автореферат диссертации по радиотехнике и связи, 05.12.07, диссертация на тему:Двухдиапазонный фильтр СВЧ с большим разносом частот

pro од

« ' 1 yi САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ им. проф. М. А. БОНЧ-БРУЕВИЧА

На правах рукописи

МАЛЬКАУИ РОМИ АБДАЛЛА

ДВУХДИАПАЗОННЫЙ ФИЛЬТР СВЧ С БОЛЬШИМ РАЗНОСОМ ЧАСТОТ

05.12.07 — Антенны и СВЧ устройства 05.12.17— Радиотехнические и телевизионные системы и устройства

. .АВТОРЕФЕРАТ ' диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наук

Санкт-Петербург ■ 1993

Работа выполнена в Санкт-Петербургском государственном университете телекоммуникации им. проф. М. А. Бонч-Бруевича.

Научные руководители:

доктор технических наук, профессор С. В. Томашевич,

кандидат технических наук, доцент Г. А. Афанасьева.

Официальные оппоненты:

доктор технических наук, профессор К. Н. Цибизов,

кандидат технических наук, доцент В. Н. Лы/ткань.

Ведущее предприятие: Государственный технический университет г. Санкт-Петербурга.

Защита диссертации состоится « . . . »...... 1993 г.

в ... час. на заседании специализированного совета К 118.01.01 при Санкт-Петербургском государственном университете телекоммуникаций им. проф. М. А. Бонч-Бруевича по адресу: 191065. Санкт-Петербург, наб. реки Мойки, д. 61.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке университета.

Отзыв на автореферат в двух экземплярах, заверенный печатью учреждения, просим направлять по вышеуказанному адресу на имя ученого секретаря специализированного совета.

Автореферат разослан « . . . »........ 1993 г.

Ученый секретарь специализированного со"аг"

Подписано к печати 28.10.93 г. ЛР № 020475 от 10.03.92 г. Объем 1 печ. л. Тир. 60 экз. Бесплатно. Зак. 718.

Ротапринт тип. ГУТ. 198320ГСПбГСвободы, ЗГ

к. т. н., доцент

В. X. ХАРИТОНОВ

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность телы. Развитие техники СВЧ связано с постоянным возрастанием требований, предъявляемых к параметрам современных устройств станций диапазона СВЧ (радиорелейные линии связи, радиолокация, радионавигация, линии спутниковой связи и др.), причем эти требования' становятся все более жесткими. Особенно, возросли требования по фильтрации и по развязке мекду различными частотными каналами. Поэтому анализ и разработка методов расчета узлов и элементов РЭС сантиметрового диапазона волн представляет актуальную задачу. Среди таких узлов и элементов заслуживает пристального внимания фильтры СВЧ, выполняющие ответственные и разнообразные функции в составе станций. В том числе решется задача ограничения спектра излучения передатчиков с целью облегчения электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств РЭС (фильтры гармоник).

Одним из трудновыполнимых требований является требование обеспечить работу элементов станций СВЧ ( в частности элементов антэино-фидерных трактов) в двух (или даже больше) сравнительно гзких диапазонах со средними частотами х4и , причем эти частоты амеют большой коэффициент разноса т) = 2. В качестве приме-

ра приведем два таких элемента Ядерного тракта.

1. Двухдиапазонный фильтр СВЧ, который должен быть:

полосно-разградительнда для основного сигнала на частоте 14

полосно-пропускапцим для сигнала на частоте (помехи) второй

гармоники передатчика * .

2. Поляризатор СВЧ в волноводном тракте станции спутниковой ;вязи при работе антенны волнами с круговой поляризацией поля. Такой поляризатор должен работать на прием на частоте 8 на таредачу на частоте • Аналогичные примеры можно продолжить.

Задача в таких устройствах может решаться двумя путями:

- исследовать и разработать такие устройства очень широкопо-госными с коэффициентом перекрытия -ц = 2. Однако очевидно, 1то осуществить это для всех элементов устройства практически швозможно;

- исследовать и разработать такие устройства, которые, (удучи узкодиапазонными в каждом отдельном диапазоне на частоте

I , обеспечивали бы необходимые требования при большом разносе (тих частот с коэффициентом т) = 2.

В настоящей диссертации решается задача по второму пу™

применительно к двухдиапазонному фильтру СВЧ с большим разна частот.

Сочетания в одном устройстве двух функций (загражде основного сигнала и поглощение помехи на частоте втс гармоники 1 ) приводит к уменьшению габаритов, упроще конструкции и снижению стоимости системы в целом, что вес актуально т.к. создание многофункциональных устройств СВЧ, вое является одной из современных тенденций развития техники связр

Цель работ. Основная цель диссертационной работы состою разработке волноводного двухдиапазонного фильтра выполнят функщш режекции основного сигнала на частоте Т1с одновреме* поглощением помехи на частоте второй гармоники хг.

Метод исследования базируется на методе частичных облас при апроксимации электрического поля на щелях подходящей фз .цией. Метод разработан профессором Б.М.Машковцевым и являе развитием теории схем СВЧ с использованием волновых матриц.

Научная новизна. Новый результат в целом заключаете! создании двухдиапазонного фильтра и метода его расчета.

При этом предложено устройство дв)дидаапазонного филы который имеет функции:

а) полосно-режекторнрго фильтра на основной частоте

б) полосно-поглощапцего фильтра на частоте помехи Г2 (втс гармоники).

Звеном фильтра является сочленение прямоугольных волнок в плоскости Н. Боковой волновод содержит каналы с поглодай нагрузками, запредельные для основного сигнала.

Практическая ценность. Практической ценностью работы. явлJ ся разработка двухдиапазонного фильтра СВЧ с большим разн< частот. Предложенное двухфункциональное устройство обладает п] муществами по сравнении с устройствами, выполняющими эти фун раздельно (простота конструкции, меньший вес и габариты). Ра: ботана- -методика машинного проектирования фильтра.

Полученные в работе результаты расчета узлов и самостоятельное значение и могут быть использованы при разраб аналогичных устройств.

Реализация 'результатов. Результаты диссертационной ра дают основания для организации и проведения исследоваш развития средств связи диапазона СВЧ. Предполагается, что ста этого диапазона будут использованы в ближайшие годы на желе

дорогах Иордании.

Структура и объел работ. Диссертационная работа состоит из введения, четырех основных разделов, заключения, списка литературы (53 наименования), трех приложений и содержит' 157 страниц основного текста, 80 рисунков и 7 таблиц.

Личный вклад автора. Основные теоретические результаты и практические рекомендации содержащиеся в работе получены •. автором самостоятельно. Постановка задачи сформулирована профессором

Машковцевым Б.M. . Выбор метода решения и полученныз результаты проанализированы и обсувдены совместно с профессором, д. s.я Томашевичем C.B. и доцентом, к.в.в Афанасьевой Г.А..

Изготовлен макет фильтра и произведено его исследование, как на частоте основного сигнала, так и на частота помехи.

По вопросам оценки точности апроксимации электрического поля на щели в краевых задачах электродинамики п расчету волноводных фильтров с продольно-щелэЕОП связью, автором опубликовано два статьи.

Содерхшиз работы. Во введение обоснована ектуальность тема исследования, сфоргулироваш цель и задачи работы, перечислены научные результаты диссертации, определена практическая ценность результатов исследования, щлзэдепы сводоппя о структура и оЗъекэ диссертации.

В первом разделе дана классификация волноводных фильтров и рассмотрены классы фильтров предназначенных для стшнзеяя побочных излучений и фильтров для разделения каналов в РРЛ связи. Предложена новая конструкция двухднапазопного фильтра сочетающего функции режекции полезного (основного) сигнала и поглощение помехи (jhc.I).

Принцип действия одного гвенз фильтр?. заключается в следующем: Пусть, в основном волноводе (1) распространяется основная волна H па частоте полезного сигнала и помеха {второй гармоники). Эта волна частично прохбдит в боковой волновоэ (2) чэшз цель, прорезанную в узкой стенке осноеного волновода.

Кз растоянии L боковой волновод содержит в середине пер9городку, которая образует волноводы (4) и (5) с шириной стенки а/2. Эти болноводы являются запредельными для основного сигнала (tl). Волны se на частоте помехи f2= 2Г4распространяются в волноводах (4) и (5) и поглащаются в нагрузках (6) и (7). Длина запредельных волноводов ъг определяется так, что бы амплитуда

волны основного сигнала полностью затухала - не доходила дс нагрузок (6) н (7). Длина \ расчитывается на частоте основного сигнала, как длина резонатора, т.е., отрезка линии передачи нагруженного на реактивную нагрузку. Нагрузкой является реактивность местного ноля на входе запредельных волноводов.

Выбор размеров'щели I и о- в комбинации с длиной резонатора должен обеспечить короткое замыкание в плоскости щели в волноводе (I), что гарантирует полное отражение основного сигнала на частоте Г4. Таким образом,боковое плечо (2) является для основного сигнала - резонаторе« фильтра, а для помехи - волноводом с поглащапцей нагрузкой. Далее, в 1-м разделе обосновывается выбор нето да расчета фильтра. Реальный волноводный тракт рассматривается, как электродинамическая цепь, которая содержит волновод-ние объемы с неоднородностями, соединенные регулярными отрезками волноводов.

Через внешние параметры определятся амплитуды полей в волноводах. Вид решения и структура объема

позволяет построить схему замещения, т.е. электрическую цепь -низкочастотный прототип или аналог волноводного узла.

Далее, цепь представляется эквивалентным многополюсником, или соединением многополюсников. Составляется матрица рассеяния или передачи. Коэффициенты матриц, • выраженные через' элементы схемы замещения, определяют частотные свойства устройства.

В заключении раздела сформулирована задача диссертации и необходимые для ее решения круг вопросов.

Во втором разделе, в соответствии с выбранным методом расчета составлена схема замещения предложенного фильтра и проведен анализ как на частоте основного сигнала так и на частоте помехи 12 (второй гармоники). Для основного сигнала звено фильтра представлено эквивалентным четырехполюсником, а на частоте помехи тг эквивалентным шестиполюсником. Для основного сигнала реактивная проводимость стыка бокового волновода с запредельными волноводами заменяется короткозамкнутой длинной линией длиной ДЬ.

Переходя далее от проводимости к сопротивлению, получим выражение для суммарного приведенного сопротивления схемы замещения в плоскости щели со стороны основного волновода ('¡ис.2).

х„= Д- - л. [п2(-сг8 рв1 + £,)+£.]. (1)

9« "О А А

( Элементы схемы замещения Ь4 , Ь2 , п0 и т0 определяются при решении задачи синтеза в 3- м разделе.

Таким образом, схему замещения можно представить в виде линии эквивалентной основному волноводу, шунтированную суммарным реактивным сопротивлением Хв1. Обращение в нуль реактивного сопротивления Х9> соответствует короткому замыканию в плоскости щели,т.е. полному отражению волны на частоте основного сигнала

Реальная длина резонатора, соответствувдая этому условию" на частоте сигнала ^ определяется выражением

1

Ао>=7 --!_=цагсге

К/1- (тс/ка)*

+ %

(2).

Схема замещения звена фильтра на частоте помехи (второй гармонике) будет отличаться от схемы на частоте основного сигнала: во-первых тем, что коэффициент фазы р" , коэффициенты трансформации и п" и реактивные проводимости1 Ь", Ь" будут . иметь свои значения;

во-вторых существенное отличие связано с различием функции устройства в каждом случае. На частоте второй гармонике устройство должно выполнять функцию поглащапцего фильтра.

- б -

Сложный резонатор для частоты второй гармоники представляет собой согласованный волновод, эквивалентен длинной лишш с ■коэффициентом фазы 'р™ и проводимостью волны у^1 (рис.3).

Далее согласно выбранному ' методу, составлены матрицы рассеяния и передачи многополюсников эквивалентных одному звену фильтра на основной частоте т±, на частоте помехи (г, = На

основной частоте * матрица четырехполюсника составлена, как для звена без учета потерь, так и с потерями. Частотные свойства одного звена фильтра определены через коэффициенты вносимых потерь

Mm) = lOLg

1 +

i

1

HH-J

(3)

где ъ - суммарная нормированная реактивность последовательного контура. В диссертации получено выражение для внешней добротности одного звена фильтра

WViaL > (4)

О л

где к0 = 2*/Х.0, а - размер широкой стенки волновода, X сопротивление, которое определяется параметрами схемы замещения. Зависимость этих параметров от аргумента (ка) получены при решении задачи синтеза. Представленные в диссертации семейства частотных характеристик звена и графиков зависимости Ъ± я 0ЯИ от размеров щели Z/a и о/Ъ позволяют:

а) по заданной частотной характеристике (ширине полосу задергивания и граничным частотам) найти подходящие геометрические размеры звена фильтра.

б) по заданной геометрии устройства определить его частотные свойства.

Как пример практического использования спроектированного фильтра в современных многоканальных системах, расмотрена его применение в разделительном (направленном) фильтре. Фильтр является сочетанием полоснопропуекающего фильтра и мостового устройства (гибридного соединения). В примере, в качестве мостового устройства используется двойной ЕН тройник и два идентичных режек-торных фильтра предложенных в диссертации (рис.4).

Выбранный в диссертации метод анализа, позволил представить сложное устройство,как соединение многоползеников. Используя теорию матриц, найдена матрица рассеяния каскадного соединения и в

и /4

ь,

Рис. г .

Схемы замещения звена фильтра на частоте основного

сигнала

Рис. 3 .

Схема замещения звена фильтра на частоте второй гармоники. ( помехи )

с £ с Рис. 4 .

Структурная схема устройства с двумя фильтрами

конечном результате - выражение для коэффициента передачи разделительного фильтра около резонансной частоты т.е.. определена его частотная характеристика

/8-(г>-2)* 4

1+(0»»Г I }

где V - -2 (А. - к0 )/К0 - частотная расстройка.

Из полученных результатов видно, что:

а) Частотная характеристика на основной частоте с достаточной точностью повторяет частотную характеристику звена спроектированного фильтра}

б) коэффициент отражения на входе теоретически равен нулю, т.е. направленный фильтр в целом обеспечивает работу передатчика в рабочей полосе частот на согласованную нагрузку;

в) применение в устройстве двухфункционального фильтре обеспечивает во только частотное разделение каналов, но е двухкратное юглацзнив помехи в фильтрах Ф4 и Ф2.

В третьем разделе изложен материал, содержащий основные -теоретические результаты, подученные в работе.

В начале этой главы обоснован выбор апрокснмирупцей функцш электрического поля на граничных поверхностях частичных областей. По данному вопросу автором была опубликована статья. В соответствии с,изложенным там, на частоте основного сигнала апроксимарующая функция на щели выбрана в виде первой функцш из -ряда удовлетворяющих естественным граничили условиям. При выбранной в диссертации системе координат, эта функция имеет вид

- У6/с1 БШ**1^ Т * (б)

Показано, что реактивная проводндость торцевой щели 1ЬХ раз на половине реактивной проводимости соответствупдей диафрагмы ; прямоугольной волноводе >

Общая проводимость торцевой щгчи ъа была получена результате расчета на ЭВЫ для различных размеров щели I/а, о/ь.

В диссертации найдено выражение для определения коэффициент трансформации г^ , пересчигывалцего амплитуду поля на щели амплитуда распространяющихся в боковом волноводе волн:

у-- Г У-- 4Сов(*/2»1/а) 1

пл = /с/Ъ \у г/а,—--- }• . (7)

I «С1-(1/а)»1 ] Задача определения внешних параметров водноводног

устройства в виде согласованного с обоих концов (йл

бесконечного) прямоугольного волновода с продольной щелью в узкой боковой стенке (в плоскости н) потребовала самостоятельного решения.

В отличии от известных в литературе задач определения параметров схемы замещения для сочленения двух1 смежных прямоугольных волноводов равной высоты, где решение ограничивается условиями малости отверстия иа/\«1,(а - наибольший геометрический размер щели) и применением метода моментов, причем распределение поля на отверстии принимается в виде статистического распределения электрического толя. В настоящей диссертации задача решается автором, как было отмечено выше, методом частичных областей, основанным на методе Галеркина.

Согласно этому методу, общее выражение для проводимости находится из фундаментального решения волноводных уравнений. Амплитуда поперечного электрического поля определяется, как функция и°(Ет) - т.е. как функция касательного электрического

поля на щели

- £ -

Ет = 1гр,эр : ГДе р = 1,2,3,.«,^.

р=1 * _

Заметим, что последовательность координатных функций Зр определяется геометрической поверхностью связи и не зависит от того, какая внешняя цепь подключена к объему.

Задача решается в следующей последовательности:

1) ыбирается координатная функция Эх касательйвгв электрического поля на щели.

2) находится проводимость . щели оо стороны волновода и внешнего устройства.

При приведенной в диссертации системе координат апроксими-рупцая функция на частоте" основного сигнала выбрана -в виде

Эт=у£7сг-Сов— у° . (8)

Выражение для определения ' нормированной реактивной проводимости щели в узкой боковой стенке прямоугольного волновода имеет вид

ш=0 о=0

О

* т

>^Иф

(9)

Далее это выражеше можно представить в виде суммы и:

нескольких членов и груш составляющих .

00 00 00 00 АЛ А Т-----Г-----1 I Г-»А

ь = ъЛ„+ь + > ь + > ь +> >ь

1 ОО ю не оч "Ч

пвХ я и1

ЯЬ /

С 1 Ъ = 2—

»о

Г ' - 1—-1*

1ка ZJ

■—. Г* а")* :

г-е 31п[ка|/1-(*Ука)ж ] [ка|] */1 - ^ -1+(и/ка)*]

а 20

/(ка/*)*-1

1(Ш "1+(1а'!)

ь 20 1 Т {["?

а=1

(10) (11)

(12)

(13)

'-СИГ

ь.я-1'J J ;

K)

m=1 q=

(14)

4C

*V(ka/ic)

51n q*o/b"l

Kir!)'

]

Н)7®

i

(15)

Коэффициент трансформации mQ, пересчитывающий амплитуды поля з щели в амплитуду поля распространяющейся волны в основном элноводе, был найден из выражения, определяющего вещественную асть проводимости щели:

Cos К I Л-(*/ка)*] 1

Шо=

УК.

" а Ъ

(16)

•1 I /1-(х/ка)1] ■

Выражения, определяющие электродинамическую проводимость эоизвольной щели в узкой боковой стенке прямоугольного злновода, найдены впервые и имеют самостоятельной значение, встроены графики зависимости проводимости ъ от параметра ка при ззлачных относительных размерах щели 1/а, с/ь. Цо данному вопросу зтором была опубликована статья.

На частоте второй гармонике 1г, узкие волноводы уже не яв-штся запредельными, волна в них будет распространяться и погла-зться в нагрузках. При этом некоторые поля, для которых ранее уювия распространения в волноводе не выполнялись, теперь могут зспространяться. Соответствующие им проводимости из реактивных эввратятся в активные.Это касается волн типа Н20и Нэа Если огра-гшмся диапазоном частот, соответствующим длинам волн основного [гнала 1.33а ^<2а, то на частоте второй гармоники условие рас=-хзстранения для волны нао(А^*0> Л.4) не будет удовлетворятся и

1

распространяпцимся типом волн останутся Н10и Нго.

В диссертации показано, что на частоте второй гармонике ис пользование только четной функции апроксимации электрическоз

поля на отверстии в виде 31=vfe/cí Соз^ у° не достаточно. Функщ апроксимации необходимо уточнить, т.е. учитывать особенности со< ственных функций структур волн как Н10/так и Н20-

При этом, функцию апроксимации необходимо дополнить функцш в виде';

Sin^ Г • (16)

Тогда на щели функция апроксимации задается в виде суш двух структур (четной и нечетной)

3¡ = аД + a2i2 • (17)

При второй (нечетной) функции, апроксимации найдены выражен для определения реактивной проводимости щели со стороны^ основно: и бокового волноводов на частоте второй гармоники Ъ",Ь",а т же коэффициентов трансформации m¿",неглавной задачей является опрёделение коэффициента переда из основного волновода в боковой |S21| на частоте второй гармон ки. Тем самым становится известна какая часть мощности на втор гармонике будет ответвляться в боковой волновод и поглащаться нагрузках. Для этого необходимо определить параметры схемы зам щения на частоте второй гармоники.

Квадрат модуля коэффициента передачи |S2i|2 находится как

А

,s»'" - - и-1"' ■ (i * • ;18>

Коэффициент |S2111 имеет максимальное значение при Это достигается путем введения реактивных винтов в середине узк волноводов на расстоянии 1>2 от плоскости щели так, чтобы они влияли на работу звена фильтра на частоте основного сигна f (Хй). На частоте второй гармоники длина этих винтов подбирает так, чта*<5ы их суммарная реактивная проводимость комценсирова бы реактивную проводимость bj11.

Результаты расчета показывают, что 1свадрат моду коэффициента передачи |S21|г составляет примерно 0.5(3 дБ), ч соответствует ответвлению половины мощности сигнала на часто помехи из основного волновода в боковой и поглащению в нагрузка В конце третьего раздела приведен расчет и даны результа

экспериментального исследования спроектированного макета одного звена фильтра, как на частоте основного сигнала, так и на частоте второй гармоники ( на частоте помехи ), Результаты эксперимента подтверждают правильность теоретических результатов (совпадение составляет, примерно, 70 - 80% ).

Таким образом, сделанный в начале работы выбор апроксимации электрического поля на щели и предложенная затем -методика иасчета, вполне приемлемы для практических целей.

В четвертом разделе произведен синтез многозвенного фильтра с одинаковыми звеньями на частоте «сновнаго сигнала. Проектирование таких фильтров представляет очевидный интерес,т.к. требует расчета и изготовления идентичных звеньев.

Частотная характеристика фильтра, представляющего цепочку одинаковых звеньев, определяется из матрицы передачи звена фильтра с учетом падающей и отраженных (от последующих звеньев) волн на зажимах четырехполюсника.

Матрица передачи одного звена фильтра без потерь записывается в виде

W_e~3-1/W_e*, а-э _ „-д

Т.= 1/(W - 1/W )

1 ' X Z '

е-9 - е* v

е " - е Щ e9-1/W е~9

(19)

Здесь * = * характеристический коэффициент

отражения, т.е. коэффициент отражения на выходе, который пересчитывается на входе без изменения

Я = - р i / pz- 1 , где р = Сое ф/, Соз <р ;

ф = ф + Ф ; ф = -2к/Л-1;1

ё* =

= Л0/4 ; <р = arcctg(1/Qv) • = q ± i/1 - q2 ,

(20)

(21)

wt = w2 - w,

где q = Sin ф/ Sin ф . * (22)

Подставляя значения e® и е~э, после преобразований получиы

W

q *

i/T^f--

♦i-

W - 1/W

= q ± 1-Cos ф/С0з Ф

Коэффициент вносимых потерь, формулой

А = |Т I*- ql + Соз*ф/81п*ф .

соотве тственно,

(23) ьыражается

(24)

Матрица передачи фильтра, состоящего из "п" звеньев находиться путем перемножения матриц отдельных (идентичны! звеньев. В результате математических преобразований, выражеш для коэффициентов матрицы передачи приводятся к удобному виду определяются через полиномы Чебышева Т^) и ип(д) -

(Т) =

Т

(Я)

(25)

Ур -1

Если фильтр включается в линию, которая оканчивается е: характеристическим сопротивлением, то коэффициент вносимых поте.

фильтра, состоящего из ип" звеньев равен

+ • (26)

1 1 п Б1п ф 1-4 До тех пор, пока распределенными потерями пренебрегаем (ф Ф действительны), выражение для вносимых потерь можно запаса так:

А = 1 + сге ф

1<4< )

по:

Анализ показывает, что с увеличением числа звеньев п са заграздения расширяется, а крутизна скатов характеристик личивается. Однако вне полосы' загракдения проявляется кешлато, ше пульсации. Наиболее приемлемыми для практики являются фшп/ с числом звеньев не более четырех. Такие фильтры обладают срав!

тельно небольшими пульсациями.

Если рассеяние ввергли (потери в стенках резонсто; принимается в расчет, то параметры -р и а не являются Со действительными величинами. При этом звено филь характеризуется последовательным контуром, проводимость котор является комплексной и шунтирует линии эквивалентные основы волноводу.

В диссертации дается сравнительная оценка частотной харак ристики фильтра с одинаковыми звеньями и многозвенного реиэкт ного фильтра с Чебышевской характеристикой (табл.1), 1

число звеньев фильтра, удовлетворяющего частотным требованиям.

Таблица 1

= 0,015 Фильтр с одинаковыми звеньями Фильтр с Чебышевской характеристикой

П-' ч. П

0,005 2 аг = 1оо 3 а, = 112 V 24

0,0074 '3 <з = о = о = 1 я = 94 3. 0,= 0,-112 0з= 24

0,01 . 4 а = а = а = 1 2 ■ = а4= 84 5 01= 0, = 113 0,= а4 = 25 о,- 151

0,011 5 о.- а, = о,- = о4= 0,= Т7 . 5 <3,- 0,-113 0,- 04 = 25 151

Из сравнения видно, что реализация частотных характеристик фильтра с одинаковыми звеньями не уступает по числу звеньев фильтру с Чебышевской характеристикой. Вместе с тем, построение фильтра из одинаковых звеньев обуславливает простоту и удобство их изготовления.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

1. Задачей диссертации являлась проектирование устройства, которое отвечало бы одному из трудновыполнимых требований, предъявляемых к параметрам А.Ф.Т. современных средств связи СВЧ. Устройство должно обеспечить работу элементов станции в двух, сравнительно узких диапазонах, со средними частотами г и при условии, что эти частоты имеют большой коэффициент разноса т] = Г,/*, > 2.

Фильтр сочетает одновременно две функции - заграждение основного сигнала на частоте и поглащение помехи Гг.

2. Использование теории схем СВЧ и определение внешних электрических параметров методом частичных областей позволило найти необходимые расчетные соотношения и дать метод расчета физико-геометрических- параметров фильтра по требованиям к его

частотной характеристике. Результаты экспериментальных исследований подтвердили правильность полученных теоретических соотношений и совпадают с ними на 70..80%.

3. В процессе анализа схемы проектируемого фильтра решены новые задачи, имеющие самостоятельное значение:

3.1. Дана оценка апроксимирущих функций на щели. Доказано, что при одноволновом режиме в волноводе достаточно использование первого члена четной функции Галеркина. При двухволновом режиме поле должно быть апроксимировано четной и нечетной функциями.

.3.2. Определена электродинамическая проводимость продольной щели с произвольными размерами в узкой боковой стенке согласованного сдвух сторон прямоугольного волновода, как при алроксимации поля четной, так и нечетной функциями.

3.3. Определен внешний электродинамический параметр отверстия в торце прямоугольного волновода при втооксимации поля четной и нечетной функциями.

Полученные внешние параметры могут* быть использованы в других цепях СВЧ, содержащих аналогичные узлы.

4. Спроектированный двухдиапазонный фильтр в сочетании с различными.мостовыми схемами может быть использован для выполнения многообразных функций в волноводных трактах средств связи СВЧ диапазона. В частности, из анализа схемы приведенной в диссертации следует, что использование его в схеме направленного фильтра обеспечивает решение таких задач, как возможность работы тракта на прием и передачу с одной антенной или разделение каналов в многоканальных РР станциях. Существенным преимуществом является выполнение фильтром двух функций, т.к. одновременно с частотным разделением, фильтр обеспечивает 2— кратное (практически, пол-вое) подавление помехи.

ОПУБЛИКОВАННЫЕ СТАТЬИ ПО ДИССЕРТАЦИОННОЙ РАБОТЕ

1. Е.М. Машковцев, P.A. Малькауи, В.Б. Савицкая. Об аппроксимации электрического шля на краевых задачах электродинамики. Сб.науч.тр. учеб. завед. связи/ЭИС,- СПб,1992,- i 156.

2. P.A. Малькауи, В.Б. Савицкая.. Расчет волновых фильтров с продольно-щелевой связью. Сб.науч.тр. учеб. завед. связи/ЭИС.-OT5iI993.- Я 157.