигнала с одной боковой полосой. Радиотехника, №2, 1996, с.26-29.

105. Акчурин Э.А. Цифровые демодуляторы сигнала с одной боковой полосой. Радиотехника, №6, 1984, с.3-9.

106. Зейтленок Г.А. Искажения однополосного сигнала обусловленные паразитной фазовой модуляцией. Радиотехника, №5, 1982, с.58-61.

107. Фридман Г.И. Применение автоматической анодной модуляции в передатчиках с ОМ. Радиотехника, №10, 1986, с.26-29.

108. Волков A.A. Оптимизация передачи однополосных компандирован-ных сигналов. Радиотехника, №5-6, 1993, с.45-48.

109. Белявская Т.Г., Левчук Ю.П., Охинченко Е.П., Стригина Е.В. Выбор фильтров для цифрового формирователя сигналов с одной боковой полосой. — Радиотехника, №7, 1993, с. 19-23.

110. Момот Е.Г. Проблемы и техника синхронного приема. М.: Связьиздат, 1961.

111. Павлов Б.А. Синхронный прием. — М.: Энергия, 1977. — 80с.

112. Бунимович С.Г., Яйленко Л.П. Техника любительской однополосной связи. -М.: Изд-во ДОСААФ, 1970. -312с.

113. Patent US 2928055. Weaver D.K. Jr. Single sideband modulator, 1960.

114. Федчун A.A. Преобразование частоты квадратурных сигналов с одной боковой полосой // Журнал научных публикаций аспирантов и докторантов. -2007.-№12, с.131-133.

115. Федчун A.A. Методы приема радиосигналов в защищенных телекоммуникационных системах // Известия ЮФУ. Технические науки. — 2009.-№11, с.239-244.

116. Федчун A.A. Формирование сигналов для защищенных систем радиосвязи // Известия ЮФУ. Технические науки. 2009. -№11, с.244-249.

117. Федчун A.A. Способы формирования OFDM-радиосигнала // Журнал радиоэлектроники Электронный научный журнал. 2010. — №1.

118. Федчун A.A. Современные методы и устройства формирования и обработки однополосных сигналов // Труды III Ежегодн. научн. конф. студентов и аспирантов базовых кафедр Южного научного центра РАН. — Таганрог, 2007, с. 173-174.

119. Федчун A.A. Преобразование квадратурных сигналов в диапазон сверхвысоких частот с одной боковой полосой // Радиоэлектроника, электротехника и энергетика: Тез. докл. XIV Междунар. науч.-техн. конф. студентов и аспирантов. Москва, 2008, с.30-32.

120. Федчун A.A. Формирование радиосигнала с OFDM для стандарта цифрового телевизионного вещания DVB-T // Современное телевидение: Труды XVII Междунар. науч.-техн. конф. Москва, 2009, с.44-47.

121. Патент 70060 RU, U1, МПК 7, Н 03 К 5/00, G 01 R 23/00. Федчун A.A. Формирователь однополосного сигнала. 2006115089/22; Заявл. 02.05.2006; Опубл. 10.01.2008, Бюл. №1.

122. Патент 75121 RU, U1, МПК 7, Н 04 J 1/00. Федчун A.A. Формирователь группового радиосигнала. 2008106958/22; Заявл. 22.02.2008; Опубл. 20.07.2008, Бюл. №20.

123. Патент 75810 RU, U1, МПК 7, Н 04 G 7/00. Федчун A.A. Формирователь группового радиосигнала. 2008114411/22; Заявл. 24.03.2008; Опубл. 20.08.2008, Бюл. №23.

124. Рабинер Л., Голд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. М.: Мир, 1978. - 840 с.

125. Айфичер Э.С., Джервис Б.У. Цифровая обработка сигналов: Практический подход. 2-е изд. - М.: Вильяме, 2004. — 992 с.

126. Цифровая обработка сигналов / А.Б. Сергиенко СПб.: Питер, 2003. -604с.: ил.

127. Гольденберг и др. Цифровая обработка сигналов: Справочник / Л.М. Гольденберг, Б.Д. Матюшкин, М.Н. Поляк. М.: Радио и связь, 1985. - 312с.

128. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. Учебник для вузов. 4-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1986. - 512 е.: ил.

129. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов/ В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, A.A. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. 2-е изд., перераб. и доп. -М.: Радио и связь, 1990г. -432с.

130. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов/ В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, A.A. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. 3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 2003. — 560с., ил.

131. Румянцев К.Е. Прием и обработка сигналов: Учебн. пособие для студ. высш. учебн. заведений / Константин Евгеньевич Румянцев. — М'.: Изд-й центр «Академия», 2004, 528с.

132. Шелухин О.И. Радиоэлектронные средства бытового назначения: учебник для вузов / О.И. Шелухин, К.Е. Румянцев; под ред. К.Е. Румянцева. -М.: Изд-й центр «Академия», 2008. 480с.

133. ГОСТ 13924-80 (СТ СЭВ 3705-82) Передатчики радиовещательные стационарные. 01.01.1981

134. ГОСТ 27040-86 Передатчики гектометрового и декаметрового диапазона волн мощностью до 1кВт для фиксированной службы. Основные параметры. Технические требования. 01.07.87

135. ГОСТ 22579-86 Радиостанции с однополосной модуляцией сухопутной подвижной службы. 01.07.1987

136. ГОСТ 26897-86 Радиостанции с однополосной модуляцией морской подвижной службы. Типы, основные параметры, технические требования и методы измерений. 01.07.1987

137. ГОСТ 7845-92 Система вещательного телевидения. Основные параметры, методы измерений и испытаний.

138. ГОСТ 13924-80 Передатчики радиовещательные стационарные. Основные параметры, технические требования и методы измерений.

139. ГОСТ 20532-83 Радиопередатчики телевизионные I-V диапазонов. Основные параметры, технические требования и методы измерений.

140. ГОСТ 7845-92 Система вещательного телевидения. 01.01.93.161. 7. Справочник по математике для инженеров и учащихся втузов. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А— М.: Наука. Главная редакция физико-математической литературы, 1981.

141. ETSI TR 290 Digital Video Broadcasting (DVB); Measurement guidelines for DVB systems. European Telecommunications Standards Institute, 1997. European Broadcasting Union, 1997.

142. Правила применения оборудования систем телевизионного вещания. Часть I. Правила применения передатчиков эфирного телевидения (утв. приказом Министерства информационных технологий и связи РФ от 11 января 2006 г. N 1).

143. Datasheet ХЕ1205. Rev 9 May. Semtech.